JP3494023B2 - 半導体装置および半導体装置の駆動方法並びに電力変換装置 - Google Patents
半導体装置および半導体装置の駆動方法並びに電力変換装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
- H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
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- H01L27/0635—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type in combination with bipolar transistors and diodes, or resistors, or capacitors
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタとダイオードを逆並列に接続した半導
体装置（以下ＩＧＢＴモジュールと記す）と、該半導体
装置の駆動方法と、該半導体装置を備えた電力変換装置
とに関する。
ーラトランジスタとダイオードを逆並列に接続した半導
体装置（以下ＩＧＢＴモジュールと記す）と、該半導体
装置の駆動方法と、該半導体装置を備えた電力変換装置
とに関する。
【０００２】
【従来の技術】パワーエレクトロニクスの発展にともな
い、インバータ装置等の電力変換装置の高性能化，低騒
音化及び小型化が要求されている。このような要求に応
じることができる絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（以下ＩＧＢＴと記す）はMOSFETの高速性とバイポーラ
トランジスタの高出力性を兼ね備えた電圧駆動型の素子
である。そのため、駆動回路は電流制御型の素子である
バイポーラトランジスタに比べ小型化できる。
い、インバータ装置等の電力変換装置の高性能化，低騒
音化及び小型化が要求されている。このような要求に応
じることができる絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（以下ＩＧＢＴと記す）はMOSFETの高速性とバイポーラ
トランジスタの高出力性を兼ね備えた電圧駆動型の素子
である。そのため、駆動回路は電流制御型の素子である
バイポーラトランジスタに比べ小型化できる。
【０００３】ＩＧＢＴは、通常、ＩＧＢＴモジュールの
形で使用される。ＩＧＢＴモジュールは逆並列に接続し
たＩＧＢＴとダイオードを一つのパッケージ内に組み込
み、外部に電極端子を取り出した半導体装置であり、主
にインバータなどの電力変換装置に使われる。
形で使用される。ＩＧＢＴモジュールは逆並列に接続し
たＩＧＢＴとダイオードを一つのパッケージ内に組み込
み、外部に電極端子を取り出した半導体装置であり、主
にインバータなどの電力変換装置に使われる。
【０００４】図４はＩＧＢＴモジュールを使ったインバ
ータ回路で、IGBT11からIGBT32はＩＧＢＴ、Ｄ１１から
Ｄ３２はダイオード、１０１は三相誘導電動機を示す。
また、端子Ｔ１とＴ２は直流電源につながる。ＩＧＢＴ
モジュールとしては、一つのパッケージ内に、ＩＧＢＴ
とダイオードを一対だけ組み込んだもの、一相分の上ア
ームと下アームを組み込んだもの、更に３相分の上アー
ムと下アームを組み込んだもの等があり、用途によって
使い分けられる。
ータ回路で、IGBT11からIGBT32はＩＧＢＴ、Ｄ１１から
Ｄ３２はダイオード、１０１は三相誘導電動機を示す。
また、端子Ｔ１とＴ２は直流電源につながる。ＩＧＢＴ
モジュールとしては、一つのパッケージ内に、ＩＧＢＴ
とダイオードを一対だけ組み込んだもの、一相分の上ア
ームと下アームを組み込んだもの、更に３相分の上アー
ムと下アームを組み込んだもの等があり、用途によって
使い分けられる。
【０００５】図４において、IGBT11とIGBT22をオンする
ことによりIGBT11，三相誘導電動機１０１，IGBT22を通
って電流が流れる。ここでIGBT22をオフにすると三相誘
導電動機を流れていた電流はIGBT11，三相誘導電動機，
ダイオードＤ２１を介して環流する。再び、IGBT22をオ
ンとするとダイオードＤ２１を流れていた電流がIGBT22
に流れる。図５はこのときのＩＧＢＴモジュールのスイ
ッチング波形を示したもので、図４の上アームのダイオ
ードＤ２１のアノード電流ＩA とアノード・カソード電
圧ＶAK、下アームのIGBT22のコレクタ電流ＩC とコレク
タ・エミッタ間電圧ＶCEの波形である。IGBT22がオンす
るとダイオードＤ２１の電流はオフし、IGBT22がオフす
ると再びダイオードＤ２１に電流が流れる。
ことによりIGBT11，三相誘導電動機１０１，IGBT22を通
って電流が流れる。ここでIGBT22をオフにすると三相誘
導電動機を流れていた電流はIGBT11，三相誘導電動機，
ダイオードＤ２１を介して環流する。再び、IGBT22をオ
ンとするとダイオードＤ２１を流れていた電流がIGBT22
に流れる。図５はこのときのＩＧＢＴモジュールのスイ
ッチング波形を示したもので、図４の上アームのダイオ
ードＤ２１のアノード電流ＩA とアノード・カソード電
圧ＶAK、下アームのIGBT22のコレクタ電流ＩC とコレク
タ・エミッタ間電圧ＶCEの波形である。IGBT22がオンす
るとダイオードＤ２１の電流はオフし、IGBT22がオフす
ると再びダイオードＤ２１に電流が流れる。
【０００６】インバータ回路の低損失化のためにはＩＧ
ＢＴモジュールの低損失化が必要である。このため近年
ＩＧＢＴのスイッチング損失とオン電圧を低減するため
の改良が進んでいる。
ＢＴモジュールの低損失化が必要である。このため近年
ＩＧＢＴのスイッチング損失とオン電圧を低減するため
の改良が進んでいる。
【０００７】ＩＧＢＴでは、定常オフ状態の時に素子に
加わる電圧を保持する役割を果たす低不純物濃度の半導
体層（通常低濃度のｎ型半導体層で、以後ｎベース層と
記述する。）に、電子と正孔を蓄積する事で低いオン電
圧を得ており、蓄積量を多くするほどオン電圧は低くな
る。しかし、その一方で蓄積電荷はターンオフ時に電力
損失を発生することから、オン電圧を小さくするほど多
くのターンオフ損失が発生する。そのため、ＩＧＢＴを
電力変換装置に応用する上では、動作周波数や電源電圧
などを考慮し、定常オン状態の時に発生するオン損失と
