JP2707883B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/19—Details of hybrid assemblies other than the semiconductor or other solid state devices to be connected
- H01L2924/1901—Structure
- H01L2924/1904—Component type
- H01L2924/19041—Component type being a capacitor
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/30—Technical effects
- H01L2924/301—Electrical effects
- H01L2924/30107—Inductance
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は各アーム又は各インバー
タ単位を単一のモジュールで構成した改良されたインバ
ータ装置に関する。
タ単位を単一のモジュールで構成した改良されたインバ
ータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】車両用モ−タの駆動制御装置では、交流
モータの回転数を任意に制御するために周波数を変えら
れるインバータ装置が使用されている。これまでは、一
インバータ単位が直列接続された２個のスイッチング素
子で構成され、それを交互にオンオフする２レベルイン
バータ装置が一般的であった。最近、２レベルインバー
タ装置に代わって一インバータ単位が直列接続された４
個のスイッチング素子で構成された３レベルインバータ
（中性点クランプ電圧型インバータとも言う）装置が、
脚光を浴びている（第２７回鉄道サイバネティクス利用
シンポジウム、１９９０年、１９８頁から２０２頁）。
その理由は、３レベルインバータ装置では出力電圧波形
が、従来の高電位点Ｐと低電位点Ｎの２レベルしか現れ
ない２レベルインバータ装置に比べ、高電位点Ｐと低電
位点Ｎの他に中間電位点があり３レベルとなり滑らか階
段状になることから、低次高調波，トルク脈動及び騒音
レベルなどが低下するという利点があるためと考えられ
る。
モータの回転数を任意に制御するために周波数を変えら
れるインバータ装置が使用されている。これまでは、一
インバータ単位が直列接続された２個のスイッチング素
子で構成され、それを交互にオンオフする２レベルイン
バータ装置が一般的であった。最近、２レベルインバー
タ装置に代わって一インバータ単位が直列接続された４
個のスイッチング素子で構成された３レベルインバータ
（中性点クランプ電圧型インバータとも言う）装置が、
脚光を浴びている（第２７回鉄道サイバネティクス利用
シンポジウム、１９９０年、１９８頁から２０２頁）。
その理由は、３レベルインバータ装置では出力電圧波形
が、従来の高電位点Ｐと低電位点Ｎの２レベルしか現れ
ない２レベルインバータ装置に比べ、高電位点Ｐと低電
位点Ｎの他に中間電位点があり３レベルとなり滑らか階
段状になることから、低次高調波，トルク脈動及び騒音
レベルなどが低下するという利点があるためと考えられ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、３レベ
ルインバータ装置は、２レベルインバータ装置に比べ、
２倍の個数のスイッチング素子とアーム数だけのクラン
プダイオードが新たに必要となることから、インバータ
装置が大きくなり、素子の発熱損失も増えるという問題
があった。発熱損失の増大は大型の冷却装置を必要と
し、さらにインバータ装置を使用するシステムが大きく
なるという問題があり、これが３レベルインバータ装置
の普及を妨げていた。
ルインバータ装置は、２レベルインバータ装置に比べ、
２倍の個数のスイッチング素子とアーム数だけのクラン
プダイオードが新たに必要となることから、インバータ
装置が大きくなり、素子の発熱損失も増えるという問題
があった。発熱損失の増大は大型の冷却装置を必要と
し、さらにインバータ装置を使用するシステムが大きく
なるという問題があり、これが３レベルインバータ装置
の普及を妨げていた。
【０００４】上記問題の他に、３レベルインバータ装置
は、使用する素子数が多いことから配線長が長くなり、
配線インダクタンスが大きくなり、配線インダクタンス
と素子のスイッチング時に生じる電流変化ｄｉ／ｄｔで
発生する電圧ノイズが大きくなり、スイッチング素子の
高耐圧化が必要なことを本発明者らは見出した。スイッ
チング素子を高耐圧化すると素子の出力電流密度が低下
し、より大きなチップ面積の素子が必要となり、インバ
ータ装置の小型化が出来なくなるという新たな問題が生
じる。
は、使用する素子数が多いことから配線長が長くなり、
配線インダクタンスが大きくなり、配線インダクタンス
と素子のスイッチング時に生じる電流変化ｄｉ／ｄｔで
発生する電圧ノイズが大きくなり、スイッチング素子の
高耐圧化が必要なことを本発明者らは見出した。スイッ
チング素子を高耐圧化すると素子の出力電流密度が低下
し、より大きなチップ面積の素子が必要となり、インバ
ータ装置の小型化が出来なくなるという新たな問題が生
じる。
【０００５】このような問題は、３レベルインバータ装
置の場合に特に顕著であるが、３レベルインバータ装置
に限られるものではなく、２レベルインバータ装置の場
合においても同様に存在している。
置の場合に特に顕著であるが、３レベルインバータ装置
に限られるものではなく、２レベルインバータ装置の場
合においても同様に存在している。
【０００６】本発明の目的は、上述の問題を解決したイ
ンバータ装置を提供することにある。
ンバータ装置を提供することにある。
【０００７】本発明の他の目的は、小型化，高周波化，
低騒音化，高信頼化を図ったインバータ装置を提供する
ことにある。
低騒音化，高信頼化を図ったインバータ装置を提供する
ことにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を解決する本発
明インバータ装置の特徴とするところは、一対の直流端
子と、一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点
と、交流出力の相数と同数の交流端子と、各直流端子と
各交流端子との間に接続され、それぞれスイッチング素
子とそれと逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列
接続した構成からなる複数個のアームと、各アームの並
列回路間と一対の直流端子の各電位の中間の電位を有す
る点との間にそれぞれ接続したダイオードとを具備し、
各アームをそれぞれ単一のモジュールで構成した点にあ
る。
明インバータ装置の特徴とするところは、一対の直流端
子と、一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点
と、交流出力の相数と同数の交流端子と、各直流端子と
各交流端子との間に接続され、それぞれスイッチング素
子とそれと逆極性のダイオードとの並列回路を２個直列
接続した構成からなる複数個のアームと、各アームの並
列回路間と一対の直流端子の各電位の中間の電位を有す
る点との間にそれぞれ接続したダイオードとを具備し、
各アームをそれぞれ単一のモジュールで構成した点にあ
る。
【０００９】スイッチング素子としては、絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ），バイポーラトラン
ジスタ，パワーＭＯＳトランジスタ，ゲートターンオフ
サイリスタ，静電誘導サイリスタ等が使用できる。
イポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ），バイポーラトラン
ジスタ，パワーＭＯＳトランジスタ，ゲートターンオフ
サイリスタ，静電誘導サイリスタ等が使用できる。
【００１０】ＩＧＢＴを使用する時、直流端子側のＩＧ
ＢＴまたはダイオードのライフタイムが交流端子側のＩ
ＧＢＴやダイオードのライフタイムと異なるようにする
ことが好ましい。具体的には、直流端子側のダイオード
のライフタイムを交流端子側のダイオードのそれより短
くし、回生モードを持つインバータ装置では直流端子側
のＩＧＢＴと交流端子側のＩＧＢＴのライフタイムを略
等しくし、回生モードを持たないインバータ装置では直
流端子側のＩＧＢＴのライフタイムを交流端子側のＩＧ
ＢＴのそれより短くすることが好ましい。
ＢＴまたはダイオードのライフタイムが交流端子側のＩ
ＧＢＴやダイオードのライフタイムと異なるようにする
ことが好ましい。具体的には、直流端子側のダイオード
のライフタイムを交流端子側のダイオードのそれより短
くし、回生モードを持つインバータ装置では直流端子側
のＩＧＢＴと交流端子側のＩＧＢＴのライフタイムを略
等しくし、回生モードを持たないインバータ装置では直
流端子側のＩＧＢＴのライフタイムを交流端子側のＩＧ
ＢＴのそれより短くすることが好ましい。
【００１１】また、各アームを単一のモジュールで構成
する時、クランプダイオード及びスナバダイオードをそ
の中に内蔵してもよい。
する時、クランプダイオード及びスナバダイオードをそ
の中に内蔵してもよい。
【００１２】更にまた、交流端子側のダイオードが均一
な深さのｐｎ接合をもつｐｎダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いｐｎ接合とショットキ接合を有する
浅いｐｎ接合をもつダイオードであることがこのまし
い。
な深さのｐｎ接合をもつｐｎダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いｐｎ接合とショットキ接合を有する
浅いｐｎ接合をもつダイオードであることがこのまし
い。
【００１３】上記目的を解決する本発明インバータ装置
の他の特徴とするところは、一対の直流端子と、交流出
力の相数と同数の交流端子と、一対の直流端子間に接続
され、それぞれスイッチング素子とそれと逆極性のダイ
オードとの並列回路を２個直列接続した構成からなり、
並列回路の相互接続点が異なる交流端子に接続された交
流出力の相数と同数のインバータ単位とを具備し、各イ
ンバータ単位をそれぞれ単一のモジュールで構成した点
にある。この場合においても、スイッチング素子として
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ），
バイポーラトランジスタ，パワーＭＯＳトランジスタ，
ゲートターンオフサイリスタ，静電誘導サイリスタ等が
使用できるし、各アームを単一のモジュールで構成する
時、クランプダイオード及びスナバダイオードをその中
に内蔵してもよい。
の他の特徴とするところは、一対の直流端子と、交流出
力の相数と同数の交流端子と、一対の直流端子間に接続
され、それぞれスイッチング素子とそれと逆極性のダイ
オードとの並列回路を２個直列接続した構成からなり、
並列回路の相互接続点が異なる交流端子に接続された交
流出力の相数と同数のインバータ単位とを具備し、各イ
ンバータ単位をそれぞれ単一のモジュールで構成した点
にある。この場合においても、スイッチング素子として
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ），
バイポーラトランジスタ，パワーＭＯＳトランジスタ，