ターンオフ時に発生するターンオフ損失、さらにはオフ
状態からオン状態に変化するときに発生するターンオン
損失の和が最小になるようなオン電圧に設定して使用さ
れる。
加わる電圧を保持する役割を果たす低不純物濃度の半導
体層（通常低濃度のｎ型半導体層で、以後ｎベース層と
記述する。）に、電子と正孔を蓄積する事で低いオン電
圧を得ており、蓄積量を多くするほどオン電圧は低くな
る。しかし、その一方で蓄積電荷はターンオフ時に電力
損失を発生することから、オン電圧を小さくするほど多
くのターンオフ損失が発生する。そのため、ＩＧＢＴを
電力変換装置に応用する上では、動作周波数や電源電圧
などを考慮し、定常オン状態の時に発生するオン損失と
ターンオフ時に発生するターンオフ損失、さらにはオフ
状態からオン状態に変化するときに発生するターンオン
損失の和が最小になるようなオン電圧に設定して使用さ
れる。
【０００８】ＩＧＢＴのオン電圧の値は、ｎベース層の
ライフタイムを調整することで電子と正孔の蓄積量を加
減して制御され、従来は、電子線を照射したライフタイ
ム制御が行われていた。電子線は物質を透過しやすく、
トータル厚み３００から800μｍ程度の半導体素子を完
全に透過し、素子内に均一な結晶欠陥を作る。このた
め、ｎベース層内のライフタイムが一様に短くなり、オ
ン電圧が大きくなるという問題が有った。
ライフタイムを調整することで電子と正孔の蓄積量を加
減して制御され、従来は、電子線を照射したライフタイ
ム制御が行われていた。電子線は物質を透過しやすく、
トータル厚み３００から800μｍ程度の半導体素子を完
全に透過し、素子内に均一な結晶欠陥を作る。このた
め、ｎベース層内のライフタイムが一様に短くなり、オ
ン電圧が大きくなるという問題が有った。
【０００９】これに対し、特開平9−121052 号公報に記
載のように、ＩＧＢＴにヘリウムやプロトンなどの軽イ
オンを照射することで、局所的にライフタイムを短くす
るライフタイム制御（以後、局所ライフタイム制御と記
す）を施して、オン電圧を増加させることなくターンオ
フ時間やターンオフ損失を低減しようとする技術が知ら
れている。
載のように、ＩＧＢＴにヘリウムやプロトンなどの軽イ
オンを照射することで、局所的にライフタイムを短くす
るライフタイム制御（以後、局所ライフタイム制御と記
す）を施して、オン電圧を増加させることなくターンオ
フ時間やターンオフ損失を低減しようとする技術が知ら
れている。
【００１０】また、ダイオードに関しても、特開昭55−
38058 号公報に記載のように局所ライフタイム制御を施
すことで、リーク電流を増加させることなく電流が順方
向から逆方向に変化するときの逆回復（リカバリー）時
間を短縮するとともに損失を低減する技術が知られてい
る。
38058 号公報に記載のように局所ライフタイム制御を施
すことで、リーク電流を増加させることなく電流が順方
向から逆方向に変化するときの逆回復（リカバリー）時
間を短縮するとともに損失を低減する技術が知られてい
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】前述したように、局所
ライフタイム制御によりＩＧＢＴとダイオードの損失を
個々に低減することができる。
ライフタイム制御によりＩＧＢＴとダイオードの損失を
個々に低減することができる。
【００１２】これに対し、本発明の目的は、ＩＧＢＴと
ダイオードを含むモジュール等の半導体装置の損失を低
減することにある。また、本発明の他の目的は電力損失
が少ない電力変換器を提供することにある。
ダイオードを含むモジュール等の半導体装置の損失を低
減することにある。また、本発明の他の目的は電力損失
が少ない電力変換器を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明による半導体装置
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイオードが
逆並列に接続される並列回路を有し、この並列回路に阻
止方向電圧を印加したとき、リーク電流が増加する第１
の電圧値と、リーク電流が増加し前記第１の電圧値より
も大きな第２の電圧値を有する。
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイオードが
逆並列に接続される並列回路を有し、この並列回路に阻
止方向電圧を印加したとき、リーク電流が増加する第１
の電圧値と、リーク電流が増加し前記第１の電圧値より
も大きな第２の電圧値を有する。
【００１４】このようなリーク電流と印加電圧の関係
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ内及びダイオー
ド内の半導体領域に、それぞれ局所ライフタイム制御領
域を形成することにより得られる。阻止方向電圧により
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ内及びダイオード内
の半導体領域に広がる空乏層が局所ライフタイム制御領
域に到達するとリーク電流が増加する。好ましくは、絶
縁ゲートバイポーラトランジスタでは、第１の電圧値に
おいて空乏層が局所ライフタイム制御領域に到達し、ダ
イオードでは、第２の電圧値において空乏層が前記局所
ライフタイム制御領域に到達するようにする。絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタにおいては、局所ライフタイ
ム制御領域により、オン電圧の増加を抑制しながらター
ンオフ損失が低減される。ダイオードにおいては、逆回
復（リカバリー）時におけるノイズの発生を抑制しなが
らリカバリー電流による損失が低減される。従って、半
導体装置全体としての電力損失が低減される。
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ内及びダイオー
ド内の半導体領域に、それぞれ局所ライフタイム制御領
域を形成することにより得られる。阻止方向電圧により
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ内及びダイオード内
の半導体領域に広がる空乏層が局所ライフタイム制御領
域に到達するとリーク電流が増加する。好ましくは、絶
縁ゲートバイポーラトランジスタでは、第１の電圧値に
おいて空乏層が局所ライフタイム制御領域に到達し、ダ
イオードでは、第２の電圧値において空乏層が前記局所