ゲートターンオフサイリスタ，静電誘導サイリスタ等が
使用できるし、各アームを単一のモジュールで構成する
時、クランプダイオード及びスナバダイオードをその中
に内蔵してもよい。
【００１４】
【作用】本発明インバータ装置は、各アーム又はインバ
ータ単位を単一のモジュール構成としたため、配線長が
短くなり配線インダクタンスが著しく小さくなる。この
結果、スイッチング素子のスイッチング時の電流変化ｄ
ｉ／ｄｔと配線インダクタンスとで発生する電圧ノイズ
が小さくなり、ＩＧＢＴ及びダイオードの耐圧を下げる
ことができ、ＩＧＢＴ及びダイオードの出力電流密度を
高めることができる効果を奏する。従って、所望の容量
の車両用モータを駆動する場合、ＩＧＢＴやダイオード
のチップ面積を小さくでき、インバータ装置を小型化す
ることができる。
ータ単位を単一のモジュール構成としたため、配線長が
短くなり配線インダクタンスが著しく小さくなる。この
結果、スイッチング素子のスイッチング時の電流変化ｄ
ｉ／ｄｔと配線インダクタンスとで発生する電圧ノイズ
が小さくなり、ＩＧＢＴ及びダイオードの耐圧を下げる
ことができ、ＩＧＢＴ及びダイオードの出力電流密度を
高めることができる効果を奏する。従って、所望の容量
の車両用モータを駆動する場合、ＩＧＢＴやダイオード
のチップ面積を小さくでき、インバータ装置を小型化す
ることができる。
【００１５】また、モジュール内にインバータ装置では
不可欠のスナバダイオードを内蔵することにより、上記
効果が一層高まる。
不可欠のスナバダイオードを内蔵することにより、上記
効果が一層高まる。
【００１６】更に、上記手段に加えて、直流端子側のダ
イオードのライフタイムを交流端子側のダイオードのそ
れより短くすることによって、スイッチング損失がほと
んど生じない交流端子側のダイオードの順方向電圧降下
を低減即ち損失低減が図れ、さらに冷却装置の小型化，
３レベルインバータ装置の小型化を実現できる。この効
果はＩＧＢＴを用いた回生モードを持っていないインバ
ータ装置において、直流端子側のＩＧＢＴのライフタイ
ムを交流端子側のＩＧＢＴのそれより短くすることによ
っても達成できる。
イオードのライフタイムを交流端子側のダイオードのそ
れより短くすることによって、スイッチング損失がほと
んど生じない交流端子側のダイオードの順方向電圧降下
を低減即ち損失低減が図れ、さらに冷却装置の小型化，
３レベルインバータ装置の小型化を実現できる。この効
果はＩＧＢＴを用いた回生モードを持っていないインバ
ータ装置において、直流端子側のＩＧＢＴのライフタイ
ムを交流端子側のＩＧＢＴのそれより短くすることによ
っても達成できる。
【００１７】更にまた、交流端子側のダイオードが均一
な深さのｐｎ接合をもつｐｎダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いｐｎ接合とショットキ接合を有する
浅いｐｎ接合をもつダイオードであることによって、さ
らに本発明の３レベルインバータ装置の小型化の効果を
高めることができる。
な深さのｐｎ接合をもつｐｎダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いｐｎ接合とショットキ接合を有する
浅いｐｎ接合をもつダイオードであることによって、さ
らに本発明の３レベルインバータ装置の小型化の効果を
高めることができる。
【００１８】
【実施例】以下本発明の実施例を、図面を使って説明す
る。
る。
【００１９】図１は本発明インバータ装置の１実施例を
示す回路図である。図において、Ｅは直流電源、Ｔ１及
びＴ２は直流電源Ｅの高電位側及び低電位側に接続され
た第１及び第２の直流端子、Ｃ１及びＣ２は直列接続し
て第１及び第２の直流端子間に接続され、接続点から第
１及び第２の直流端子の電位の中間の電位を持つ第３の
直流端子Ｔ３を設けるためのコンデンサ、Ｔ４，Ｔ５及
びＴ６は一端がモータに接続された交流端子である。第
１及び第２の直流端子間には、スイッチング素子Ｓ１
１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４の直列回路、スイッチング
素子Ｓ２１，S22，Ｓ２３，Ｓ２４の直列回路及びスイ
ッチング素子Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４の直列回
路が並列接続され、各スイッチング素子にはスイッチン
グ素子と導通方向が逆方向となるようにダイオードＤ１
１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２
３，Ｄ２４，Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ３４が接続さ
れている。スイッチング素子の各直列回路の中点はそれ
ぞれ交流端子Ｔ４，Ｔ５及びＴ６の他端に接続されてい
る。更に、スイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２の接続点
とスイッチング素子Ｓ１３及びＳ１４の接続点の間、ス
イッチング素子S21及びＳ２２の接続点とスイッチング
素子Ｓ２３及びＳ２４の接続点の間及びスイッチング素
子Ｓ３１及びＳ３２の接続点とスイッチング素子Ｓ３３
及びＳ３４の接続点の間にスイッチング素子と導通方向
が逆方向となるように直列接続した２個のクランプダイ
オードＤC１１及びＤC１２，ＤC２１及びＤC２２，ＤC
３１ 及びＤC３２ が接続され、各クランプダイオード
の接続点はそれぞれ第３の直流端子Ｔ３に接続されてい
る。この実施例においては、点線で示すように、スイッ
チング素子Ｓ１１とＳ１２及びそれらに逆並列に接続さ
れたダイオードＤ１１とＤ１２，スイッチング素子Ｓ１
３とＳ１４及びそれらに逆並列に接続されたダイオード
Ｄ１３とＤ１４，スイッチング素子Ｓ２１とＳ２２及び
それらに逆並列に接続されたダイオードＤ２１とＤ２
２，スイッチング素子Ｓ２３とＳ２４及びそれらに逆並
列に接続されたダイオードＤ２３とＤ２４，スイッチン
グ素子Ｓ３１とＳ３２及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードＤ３１とＤ３２，スイッチング素子Ｓ３３と
Ｓ３４及びそれらに逆並列に接続されたダイオードＤ３
３とＤ３４がそれぞれ単一のモジュールＭ１１，Ｍ１
２，Ｍ２１，Ｍ２２，Ｍ３１，Ｍ３２で構成されてい
る。
示す回路図である。図において、Ｅは直流電源、Ｔ１及
びＴ２は直流電源Ｅの高電位側及び低電位側に接続され
た第１及び第２の直流端子、Ｃ１及びＣ２は直列接続し
て第１及び第２の直流端子間に接続され、接続点から第
１及び第２の直流端子の電位の中間の電位を持つ第３の
直流端子Ｔ３を設けるためのコンデンサ、Ｔ４，Ｔ５及
びＴ６は一端がモータに接続された交流端子である。第
１及び第２の直流端子間には、スイッチング素子Ｓ１
１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４の直列回路、スイッチング
素子Ｓ２１，S22，Ｓ２３，Ｓ２４の直列回路及びスイ
ッチング素子Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４の直列回
路が並列接続され、各スイッチング素子にはスイッチン
グ素子と導通方向が逆方向となるようにダイオードＤ１
１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２
３，Ｄ２４，Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ３４が接続さ
れている。スイッチング素子の各直列回路の中点はそれ
ぞれ交流端子Ｔ４，Ｔ５及びＴ６の他端に接続されてい
る。更に、スイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２の接続点
とスイッチング素子Ｓ１３及びＳ１４の接続点の間、ス
イッチング素子S21及びＳ２２の接続点とスイッチング
素子Ｓ２３及びＳ２４の接続点の間及びスイッチング素
子Ｓ３１及びＳ３２の接続点とスイッチング素子Ｓ３３
及びＳ３４の接続点の間にスイッチング素子と導通方向
が逆方向となるように直列接続した２個のクランプダイ
オードＤC１１及びＤC１２，ＤC２１及びＤC２２，ＤC
３１ 及びＤC３２ が接続され、各クランプダイオード
の接続点はそれぞれ第３の直流端子Ｔ３に接続されてい
る。この実施例においては、点線で示すように、スイッ
チング素子Ｓ１１とＳ１２及びそれらに逆並列に接続さ
れたダイオードＤ１１とＤ１２，スイッチング素子Ｓ１
３とＳ１４及びそれらに逆並列に接続されたダイオード
Ｄ１３とＤ１４，スイッチング素子Ｓ２１とＳ２２及び
それらに逆並列に接続されたダイオードＤ２１とＤ２
２，スイッチング素子Ｓ２３とＳ２４及びそれらに逆並
列に接続されたダイオードＤ２３とＤ２４，スイッチン
グ素子Ｓ３１とＳ３２及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードＤ３１とＤ３２，スイッチング素子Ｓ３３と
Ｓ３４及びそれらに逆並列に接続されたダイオードＤ３
３とＤ３４がそれぞれ単一のモジュールＭ１１，Ｍ１
２，Ｍ２１，Ｍ２２，Ｍ３１，Ｍ３２で構成されてい
る。
【００２０】この実施例では、スイッチング素子として
ＩＧＢＴを使用しているが、IGBTの代わりにバイポーラ
トランジスタ，パワーＭＯＳトランジスタ，ゲートター
ンオフサイリスタ，静電誘導サイリスタ等が使用でき
る。
ＩＧＢＴを使用しているが、IGBTの代わりにバイポーラ
トランジスタ，パワーＭＯＳトランジスタ，ゲートター
ンオフサイリスタ，静電誘導サイリスタ等が使用でき
る。
【００２１】３レベルインバータ装置をかかる構成とす
ることによって、次のような効果が期待できる。即ち、
第１及び第２のスイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２とそ
れらに逆並列に接続された第１及び第２のダイオードＤ
１１及びＤ１２、換言すればインバータ装置の１アーム
分を単一のモジュールＭ１１にすることによって、配線
長を短くしてインダクタンスを小さくすることができ
る。これを図２を用いて説明する。図２は、スイッチン
グ素子Ｓ１１とＳ１２及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードＤ１１とＤ１２を単一のモジュールＭ１１に
した場合（ａ）とをモジュールにしないで個別素子のま
ま接続した場合（ｂ）を電気回路でしめしている。Ｌ１
１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４，Ｌ１５，Ｌ１６は配線イ
ンダクタンスを示す。両者を比較すれば判るように、単
一のモジュールにすることによって、スイッチング素子
Ｓ１１とダイオードＤ１１の並列回路とスイッチング素
子Ｓ１２とダイオードＤ１２の並列回路との間に存在し
たインダクタンスＬ１２及びＬ１３が極めて（１０分の
１以下）小さくなる。この配線インダクタンスの低減は
次の３つの効果を奏す。第１の効果は、スイッチング時
の電流変化ｄｉ／ｄｔとインダクタンスによる電圧変動
を（１０分の１以下に）小さくし、スイッチング素子及
びダイオードの耐圧を下げ、スイッチング素子及びダイ
オードの出力電流密度を（３０％以上）高めることがで
き、インバータ装置を小型化できることである。第２の
効果は、スイッチング素子のスイッチング速度を高周波