ライフタイム制御領域に到達するようにする。絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタにおいては、局所ライフタイ
ム制御領域により、オン電圧の増加を抑制しながらター
ンオフ損失が低減される。ダイオードにおいては、逆回
復（リカバリー）時におけるノイズの発生を抑制しなが
らリカバリー電流による損失が低減される。従って、半
導体装置全体としての電力損失が低減される。
【００１５】本発明による半導体装置を、直流電源に接
続して直流電圧を供給し、直流電圧を第１の電圧値と第
２の電圧値の間に設定して駆動することにより、半導体
装置で発生する電力損失が低減される。
続して直流電圧を供給し、直流電圧を第１の電圧値と第
２の電圧値の間に設定して駆動することにより、半導体
装置で発生する電力損失が低減される。
【００１６】さらに、本発明による半導体装置をオン・
オフスイッチングすることにより電力の変換を行う電力
変換装置では、半導体装置は直流電圧を供給する直流電
源に接続され、直流電圧が第１の電圧値と第２の電圧値
の間に設定される。従って、本発明による半導体装置で
発生する電力損失が低減されるので、電力変換装置の電
力損失が少なくなる。
オフスイッチングすることにより電力の変換を行う電力
変換装置では、半導体装置は直流電圧を供給する直流電
源に接続され、直流電圧が第１の電圧値と第２の電圧値
の間に設定される。従って、本発明による半導体装置で
発生する電力損失が低減されるので、電力変換装置の電
力損失が少なくなる。
【００１７】本発明による半導体装置のさらに具体的な
構成は、次の通りである。絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタは、第１導電型の第１の半導体領域と、第１の半
導体領域に接し、局所ライフタイム制御領域を有する第
２導電型の第２の半導体領域と、第２の半導体領域に接
する第１導電型の第３の半導体領域と、第３の半導体領
域内に位置する第２導電型の第４の半導体領域と、を有
する。第１の半導体領域には、第１の主電極が低抵抗接
触（オーミック接触）する。第３の半導体領域及び第４
の半導体領域には、第２の主電極が低抵抗接触（オーミ
ック接触）する。第３の半導体領域の表面上には、絶縁
膜を介して絶縁ゲートが設けられる。ダイオードは、局
所ライフタイム制御領域を有する第２導電型の第５の半
導体領域と、第５の半導体領域に接する第１導電型の第
６の半導体領域と、を有する。第５の半導体領域には、
第３の主電極が低抵抗接触し、第６の半導体領域には、
第４の主電極が低抵抗接触する。第１の主電極と第３の
主電極とが電気的に接続され、かつ第２の主電極と第４
の主電極とが電気的に接続されることにより、絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタとダイオードは、逆並列に接
続される。
構成は、次の通りである。絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタは、第１導電型の第１の半導体領域と、第１の半
導体領域に接し、局所ライフタイム制御領域を有する第
２導電型の第２の半導体領域と、第２の半導体領域に接
する第１導電型の第３の半導体領域と、第３の半導体領
域内に位置する第２導電型の第４の半導体領域と、を有
する。第１の半導体領域には、第１の主電極が低抵抗接
触（オーミック接触）する。第３の半導体領域及び第４
の半導体領域には、第２の主電極が低抵抗接触（オーミ
ック接触）する。第３の半導体領域の表面上には、絶縁
膜を介して絶縁ゲートが設けられる。ダイオードは、局
所ライフタイム制御領域を有する第２導電型の第５の半
導体領域と、第５の半導体領域に接する第１導電型の第
６の半導体領域と、を有する。第５の半導体領域には、
第３の主電極が低抵抗接触し、第６の半導体領域には、
第４の主電極が低抵抗接触する。第１の主電極と第３の
主電極とが電気的に接続され、かつ第２の主電極と第４
の主電極とが電気的に接続されることにより、絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタとダイオードは、逆並列に接
続される。
【００１８】絶縁ゲートバイポーラトランジスタにおけ
る第２の半導体領域は、好ましくは、第１の半導体領域
に接する第１の部分と、第１の部分及び第３の半導体領
域と接し、第１の部分よりも不純物濃度が低い第２の部
分と、を有する。そして、第２の半導体領域における局
所ライフタイム制御領域は、第１の部分と第２の部分の
境界を含む第１の部分と第２の部分にまたがる領域に位
置することが好ましい。また、ダイオードにおける第５
の半導体領域は、好ましくは、第３の主電極に接する第
３の部分と、第３の部分及び第６の半導体領域と接し、
第３の部分よりも不純物濃度が低い第４の部分と、を有
する。第５の半導体領域における局所ライフタイム制御
領域は、第４の部分内に位置することが好ましい。
る第２の半導体領域は、好ましくは、第１の半導体領域
に接する第１の部分と、第１の部分及び第３の半導体領
域と接し、第１の部分よりも不純物濃度が低い第２の部
分と、を有する。そして、第２の半導体領域における局
所ライフタイム制御領域は、第１の部分と第２の部分の
境界を含む第１の部分と第２の部分にまたがる領域に位
置することが好ましい。また、ダイオードにおける第５
の半導体領域は、好ましくは、第３の主電極に接する第
３の部分と、第３の部分及び第６の半導体領域と接し、
第３の部分よりも不純物濃度が低い第４の部分と、を有
する。第５の半導体領域における局所ライフタイム制御
領域は、第４の部分内に位置することが好ましい。
【００１９】なお、上記の第１及び第２導電型は、それ
ぞれｐ型またはｎ型であり、互いに反対の導電型であ
る。また、第１及び第２の主電極は、それぞれ、絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタのコレクタ電極及びエミッ
タ電極に対応し、第３及び第４の主電極は、それぞれ、
カソード電極及びアノード電極に対応する。また、上記
の第１及び第３の部分はいわゆるバッファ層に対応し、
第２及び第４の部分は低濃度ベース層に対応する。
ぞれｐ型またはｎ型であり、互いに反対の導電型であ
る。また、第１及び第２の主電極は、それぞれ、絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタのコレクタ電極及びエミッ