化して可聴周波数の低い部分を除くことができるので、
低騒音化が図れることである。第３の効果は、電圧ノイ
ズが小さくなってスイッチング素子の誤点呼がなくな
り、高信頼化が図れることである。
ることによって、次のような効果が期待できる。即ち、
第１及び第２のスイッチング素子Ｓ１１及びＳ１２とそ
れらに逆並列に接続された第１及び第２のダイオードＤ
１１及びＤ１２、換言すればインバータ装置の１アーム
分を単一のモジュールＭ１１にすることによって、配線
長を短くしてインダクタンスを小さくすることができ
る。これを図２を用いて説明する。図２は、スイッチン
グ素子Ｓ１１とＳ１２及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードＤ１１とＤ１２を単一のモジュールＭ１１に
した場合（ａ）とをモジュールにしないで個別素子のま
ま接続した場合（ｂ）を電気回路でしめしている。Ｌ１
１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４，Ｌ１５，Ｌ１６は配線イ
ンダクタンスを示す。両者を比較すれば判るように、単
一のモジュールにすることによって、スイッチング素子
Ｓ１１とダイオードＤ１１の並列回路とスイッチング素
子Ｓ１２とダイオードＤ１２の並列回路との間に存在し
たインダクタンスＬ１２及びＬ１３が極めて（１０分の
１以下）小さくなる。この配線インダクタンスの低減は
次の３つの効果を奏す。第１の効果は、スイッチング時
の電流変化ｄｉ／ｄｔとインダクタンスによる電圧変動
を（１０分の１以下に）小さくし、スイッチング素子及
びダイオードの耐圧を下げ、スイッチング素子及びダイ
オードの出力電流密度を（３０％以上）高めることがで
き、インバータ装置を小型化できることである。第２の
効果は、スイッチング素子のスイッチング速度を高周波
化して可聴周波数の低い部分を除くことができるので、
低騒音化が図れることである。第３の効果は、電圧ノイ
ズが小さくなってスイッチング素子の誤点呼がなくな
り、高信頼化が図れることである。
【００２２】また、スイッチング素子としてＩＧＢＴを
用いる場合には、更に次のような効果がある。即ち、３
レベルインバータ装置では、スイッチング素子Ｓ１１，
S12，Ｓ１３，Ｓ１４の電位が異なるため、スイッチン
グ素子として電流駆動型素子を使用すると多量の制御電
力を供給する必要から制御回路が複雑かつ大型化する欠
点があるが、小電力の電圧で制御できるＩＧＢＴを用い
ることによって、異なる電位に容易に電力を供給するこ
とができ、装置の小型化を図ることができる。電圧制御
の素子として、ＩＧＢＴの他にパワーＭＯＳトランジス
タがあるが、車両用などの１５００Ｖの架線電圧を用い
る用途では、損失がＩＧＢＴに比べ数１０倍大きく装置
の小型化には不向きである。
用いる場合には、更に次のような効果がある。即ち、３
レベルインバータ装置では、スイッチング素子Ｓ１１，
S12，Ｓ１３，Ｓ１４の電位が異なるため、スイッチン
グ素子として電流駆動型素子を使用すると多量の制御電
力を供給する必要から制御回路が複雑かつ大型化する欠
点があるが、小電力の電圧で制御できるＩＧＢＴを用い
ることによって、異なる電位に容易に電力を供給するこ
とができ、装置の小型化を図ることができる。電圧制御
の素子として、ＩＧＢＴの他にパワーＭＯＳトランジス
タがあるが、車両用などの１５００Ｖの架線電圧を用い
る用途では、損失がＩＧＢＴに比べ数１０倍大きく装置
の小型化には不向きである。
【００２３】本実施例は次のような変形が可能である。
第１の変形は、クランプダイオードＤC１１ をモジュー
ルＭ１１に内蔵することである。これにより、クランプ
ダイオードを通って流れる電流で生じるインダクタンス
（図２のＬ１５）による電圧振動を防ぐことができるの
で、更にＩＧＢＴの耐圧低減及び出力電流密度向上が可
能となるとともに、電圧ノイズによる誤動作も極めて少
なくなる効果がある。第２の変形は、図３に示すように
スナバダイオードＤｓ１１をモジュールに内蔵すること
である。具体的には、クランプダイオードＤC１１ とス
ナバダイオードＤｓ１１とを単一のダイオードモジュー
ルＭD１１ とすること（ａ）、及びクランプダイオード
ＤC１１ とスナバダイオードＤｓ１１とをモジュールＭ
１１に内蔵すること（ｂ）である。これによって、スイ
ッチング時にスナバダイオードＤｓ１１やスナバコンデ
ンサＣｓに流れる電流で発生する電圧ノイズをさらに低
減でき、素子の低耐圧化を図ることができ、出力電流密
度の向上によるチップサイズの縮小と、素子の一体モジ
ュール化による３レベルインバータ装置の小型化を図る
ことができる。本発明者らが検討した結果、従来３.２
ｍ の幅があった電車のインバータ装置を半分の１.６ｍ
まで縮小することができた。勿論、ノイズの低減によ
って信頼性が向上し、さらに電流変化（ｄｉ／ｄｔ）を
大きく、つまりスイッチング速度を速くしても誤動作し
ないため、高周波動作が可能となった。従来２ｋＨｚ程
度が限界であったのが、本発明により５ｋＨｚ以上で動
作できるようになった。高周波化により、モータ効率も
向上し、騒音も従来の８０ｄＢから６５ｄＢまで低減す
ることができた。
第１の変形は、クランプダイオードＤC１１ をモジュー
ルＭ１１に内蔵することである。これにより、クランプ
ダイオードを通って流れる電流で生じるインダクタンス
（図２のＬ１５）による電圧振動を防ぐことができるの
で、更にＩＧＢＴの耐圧低減及び出力電流密度向上が可
能となるとともに、電圧ノイズによる誤動作も極めて少
なくなる効果がある。第２の変形は、図３に示すように
スナバダイオードＤｓ１１をモジュールに内蔵すること
である。具体的には、クランプダイオードＤC１１ とス