タ電極に対応し、第３及び第４の主電極は、それぞれ、
カソード電極及びアノード電極に対応する。また、上記
の第１及び第３の部分はいわゆるバッファ層に対応し、
第２及び第４の部分は低濃度ベース層に対応する。
【００２０】局所ライフタイム制御領域の構成等の、絶
縁ゲートバイポーラトランジスタとダイオードの並列回
路を有する半導体装置の電力損失を低減するための、他
の好ましい構成については、以下の説明で明らかになる
であろう。
縁ゲートバイポーラトランジスタとダイオードの並列回
路を有する半導体装置の電力損失を低減するための、他
の好ましい構成については、以下の説明で明らかになる
であろう。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施例であるＩ
ＧＢＴモジュールを示す。金属製のヒートシンク板６１
１の上には絶縁板６９が設けられ、さらにその上には金
属板６５が設けられる。金属板６５の上には、IGBT66お
よびダイオード６７が配置される。IGBT66のコレクタ電
極とダイオード６７のカソード電極は、共に金属板６５
を介してコレクタ端子６２に接続される。また、配線６
８によりIGBT66のエミッタ電極とダイオード６７のアノ
ード電極が共にエミッタ電極板６４を通してエミッタ端
子６１に接続され、IGBT66のゲート電極がゲート電極板
６１０を通してゲート端子６３に接続される。従って、
IGBT66とダイオード６７は逆並列に接続される。以上の
構成が、プラスチックパッケージ６１２に内蔵され、各
端子がプラスチックパッケージの６１２の外部に取り出
される。
ＧＢＴモジュールを示す。金属製のヒートシンク板６１
１の上には絶縁板６９が設けられ、さらにその上には金
属板６５が設けられる。金属板６５の上には、IGBT66お
よびダイオード６７が配置される。IGBT66のコレクタ電
極とダイオード６７のカソード電極は、共に金属板６５
を介してコレクタ端子６２に接続される。また、配線６
８によりIGBT66のエミッタ電極とダイオード６７のアノ
ード電極が共にエミッタ電極板６４を通してエミッタ端
子６１に接続され、IGBT66のゲート電極がゲート電極板
６１０を通してゲート端子６３に接続される。従って、
IGBT66とダイオード６７は逆並列に接続される。以上の
構成が、プラスチックパッケージ６１２に内蔵され、各
端子がプラスチックパッケージの６１２の外部に取り出
される。
【００２２】図２は、図１のＩＧＢＴモジュールのエミ
ッタ端子６１とコレクタ端子６２との間におけるリーク
電流を示す。リーク電流は、低電圧側で電流が増加する
第一の増加点とこれより高電圧側で電流が増加する第二
の増加点を示す。尚、図２は定格耐圧３３００Ｖのモジ
ュールの結果で、第一の増加を開始する電圧が約800
Ｖ、第二の増加を開始する電圧が約２５００Ｖとなって
いる。尚、３８００Ｖ付近の急激な増加はアバランシェ
によるもので、リーク電流は急激に増大する。
ッタ端子６１とコレクタ端子６２との間におけるリーク
電流を示す。リーク電流は、低電圧側で電流が増加する
第一の増加点とこれより高電圧側で電流が増加する第二
の増加点を示す。尚、図２は定格耐圧３３００Ｖのモジ
ュールの結果で、第一の増加を開始する電圧が約800
Ｖ、第二の増加を開始する電圧が約２５００Ｖとなって
いる。尚、３８００Ｖ付近の急激な増加はアバランシェ
によるもので、リーク電流は急激に増大する。
【００２３】図３は、図１におけるIGBT66とダイオード
６７断面構造と接続形態を示す。ここで半導体のｐ型導
電型を表わすのにｐ+ ，ｐ，ｐ- という記号を用いる
が、この順に不純物濃度が低くなる。ｎ型導電型を表わ
すｎ+ ，ｎ，ｎ- についても同様である。IGBT66におい
ては、ｐ+ シリコン基板２７上にこれより低不純物濃度
のｎ層２６を形成しさらにその上にｎ層より低不純物濃
度のｎ- 層２９を形成し、ｎ- 層２９の表面部にこれよ
り高不純物濃度のｐ+ 層２５を選択的に形成し、さらに
このｐ+ 層２５領域中の表面部にｐ+ 層より高不純物濃
度のｎ+ 層２４を選択的に形成する。ｎ- 層２９とｎ+
層２４に挟まれたｐ+ 層２５の表面部をチャネル領域と
してこの上にゲート絶縁膜２２、さらにその上にゲート
電極２１を配置し、ｐ+ 層２５とｎ+ 層２４に共通に接
続するエミッタ電極２３，ｐ+ シリコン基板に接続する
コレクタ電極２８を有し、ｎ層２６とｎ- 層２９に接す
るように局所ライフタイム制御領域２１０が設けられた
構造となっている。局所ライフタイム制御領域２１０
は、ｎ層２６とｎ- 層２９との境界付近を含む両層に又
がる領域に形成される。ダイオードは、ｎ+ 基板４４上
にこれより低不純物濃度のｎ- 層４７を形成し、ｎ- 層
４７の表面部にこれより高不純物濃度のｐ+ 層４２を形
成し、ｎ+ 基板４４に接続するカソード電極４６，ｐ+
層４２に接続するアノード電極４１を有し、ｎ- 層４７
の中央部よりもカソード電極４６に近い領域側には局所
ライフタイム制御領域４５が設けられている。ＩＧＢＴ
のコレクタ電極２８とダイオードのカソード電極４６が
接続され、ＩＧＢＴのエミッタ電極２３とダイオードの
アノード電極４１が接続され、ＩＧＢＴとダイオードは
逆並列に接続される。尚、ＩＧＢＴの局所ライフタイム
制御はコレクタ側からヘリウムを、ダイオードの局所ラ
イフタイム制御はアノード側からプロトンを照射して行
っている。
６７断面構造と接続形態を示す。ここで半導体のｐ型導
電型を表わすのにｐ+ ，ｐ，ｐ- という記号を用いる
が、この順に不純物濃度が低くなる。ｎ型導電型を表わ
すｎ+ ，ｎ，ｎ- についても同様である。IGBT66におい
ては、ｐ+ シリコン基板２７上にこれより低不純物濃度
のｎ層２６を形成しさらにその上にｎ層より低不純物濃
度のｎ- 層２９を形成し、ｎ- 層２９の表面部にこれよ
り高不純物濃度のｐ+ 層２５を選択的に形成し、さらに
このｐ+ 層２５領域中の表面部にｐ+ 層より高不純物濃
度のｎ+ 層２４を選択的に形成する。ｎ- 層２９とｎ+
層２４に挟まれたｐ+ 層２５の表面部をチャネル領域と
してこの上にゲート絶縁膜２２、さらにその上にゲート
電極２１を配置し、ｐ+ 層２５とｎ+ 層２４に共通に接
続するエミッタ電極２３，ｐ+ シリコン基板に接続する
コレクタ電極２８を有し、ｎ層２６とｎ- 層２９に接す
るように局所ライフタイム制御領域２１０が設けられた