ナバダイオードＤｓ１１とを単一のダイオードモジュー
ルＭD１１ とすること（ａ）、及びクランプダイオード
ＤC１１ とスナバダイオードＤｓ１１とをモジュールＭ
１１に内蔵すること（ｂ）である。これによって、スイ
ッチング時にスナバダイオードＤｓ１１やスナバコンデ
ンサＣｓに流れる電流で発生する電圧ノイズをさらに低
減でき、素子の低耐圧化を図ることができ、出力電流密
度の向上によるチップサイズの縮小と、素子の一体モジ
ュール化による３レベルインバータ装置の小型化を図る
ことができる。本発明者らが検討した結果、従来３.２
ｍ の幅があった電車のインバータ装置を半分の１.６ｍ
まで縮小することができた。勿論、ノイズの低減によ
って信頼性が向上し、さらに電流変化（ｄｉ／ｄｔ）を
大きく、つまりスイッチング速度を速くしても誤動作し
ないため、高周波動作が可能となった。従来２ｋＨｚ程
度が限界であったのが、本発明により５ｋＨｚ以上で動
作できるようになった。高周波化により、モータ効率も
向上し、騒音も従来の８０ｄＢから６５ｄＢまで低減す
ることができた。
【００２４】図４は本発明を実施する上で好ましいモジ
ュール構造の１例を示す平面図，断面図，外観斜視図及
び回路図である。図において、２０は例えば銅からなる
金属基板、１１ａ及び１１ｂは金属基板２０上に互いに
離れて接着された２枚の絶縁板、１２ａ，１３ａ，１４
ａ及び１２ｂ，１３ｂ，１４ｂは各絶縁板１１ａ及び１
１ｂ上にそれぞれ接着された電極板である。電極板１２
ａ，１２ｂ及び１３ａ，１３ｂはコ字形を有し、電極板
１２ａ，１２ｂの脚部が電極板１３ａ，１３ｂの脚部間
に案内され、かつ電極板１２ａ，１２ｂの脚部間にスト
ライプ状の電極板１４ａ，１４ｂが案内された配置とな
っている。電極板１２ａ，１２ｂの両脚部上にそれぞれ
１個のダイオードチップ３２ａ，３２ｂと３個のＩＧＢ
Ｔチップ３１ａ，３１ｂが脚部の端部側から順次マウン
トされている。各チップはワイヤボンディング（図示せ
ず）によって電極板１３ａ，１３ｂ及び１４ａ，１４ｂ
と接続されている。Ｃ１はモジュールの長手方向の一端
において電極板１２ａの連結部上に設けられたコレクタ
端子、Ｅ１はモジュ−ルの長手方向の他端において電極
板１３ｂの連結部上に設けられたエミッタ端子、Ｎ１は
モジュ−ルの中央において隣接する電極板１２ｂ及び電
極板１３ａの連結部上に設けられた中央端子、Ｇ１及び
Ｇ２は電極板１４ａ，１４ｂの電極板１３ａ，１３ｂ側
に設けられたゲート端子、Ｅｓ１及びＥｓ２は電極板１
３ａ，１３ｂの電極板１４ａ，１４ｂに対向する個所上
に設けられたゲート回路用のエミッタ端子、２１は金属
基板２０上に接着されてモジュールを被覆する樹脂ケー
スである。樹脂ケース２１の外部上面には（ｃ）に示す
ように各端子が露出し、各露出部は樹脂ケースの長手方
向と直角をなす方向に伸びる３個の突出部２１ａによっ
て仕切られてた面に配置されている。尚、ゲート端子Ｇ
１，Ｇ２及びゲート回路用のエミッタ端子Es1，Ｅｓ２
は仕切られてた同一面に配置されている。このモジュー
ルを回路図で示すと（ｄ）のようになる。このモジュー
ルを用いて図１のインバータ装置を実現する場合は、各
アームをこのモジュールで置き換えればよい。
ュール構造の１例を示す平面図，断面図，外観斜視図及
び回路図である。図において、２０は例えば銅からなる
金属基板、１１ａ及び１１ｂは金属基板２０上に互いに
離れて接着された２枚の絶縁板、１２ａ，１３ａ，１４
ａ及び１２ｂ，１３ｂ，１４ｂは各絶縁板１１ａ及び１
１ｂ上にそれぞれ接着された電極板である。電極板１２
ａ，１２ｂ及び１３ａ，１３ｂはコ字形を有し、電極板
１２ａ，１２ｂの脚部が電極板１３ａ，１３ｂの脚部間
に案内され、かつ電極板１２ａ，１２ｂの脚部間にスト
ライプ状の電極板１４ａ，１４ｂが案内された配置とな
っている。電極板１２ａ，１２ｂの両脚部上にそれぞれ
１個のダイオードチップ３２ａ，３２ｂと３個のＩＧＢ
Ｔチップ３１ａ，３１ｂが脚部の端部側から順次マウン
トされている。各チップはワイヤボンディング（図示せ
ず）によって電極板１３ａ，１３ｂ及び１４ａ，１４ｂ
と接続されている。Ｃ１はモジュールの長手方向の一端
において電極板１２ａの連結部上に設けられたコレクタ
端子、Ｅ１はモジュ−ルの長手方向の他端において電極
板１３ｂの連結部上に設けられたエミッタ端子、Ｎ１は
モジュ−ルの中央において隣接する電極板１２ｂ及び電
極板１３ａの連結部上に設けられた中央端子、Ｇ１及び
Ｇ２は電極板１４ａ，１４ｂの電極板１３ａ，１３ｂ側
に設けられたゲート端子、Ｅｓ１及びＥｓ２は電極板１
３ａ，１３ｂの電極板１４ａ，１４ｂに対向する個所上
に設けられたゲート回路用のエミッタ端子、２１は金属
基板２０上に接着されてモジュールを被覆する樹脂ケー
スである。樹脂ケース２１の外部上面には（ｃ）に示す
ように各端子が露出し、各露出部は樹脂ケースの長手方
向と直角をなす方向に伸びる３個の突出部２１ａによっ
て仕切られてた面に配置されている。尚、ゲート端子Ｇ
１，Ｇ２及びゲート回路用のエミッタ端子Es1，Ｅｓ２
は仕切られてた同一面に配置されている。このモジュー
ルを回路図で示すと（ｄ）のようになる。このモジュー
ルを用いて図１のインバータ装置を実現する場合は、各
アームをこのモジュールで置き換えればよい。
【００２５】この構成のモジュールによれば、中央端子
Ｎ１により電極板１２ｂと電極板１３ａとが該電極板上
で直接結線されているため、配線のリアクタンスを数ｎ
Ｈまで小さくすることができ、図１で述べた効果を達成
できるのである。
Ｎ１により電極板１２ｂと電極板１３ａとが該電極板上
で直接結線されているため、配線のリアクタンスを数ｎ
Ｈまで小さくすることができ、図１で述べた効果を達成
できるのである。
【００２６】図５は図４に示すモジュール構造の変形例