構造となっている。局所ライフタイム制御領域２１０
は、ｎ層２６とｎ- 層２９との境界付近を含む両層に又
がる領域に形成される。ダイオードは、ｎ+ 基板４４上
にこれより低不純物濃度のｎ- 層４７を形成し、ｎ- 層
４７の表面部にこれより高不純物濃度のｐ+ 層４２を形
成し、ｎ+ 基板４４に接続するカソード電極４６，ｐ+
層４２に接続するアノード電極４１を有し、ｎ- 層４７
の中央部よりもカソード電極４６に近い領域側には局所
ライフタイム制御領域４５が設けられている。ＩＧＢＴ
のコレクタ電極２８とダイオードのカソード電極４６が
接続され、ＩＧＢＴのエミッタ電極２３とダイオードの
アノード電極４１が接続され、ＩＧＢＴとダイオードは
逆並列に接続される。尚、ＩＧＢＴの局所ライフタイム
制御はコレクタ側からヘリウムを、ダイオードの局所ラ
イフタイム制御はアノード側からプロトンを照射して行
っている。
【００２４】以下、本発明者が行った検討結果について
述べる。
述べる。
【００２５】局所ライフタイム制御を施したＩＧＢＴと
ダイオードからなるモジュールでスイッチング特性を測
定したところ、図２に示すようなリーク電流特性を示す
モジュールで最も損失が少なくなることを発見した。ま
た、電源電圧を、リーク電流が増加する低電圧側の第一
の逆方向電圧とこれより高電圧側でリーク電流が増加す
る第二の逆方向電圧の間に設定すると、より損失が低減
することを発見した。この原因を明らかにするため、図
２の漏洩（リーク）電流特性を示すモジュールのＩＧＢ
Ｔとダイオードの構造を詳細に分析したところ以下のこ
とが明らかになった。測定に使用したモジュールの定格
耐圧は３３００Ｖで、ＩＧＢＴとダイオードのｎ- 層の
厚さはそれぞれ３５０μｍと４００μｍで、ｎ- 層の比
抵抗は４００Ω・cmと２００Ω・cmである。ＩＧＢＴで
はｎ層２６とｎ- 層２９に接するように局所ライフタイ
ム領域２１０が、ダイオードではｎ- 層４７のカソード
電極４６側には局所ライフタイム制御領域４５が設けら
れている。各局所ライフタイム制御部の位置は、ＩＧＢ
Ｔでは主接合Ｊ１から３２０μｍ、ダイオードでは主接
合Ｊ４１から３７０μｍのところに局所ライフタイム制
御の端部がある。したがって、第一の増加開始電圧はＩ
ＧＢＴの局所ライフタイム制御部、また第二の増加開始
電圧はダイオードの局所ライフタイム制御部による。そ
して、電源電圧をこれら二つの増加開始電圧の間に設定
することは、ＩＧＢＴでは空乏層が局所ライフタイム制
御部に到達し、ダイオードでは到達しない条件である。
ダイオードからなるモジュールでスイッチング特性を測
定したところ、図２に示すようなリーク電流特性を示す
モジュールで最も損失が少なくなることを発見した。ま
た、電源電圧を、リーク電流が増加する低電圧側の第一
の逆方向電圧とこれより高電圧側でリーク電流が増加す
る第二の逆方向電圧の間に設定すると、より損失が低減
することを発見した。この原因を明らかにするため、図
２の漏洩（リーク）電流特性を示すモジュールのＩＧＢ
Ｔとダイオードの構造を詳細に分析したところ以下のこ
とが明らかになった。測定に使用したモジュールの定格
耐圧は３３００Ｖで、ＩＧＢＴとダイオードのｎ- 層の
厚さはそれぞれ３５０μｍと４００μｍで、ｎ- 層の比
抵抗は４００Ω・cmと２００Ω・cmである。ＩＧＢＴで
はｎ層２６とｎ- 層２９に接するように局所ライフタイ
ム領域２１０が、ダイオードではｎ- 層４７のカソード
電極４６側には局所ライフタイム制御領域４５が設けら
れている。各局所ライフタイム制御部の位置は、ＩＧＢ
Ｔでは主接合Ｊ１から３２０μｍ、ダイオードでは主接
合Ｊ４１から３７０μｍのところに局所ライフタイム制
御の端部がある。したがって、第一の増加開始電圧はＩ
ＧＢＴの局所ライフタイム制御部、また第二の増加開始
電圧はダイオードの局所ライフタイム制御部による。そ
して、電源電圧をこれら二つの増加開始電圧の間に設定
することは、ＩＧＢＴでは空乏層が局所ライフタイム制
御部に到達し、ダイオードでは到達しない条件である。
【００２６】ところで、ＩＧＢＴのターンオフ損失を最
も効果的に抑制するには、ｎ- 層中の蓄積キャリアは、
空乏層内の電界によって短時間のうちに吐き出し、さら
に、ｐ+ 層２７からの正孔の再注入を防止することがよ
い。ターンオフ時、ＩＧＢＴでは空乏層が主接合Ｊ１か
らコレクタ電極２８側に向かって広り、同時に正孔はｐ
+ 層２５に、電子はｎ層２６に移動する。空乏層は電源
電圧Ｅ１で決まる幅まで広がり固定されるが、空乏層外
のキャリアのうち正孔が空乏層内に移動し続けるため
に、電子が過剰になるのを防止するようにｐ+ 層２７か
ら正孔が注入され続ける。したがって、ＩＧＢＴで正孔
の再注入を効果的に抑制するには、空乏層の端部に局所
ライフタイム制御部があり、空乏層端のキャリアが短時
間のうちに低減することがよい。ｎ層２６を有するパン
チスルー型のＩＧＢＴではｎ層２６を部分的に含む位置
に局所ライフタイム制御を施せば、空乏層はｎ層２６に
接してそれ以上広がらないので、電源電圧に依存せず空
乏層端のキャリアを短時間に低減できることになり、正
孔の再注入を抑制するには最も効果的な場所である。こ
れに対し、ダイオードではリカバリー電流の急激な減少
に伴うノイズの発生を防止するため、主接合Ｊ４１から
広がる空乏層がｎ+ 層４４に到達してはいけない。その
ため、空乏層とｎ+ 層４４の間にはキャリアを残留させ
る領域を設けるが、この部分のライフタイムが長いと損
失が大きくなる。これを防止するにはキャリアが残留す
る領域のライフタイムを適度に短くすればよく、ダイオ
ードでは空乏層とｎ+ 層４４の間に局所ライフタイム制
御することが損失低減のために有効である。
も効果的に抑制するには、ｎ- 層中の蓄積キャリアは、
空乏層内の電界によって短時間のうちに吐き出し、さら
に、ｐ+ 層２７からの正孔の再注入を防止することがよ
い。ターンオフ時、ＩＧＢＴでは空乏層が主接合Ｊ１か
らコレクタ電極２８側に向かって広り、同時に正孔はｐ
+ 層２５に、電子はｎ層２６に移動する。空乏層は電源
電圧Ｅ１で決まる幅まで広がり固定されるが、空乏層外
のキャリアのうち正孔が空乏層内に移動し続けるため
に、電子が過剰になるのを防止するようにｐ+ 層２７か
ら正孔が注入され続ける。したがって、ＩＧＢＴで正孔
の再注入を効果的に抑制するには、空乏層の端部に局所
ライフタイム制御部があり、空乏層端のキャリアが短時
間のうちに低減することがよい。ｎ層２６を有するパン
チスルー型のＩＧＢＴではｎ層２６を部分的に含む位置
に局所ライフタイム制御を施せば、空乏層はｎ層２６に
接してそれ以上広がらないので、電源電圧に依存せず空
乏層端のキャリアを短時間に低減できることになり、正
孔の再注入を抑制するには最も効果的な場所である。こ
れに対し、ダイオードではリカバリー電流の急激な減少
に伴うノイズの発生を防止するため、主接合Ｊ４１から
広がる空乏層がｎ+ 層４４に到達してはいけない。その
ため、空乏層とｎ+ 層４４の間にはキャリアを残留させ
る領域を設けるが、この部分のライフタイムが長いと損
失が大きくなる。これを防止するにはキャリアが残留す
る領域のライフタイムを適度に短くすればよく、ダイオ
ードでは空乏層とｎ+ 層４４の間に局所ライフタイム制
御することが損失低減のために有効である。
【００２７】以上のことから、局所ライフタイム制御を
施す部分は、ＩＧＢＴがｎ- 層２９とｎ層２６を部分的
に含む場所、ダイオードがｎ- 層４７とｐ+ 層４２の接
合Ｊ４１から広がる空乏層の外側であることが良い。漏
洩電流が増加する第一の増加電圧以上の電圧を印加すれ
ば、ＩＧＢＴの空乏層端部は局所ライフタイム制御部に
接することから、ターンオフ損失が少なくなる。一方、
ダイオードでは、漏洩電流が増加する第二の増加電圧よ
り低い電源電圧であれば、局所ライフタイム制御部は空
乏層の外に位置することから、リカバリー損失が低減で
きる。
施す部分は、ＩＧＢＴがｎ- 層２９とｎ層２６を部分的
に含む場所、ダイオードがｎ- 層４７とｐ+ 層４２の接
合Ｊ４１から広がる空乏層の外側であることが良い。漏
洩電流が増加する第一の増加電圧以上の電圧を印加すれ
ば、ＩＧＢＴの空乏層端部は局所ライフタイム制御部に
接することから、ターンオフ損失が少なくなる。一方、
ダイオードでは、漏洩電流が増加する第二の増加電圧よ
り低い電源電圧であれば、局所ライフタイム制御部は空
乏層の外に位置することから、リカバリー損失が低減で
きる。
【００２８】図６は、ＩＧＢＴのターンオフ損失とダイ
オードのリカバリー損失の局所ライフタイム制御領域の
幅依存性である。局所ライフタイム制御領域の幅は、注
入イオン種分布の半値幅で示している。ＩＧＢＴモジュ
ールの定格電圧は３３００Ｖ、測定電源電圧は１５００
Ｖの時の結果で、損失はＩＧＢＴの最小損失で規格化し
ている。ｎ- 層の厚さは、ＩＧＢＴが３５０μｍでダイ
オードが４００μｍである。ＩＧＢＴでは半値幅が５μ
ｍより小さいか１００μｍを超えると損失が増加するの
に対し、ダイオードは１０μｍより小さいか２００μｍ
を超えると増加している。したがって、ＩＧＢＴモジュ
ールの低損失化のためには、ＩＧＢＴの局所ライフタイ
ム制御領域の幅をダイオードのそれより狭くすることが
良い。
オードのリカバリー損失の局所ライフタイム制御領域の
幅依存性である。局所ライフタイム制御領域の幅は、注
入イオン種分布の半値幅で示している。ＩＧＢＴモジュ
ールの定格電圧は３３００Ｖ、測定電源電圧は１５００
Ｖの時の結果で、損失はＩＧＢＴの最小損失で規格化し
ている。ｎ- 層の厚さは、ＩＧＢＴが３５０μｍでダイ
オードが４００μｍである。ＩＧＢＴでは半値幅が５μ
ｍより小さいか１００μｍを超えると損失が増加するの
に対し、ダイオードは１０μｍより小さいか２００μｍ
を超えると増加している。したがって、ＩＧＢＴモジュ
ールの低損失化のためには、ＩＧＢＴの局所ライフタイ
ム制御領域の幅をダイオードのそれより狭くすることが
良い。
【００２９】また、イオン種はＩＧＢＴはコレクタ層２
８側から、ダイオードはアノード電極４１側から照射す
ることがよい。イオン種は停止した部分だけでなく、通
過した位置にも欠陥を発生させるために、ＩＧＢＴでエ
ミッタ電極２３側から照射するとｎ- 層全体のライフタ
イムが短くなる。ｎ- 層のライフタイムが短くなると、
オン電圧が増大するため、損失の増大を招く。これに対
し、コレクタ層２８側からイオン種を照射すれば、ｎ-
層内において、欠陥はｎ層２６の付近に部分的に発生す
るので、オン電圧の増大が抑制できる。一方、ダイオー
ドでは、ソフトなリカバリー特性のために、リカバリー
電流のピーク値を低減することが望ましい。リカバリー
電流のピーク値はｎ- 層４７とｐ+ 層４２の近傍のキャ
リア濃度に依存するため、これを低減することが不可欠
である。このため、ダイオードでは、アノード電極側か
らイオン種を注入して、Ｊ４１付近のキャリアを低減す
ることが望ましい。
８側から、ダイオードはアノード電極４１側から照射す
ることがよい。イオン種は停止した部分だけでなく、通
過した位置にも欠陥を発生させるために、ＩＧＢＴでエ
ミッタ電極２３側から照射するとｎ- 層全体のライフタ
イムが短くなる。ｎ- 層のライフタイムが短くなると、
オン電圧が増大するため、損失の増大を招く。これに対
し、コレクタ層２８側からイオン種を照射すれば、ｎ-
層内において、欠陥はｎ層２６の付近に部分的に発生す
るので、オン電圧の増大が抑制できる。一方、ダイオー
ドでは、ソフトなリカバリー特性のために、リカバリー
電流のピーク値を低減することが望ましい。リカバリー
電流のピーク値はｎ- 層４７とｐ+ 層４２の近傍のキャ
リア濃度に依存するため、これを低減することが不可欠
である。このため、ダイオードでは、アノード電極側か
らイオン種を注入して、Ｊ４１付近のキャリアを低減す
ることが望ましい。
【００３０】イオン種分布の幅と損失の関係について、
耐圧の異なるＩＧＢＴとダイオードで個々に比較した。
一般に、耐圧の高い素子ほどｎ- 層２９および４７の幅
を厚くする必要がある。これはｎ- 層で耐圧を保持する
ためである。図７は、耐圧３３００Ｖと５０００ＶのＩ
ＧＢＴ素子を比較した結果で、注入イオン種の半値幅は
ｎ- 層の幅Ｗｎ- で規格化している。ｎ- 層の幅は３３
００Ｖが３５０μｍ、５０００Ｖが５５０μｍで、ｎ-
層の幅は各耐圧を得るために必要な幅である。ダイオー
ドについても同様の比較をした結果、図８に示すような
結果が得られた。ダイオードのｎ- 層の幅は３３００Ｖ
が４００μｍ、５０００Ｖは７００μｍで、十分な残留
キャリアを供給しソフトなリカバリー特性を得るために
必要な幅である。尚、測定した電源電圧は３３００Ｖの
素子が１５００Ｖで、5000Ｖの素子は３０００Ｖであ
る。これらの結果から明らかなように、損失を低減する
注入イオン種分布の半値幅λとｎ-層の幅Ｗｎ-の間には
関係があり、ＩＧＢＴは０.０１４≦λ／Ｗｎ-≦０.