を示す平面図，外観斜視図及び回路図である。図４と相
違は、図４に示すモジュールを２個並列配置した点にあ
る。この構成のモジュールによれば、隣どうしの同一端
子を結線することにより、２個のモジュールを使用する
場合に比較して配線のインダクタンスの増加を招くこと
なく、出力容量を倍増することが可能である。
を示す平面図，外観斜視図及び回路図である。図４と相
違は、図４に示すモジュールを２個並列配置した点にあ
る。この構成のモジュールによれば、隣どうしの同一端
子を結線することにより、２個のモジュールを使用する
場合に比較して配線のインダクタンスの増加を招くこと
なく、出力容量を倍増することが可能である。
【００２７】また、図１の３レベルインバータ装置にお
いて、直流端子Ｔ１，Ｔ２に近い側のスイッチング素子
Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３４をIG
BTとしそのライフタイムを、交流端子Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６
に近い側のスイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２２，
Ｓ２３，Ｓ３２，Ｓ３３を同じくＩＧＢＴとしそのライ
フタイムより短くすることにより、低損失化を図ること
ができる。これを説明する。図６は図１の３レベルイン
バータ装置のモジュールＭ１１，Ｍ１２で構成された１
相分の各素子の出力時の損失を示す。この場合、各スイ
ッチング素子及び各ダイオードはほぼ同じライフタイム
を持ち、ほぼ同じ電気特性を持っている。スイッチング
素子Ｓ１１，Ｓ１４のはスイッチング損失がオン電圧に
よる損失より大きく（ａ）、スイッチング素子Ｓ１２，
Ｓ１３のはオン電圧による損失がスイッチング損失より
極めて大きいことがわかる（ｂ）。これは、スイッチン
グ素子Ｓ１１，Ｓ１４はライフタイムの短縮によってス
イッチング時間を速くし、スイッチング損失を減らす必
要があり、一方、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３はラ
イフタイムを長くすることによってオン電圧を低減し、
オン電圧による損失を減らす必要があることを示してい
る。つまり、３レベルインバータ装置では、同じモジュ
ール内のスイッチング素子であっても、ライフタイムを
違えることによって、各スイッチング素子の損失を最小
化し、モジュールとしての損失を低減できることを示し
ている。しかもスイッチング素子の内特にＩＧＢＴは、
例えば電子線照射によってのライフタイムを１桁以上変
化させることができ、それによってスイッチング損失と
オン電圧損失を自由にかつ大きく変えられので、３レベ
ルインバータ装置のスイッチング素子として極めて好適
である。従来のパワーＭＯＳトランジスタは、ユニポー
ラ素子であるのでライフタイムによるスイッチング損失
とオン電圧損失の関係を変えることができない。また、
ゲートターンオフサイリスタやバイポーラトランジスタ
はライフタイムを変えると、ゲート（ベース）電流が変
化し、高速のスイッチング素子は極めて大きな電流を必
要とする。３レベルインバータ装置では、従来の２レベ
ルインバータ装置に比べ２倍のスイッチング素子数を必
要とするので、ゲート（ベース）電流の増大は制御回路
の大型化を招き、装置全体を大きくするので好ましくな
い。しかも、各スイッチング素子毎に制御回路が異なる
という煩雑さを伴う。これに比べ、ＩＧＢＴとすること
によって、３レベルインバータ装置特有の動作にあわせ
たライフタイムのＩＧＢＴを選ぶことができ、損失を低
減でき、かつ異なった電気特性持つIGBTでも同じ制御回
路で容易にコントロールすることができる。尚、このよ
うにIGBTのライフタイムを変えて損失低減が図れるの
は、回生モードのない用途に使用する３レベルインバー
タ装置の場合であって、回生モードを持つ用途に使用す
る３レベルインバータ装置の場合には図６に示すスイッ
チング損失とオン電圧による損失との関係が逆になるた
め、損失低減の効果はない。
いて、直流端子Ｔ１，Ｔ２に近い側のスイッチング素子
Ｓ１１，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３４をIG
BTとしそのライフタイムを、交流端子Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６
に近い側のスイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２２，
Ｓ２３，Ｓ３２，Ｓ３３を同じくＩＧＢＴとしそのライ
フタイムより短くすることにより、低損失化を図ること
ができる。これを説明する。図６は図１の３レベルイン
バータ装置のモジュールＭ１１，Ｍ１２で構成された１
相分の各素子の出力時の損失を示す。この場合、各スイ
ッチング素子及び各ダイオードはほぼ同じライフタイム
を持ち、ほぼ同じ電気特性を持っている。スイッチング
素子Ｓ１１，Ｓ１４のはスイッチング損失がオン電圧に
よる損失より大きく（ａ）、スイッチング素子Ｓ１２，
Ｓ１３のはオン電圧による損失がスイッチング損失より
極めて大きいことがわかる（ｂ）。これは、スイッチン
グ素子Ｓ１１，Ｓ１４はライフタイムの短縮によってス
イッチング時間を速くし、スイッチング損失を減らす必
要があり、一方、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３はラ
イフタイムを長くすることによってオン電圧を低減し、
オン電圧による損失を減らす必要があることを示してい
る。つまり、３レベルインバータ装置では、同じモジュ
ール内のスイッチング素子であっても、ライフタイムを