３、一方ダイオードは０.０５≦λ／Ｗｎ-≦０.５の範
囲でｎ- 層の幅に依存せず損失が最小になる。図６，図
７，図８の結果から、ＩＧＢＴモジュールの損失を低減
して通電電流を増加させるためには、ＩＧＢＴの局所ラ
イフタイム制御部の幅をダイオードのそれより狭くする
と共に、前記の範囲にすることが最適であることが新た
に見いだされる。
耐圧の異なるＩＧＢＴとダイオードで個々に比較した。
一般に、耐圧の高い素子ほどｎ- 層２９および４７の幅
を厚くする必要がある。これはｎ- 層で耐圧を保持する
ためである。図７は、耐圧３３００Ｖと５０００ＶのＩ
ＧＢＴ素子を比較した結果で、注入イオン種の半値幅は
ｎ- 層の幅Ｗｎ- で規格化している。ｎ- 層の幅は３３
００Ｖが３５０μｍ、５０００Ｖが５５０μｍで、ｎ-
層の幅は各耐圧を得るために必要な幅である。ダイオー
ドについても同様の比較をした結果、図８に示すような
結果が得られた。ダイオードのｎ- 層の幅は３３００Ｖ
が４００μｍ、５０００Ｖは７００μｍで、十分な残留
キャリアを供給しソフトなリカバリー特性を得るために
必要な幅である。尚、測定した電源電圧は３３００Ｖの
素子が１５００Ｖで、5000Ｖの素子は３０００Ｖであ
る。これらの結果から明らかなように、損失を低減する
注入イオン種分布の半値幅λとｎ-層の幅Ｗｎ-の間には
関係があり、ＩＧＢＴは０.０１４≦λ／Ｗｎ-≦０.
３、一方ダイオードは０.０５≦λ／Ｗｎ-≦０.５の範
囲でｎ- 層の幅に依存せず損失が最小になる。図６，図
７，図８の結果から、ＩＧＢＴモジュールの損失を低減
して通電電流を増加させるためには、ＩＧＢＴの局所ラ
イフタイム制御部の幅をダイオードのそれより狭くする
と共に、前記の範囲にすることが最適であることが新た
に見いだされる。
【００３１】ＩＧＢＴの局所ライフタイム制御部の幅
は、ダイオードのそれより狭く、かつＩＧＢＴでは空乏
層が局所ライフタイムへ到達し、ダイオードでは到達し
ない電源電圧で駆動することが最もよい。したがって、
損失を低減するためには、図２の特性のようにリーク電
流が増加する第一の逆方向電圧及び第二の逆方向電圧を
有するモジュールを使用して電力変換装置を構成し、電
源電圧を第一の逆方向電圧と第二の逆方向電圧の間に設
定して駆動することが好ましい。
は、ダイオードのそれより狭く、かつＩＧＢＴでは空乏
層が局所ライフタイムへ到達し、ダイオードでは到達し
ない電源電圧で駆動することが最もよい。したがって、
損失を低減するためには、図２の特性のようにリーク電
流が増加する第一の逆方向電圧及び第二の逆方向電圧を
有するモジュールを使用して電力変換装置を構成し、電
源電圧を第一の逆方向電圧と第二の逆方向電圧の間に設
定して駆動することが好ましい。
【００３２】図９は本発明を実施した電力用インバータ
装置の主回路の一例である。図中の点線で囲んだ部分、
すなわちＩＧＢＴとダイオードとが逆並列に接続される
並列回路部に図１のモジュールが適用されている。本イ
ンバータ装置は、一対の直流端子Ｔ１およびＴ２、なら
びに交流の相数に等しい３個の交流端子Ｔ３，Ｔ４，Ｔ
５を備え、直流端子に直流電源を接続しＩＧＢＴモジュ
ールＭ１１〜Ｍ３２内のＩＧＢＴをスイッチングするこ
とにより、直流電力を交流電力に変換して交流端子へ出
力する。直流端子には、直列接続された二つのモジュー
ルＭ１１とＭ12，Ｍ２１とＭ２２，Ｍ３１とＭ３２の各
両端子が接続される。二つのモジュールの直列接続点か
らは交流端子が取り出される。
装置の主回路の一例である。図中の点線で囲んだ部分、
すなわちＩＧＢＴとダイオードとが逆並列に接続される
並列回路部に図１のモジュールが適用されている。本イ
ンバータ装置は、一対の直流端子Ｔ１およびＴ２、なら
びに交流の相数に等しい３個の交流端子Ｔ３，Ｔ４，Ｔ
５を備え、直流端子に直流電源を接続しＩＧＢＴモジュ
ールＭ１１〜Ｍ３２内のＩＧＢＴをスイッチングするこ
とにより、直流電力を交流電力に変換して交流端子へ出
力する。直流端子には、直列接続された二つのモジュー
ルＭ１１とＭ12，Ｍ２１とＭ２２，Ｍ３１とＭ３２の各
両端子が接続される。二つのモジュールの直列接続点か
らは交流端子が取り出される。
【００３３】本図において、点線で囲んだＩＧＢＴとダ
イオードの逆並列回路は、図１に示したＩＧＢＴモジュ
ールにより構成される。従って、ＩＧＢＴとダイオード
の損失が低減されるので、インバータ装置の電流利用率
が向上し、装置を小型化できる。また、モジュールの損
失が低減するので変換効率も大幅に向上する。
イオードの逆並列回路は、図１に示したＩＧＢＴモジュ
ールにより構成される。従って、ＩＧＢＴとダイオード
の損失が低減されるので、インバータ装置の電流利用率
が向上し、装置を小型化できる。また、モジュールの損
失が低減するので変換効率も大幅に向上する。
【００３４】
【発明の効果】以上、本発明によれば、ＩＧＢＴモジュ
ールの損失が低減できる。これにより、インバータ装置
の小型化が可能となる。
ールの損失が低減できる。これにより、インバータ装置
の小型化が可能となる。
【図１】本発明を実施したＩＧＢＴモジュールを示す
図。
図。
【図２】ＩＧＢＴモジュールの逆方向電圧特性。
【図３】ＩＧＢＴモジュール内のＩＧＢＴおよびダイオ
ードの断面図。
ードの断面図。
【図４】ＩＧＢＴモジュールを使ったインバータ回路
図。
図。
【図５】ＩＧＢＴモジュールのスイッチング波形。
【図６】ＩＧＢＴモジュールのターンオフ損失およびリ
カバリー損失と注入イオン種分布の半値幅の関係。
カバリー損失と注入イオン種分布の半値幅の関係。
【図７】ＩＧＢＴモジュールのターンオフ損失の注入イ
オン種分布の半値幅とｎ- 層の幅の比に対する関係。
オン種分布の半値幅とｎ- 層の幅の比に対する関係。
【図８】ＩＧＢＴモジュールのリカバリー損失の注入イ
オン種分布の半値幅とｎ- 層の幅の比に対する関係。
オン種分布の半値幅とｎ- 層の幅の比に対する関係。
【図９】本発明を実施した電力用インバータ装置の主回
路の一例。
路の一例。
６…ＩＧＢＴモジュール、４５，２１０…局所ライフタ
イム制御部、６６…ＩＧＢＴ、６７…ダイオード。
イム制御部、６６…ＩＧＢＴ、６７…ダイオード。
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(72)発明者 森 睦宏
茨城県日立市大みか町七丁目１番１号
株式会社 日立製作所 日立研究所内
(56)参考文献 特開 平７−283401（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−121052（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−150208（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H01L 29/78
H01L 21/336
Claims (8)
- 【請求項１】絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイ
オードとを逆並列に接続した並列回路を有する半導体装
置において、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと前記ダイオー
ドとがそれぞれ局所ライフタイム制御領域を有し、 前記並列回路に阻止方向電圧を印加したとき、前記絶縁
ゲートバイポーラトランジスタで、空乏層が前記ライフ
タイム制御領域に到達しリーク電流が増加する第１の電
圧値と、前記ダイオードで、空乏層が前記局所ライフタ
イム制御領域に到達しリーク電流が増加する第２の電圧
値とを有し、 前記第１の電圧値より前記第２の電圧値が大きいことを
特徴とする半導体装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタの前記局所ライフタイム制御領域の半
導体基板深さ方向の幅が前記ダイオードの前記局所ライ
フタイム制御領域の半導体基板深さ方向の幅よりも狭い
ことを特徴とする半導体装置。 - 【請求項３】絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイ
オードとを逆並列に接続した並列回路を有する半導体装
置において、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと前記ダイオー
ドとがそれぞれ局所ライフタイム制御領域を有し、 絶縁ゲートバイポーラトランジスタの局所ライフタイム
制御領域の半導体基板深さ方向の幅が、ダイオードの局
所ライフタイム制御領域の半導体基板深さ方向の幅より
も狭く、 前記並列回路に阻止方向電圧を印加したとき、リーク電
流が増加する第１の電圧値と、リーク電流が増加し前記
第１の電圧値より大きな第２の電圧値とを有し、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタ及び前記ダイオ
ードの低濃度ベース層の厚さＷｎ- と、前記局所ライフ
タイム制御領域の半値幅λとが、前記絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタでは０.０１４５≦(λ／Ｗｎ-)≦０.
３ を満たし、前記ダイオードでは０.０５≦（λ／Ｗｎ
-）≦０.５ を満たすことを特徴とする半導体装置。 - 【請求項４】絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイ
オードとを逆並列に接続した並列回路を有する半導体装
置において、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタは、第１導電型
の第１の半導体領域と、前記第１の半導体領域に接し、
局所ライフタイム制御領域を有する第２導電型の第２の
半導体領域と、前記第２の半導体領域に接する第１導電
型の第３の半導体領域と、前記第３の半導体領域内に位
置する第２導電型の第４の半導体領域と、前記第１の半
導体領域に低抵抗接触（オーミック接触）する第１の主
電極と、前記第３の半導体領域及び前記第４の半導体領
域とに低抵抗接触する第２の主電極と、前記第３の半導
体領域の表面上に絶縁膜を介して設けられる絶縁ゲート
を有し、 前記ダイオードは、局所ライフタイム制御領域を有する
第２導電型の第５の半導体領域と、前記第５の半導体領
域に接する第１導電型の第６の半導体領域と、前記第５
の半導体領域に低抵抗接触する第３の主電極と、前記第
６の半導体領域に低抵抗接触する第４の主電極と、を備
え、 前記第１の主電極と前記第３の主電極とが電気的に接続
され、前記第２の主電極と前記第４の主電極とが電気的
に接続されていて、 該並列回路に阻止方向電圧を印加したとき、リーク電流
が増加する第１の電圧値と、リーク電流が増加し前記第
１の電圧値よりも大きな第２の電圧値を有することを特
徴とする半導体装置。 - 【請求項５】請求項４において、 前記第２の半導体領域は、前記第１の半導体領域に接す
る第１の部分と、前記第１の部分及び前記第３の半導体
領域と接し、前記第１の部分よりも不純物濃度が低い第
２の部分と、を有し、前記第２の半導体領域における前
記局所ライフタイム制御領域は、前記第１の部分と前記
第２の部分の境界を含む前記第１の部分と第２の部分に
またがる領域に位置し、 前記第５の半導体領域は、前記第３の主電極に接する第
３の部分と、前記第３の部分及び前記第６の半導体領域
と接し、前記第３の部分よりも不純物濃度が低い第４の
部分と、を有し、前記第５の半導体領域における前記局
所ライフタイム制御領域は、前記第４の部分内に位置す
ることを特徴とする半導体装置。 - 【請求項６】請求項１から請求項５の何れか１項に記載
の半導体装置において、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと、前記ダイオ
ードとが別々のシリコン半導体基板に形成されていて、
かつ、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと、前記
ダイオードとが同じパッケージに内蔵されていることを
特徴とする半導体装置。 - 【請求項７】絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイ
オードとを逆並列に接続した並列回路を有する半導体装
置の駆動方法において、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと前記ダイオー
ドとがそれぞれ局所ライフタイム制御領域を備え、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタが、阻止方向電
圧を印加したとき、前記絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタの空乏層が前記ライフタイム制御領域に到達しリー
ク電流が増加する第１の電圧値を有し、 前記ダイオードが、阻止方向電圧を印加したとき、前記
ダイオードの空乏層が前記局所ライフタイム制御領域に
到達しリーク電流が増加する第２の電圧値を有するもの
であって、 該第２の電圧値が前記第１の電圧値より大きな値であ
り、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと前記ダイオー
ドとを逆並列に接続した並列回路である半導体装置に 直
流電源を接続して直流電圧を供給し、該直流電圧を前記
第１の電圧値と前記第２の電圧値との間の値に設定する
ことを特徴とする半導体装置の駆動方法。 - 【請求項８】半導体装置をオン・オフスイッチングする
ことにより電力の変換を行う電力変換装置であって、 前記半導体装置が、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
とダイオードが逆並列に接続される並列回路を有し、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタと前記ダイオー
ドとがそれぞれ局所ライフタイム制御領域を備え、 前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタが、阻止方向電
圧を印加したとき、前記絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタの空乏層が前記ライフタイム制御領域に到達しリー
ク電流が増加する第１の電圧値を有し、 前記ダイオードが、阻止方向電圧を印加したとき、前記
ダイオードの空乏層が前記局所ライフタイム制御領域に
到達しリーク電流が増加する第２の電圧値を有するもの
であって、 該第２の電圧値が前記第１の電圧値より大きな値であ
り、 前記半導体装置は直流電圧を供給する直流電源に接続さ
れ、該 直流電圧が前記第１の電圧値と前記第２の電圧値との
間の値に設定されることを特徴とする電力変換装置。
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| JP21226298A JP3494023B2 (ja) | 1998-07-28 | 1998-07-28 | 半導体装置および半導体装置の駆動方法並びに電力変換装置 |
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| JP21226298A JP3494023B2 (ja) | 1998-07-28 | 1998-07-28 | 半導体装置および半導体装置の駆動方法並びに電力変換装置 |
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