違えることによって、各スイッチング素子の損失を最小
化し、モジュールとしての損失を低減できることを示し
ている。しかもスイッチング素子の内特にＩＧＢＴは、
例えば電子線照射によってのライフタイムを１桁以上変
化させることができ、それによってスイッチング損失と
オン電圧損失を自由にかつ大きく変えられので、３レベ
ルインバータ装置のスイッチング素子として極めて好適
である。従来のパワーＭＯＳトランジスタは、ユニポー
ラ素子であるのでライフタイムによるスイッチング損失
とオン電圧損失の関係を変えることができない。また、
ゲートターンオフサイリスタやバイポーラトランジスタ
はライフタイムを変えると、ゲート（ベース）電流が変
化し、高速のスイッチング素子は極めて大きな電流を必
要とする。３レベルインバータ装置では、従来の２レベ
ルインバータ装置に比べ２倍のスイッチング素子数を必
要とするので、ゲート（ベース）電流の増大は制御回路
の大型化を招き、装置全体を大きくするので好ましくな
い。しかも、各スイッチング素子毎に制御回路が異なる
という煩雑さを伴う。これに比べ、ＩＧＢＴとすること
によって、３レベルインバータ装置特有の動作にあわせ
たライフタイムのＩＧＢＴを選ぶことができ、損失を低
減でき、かつ異なった電気特性持つIGBTでも同じ制御回
路で容易にコントロールすることができる。尚、このよ
うにIGBTのライフタイムを変えて損失低減が図れるの
は、回生モードのない用途に使用する３レベルインバー
タ装置の場合であって、回生モードを持つ用途に使用す
る３レベルインバータ装置の場合には図６に示すスイッ
チング損失とオン電圧による損失との関係が逆になるた
め、損失低減の効果はない。
【００２８】更にまた、図１の３レベルインバータ装置
において、フライホイールダイオードＤ１１，Ｄ１２，
Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ
３１,Ｄ３２,Ｄ３３,Ｄ３４のライフタイムをクランプ
ダイオードＤC１１,ＤC１２，ＤC２１，ＤC２２，ＤC３
１，ＤC３２ のライフタイムより長くすることによっ
て、低損失化を図ることができる。フライホイールダイ
オード及びクランプダイオードにほぼ同じライフタイ
ム、ほぼ同じ電気特性を持つダイオードを適用した場合
を図７に示す。直流端子側のフライホイールダイオード
Ｄ１１，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２４，Ｄ３１，Ｄ３４はリ
カバリー損失と順方向電圧による損失がほぼ均等でバラ
ンスがとれている（ａ）。一方、３レベルインバータ装
置では、交流端子側のフライホイールダイオードＤ１
２，Ｄ１３，Ｄ２２,Ｄ２３,Ｄ３２，Ｄ３３にはほとん
どリカバリー損失は生じない（ｂ）。従って、フライホ
イールダイオードのライフタイムは長くし、順方向電圧
による損失を低減することが望ましい。更に、クランプ
ダイオードＤｃ１１，Ｄｃ１２，Ｄｃ２１，Ｄｃ２２，
Ｄｃ３１,Ｄｃ３２は、順方向電圧による損失がリカバ
リー損失より大きい(ｃ)ので、フライホイールダイオー
ドＤ１１，Ｄ１４に比べてライフタイムを長くフライホ
イールダイオードＤ１２，Ｄ１３に比べてライフタイム
を短くすることが損失低減上望ましい。このように、３
レベルインバータ装置では、ダイオードもライフタイム
を違えることにより、各ダイオードの損失を最小化で
き、装置全体の損失を低減できる。
において、フライホイールダイオードＤ１１，Ｄ１２，
Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ
３１,Ｄ３２,Ｄ３３,Ｄ３４のライフタイムをクランプ
ダイオードＤC１１,ＤC１２，ＤC２１，ＤC２２，ＤC３
１，ＤC３２ のライフタイムより長くすることによっ
て、低損失化を図ることができる。フライホイールダイ
オード及びクランプダイオードにほぼ同じライフタイ
ム、ほぼ同じ電気特性を持つダイオードを適用した場合
を図７に示す。直流端子側のフライホイールダイオード
Ｄ１１，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２４，Ｄ３１，Ｄ３４はリ
カバリー損失と順方向電圧による損失がほぼ均等でバラ
ンスがとれている（ａ）。一方、３レベルインバータ装
置では、交流端子側のフライホイールダイオードＤ１
２，Ｄ１３，Ｄ２２,Ｄ２３,Ｄ３２，Ｄ３３にはほとん
どリカバリー損失は生じない（ｂ）。従って、フライホ
イールダイオードのライフタイムは長くし、順方向電圧
による損失を低減することが望ましい。更に、クランプ
ダイオードＤｃ１１，Ｄｃ１２，Ｄｃ２１，Ｄｃ２２，
Ｄｃ３１,Ｄｃ３２は、順方向電圧による損失がリカバ
リー損失より大きい(ｃ)ので、フライホイールダイオー
ドＤ１１，Ｄ１４に比べてライフタイムを長くフライホ
イールダイオードＤ１２，Ｄ１３に比べてライフタイム
を短くすることが損失低減上望ましい。このように、３
レベルインバータ装置では、ダイオードもライフタイム
を違えることにより、各ダイオードの損失を最小化で
き、装置全体の損失を低減できる。
【００２９】図８及び図９はそれぞれ３レベルインバー
タ装置に好ましいＩＧＢＴ及びダイオードの構造を示し
ている。図８に示すＩＧＢＴは、ｎ−のシリコンウェハ
333にｎ層３３２，ｐ＋層３３１，ｐ層３３４及びｎ＋
層３３５が全てシリコンウェハの両主面から不純物を拡
散して形成されている点に特徴がある。一方の主面には
ｐ＋層３３１が露出し、他方の主面にはｎ−層３３３，
ｐ層３３４及びｎ＋層３３５が露出している。ｐ＋層３
３１にはコレクタ電極３１１がオーミック接触し、ｐ層
３３４及びｎ＋層３３５にはエミッタ電極３１２がオー
ミック接触し、ｎ−層３３３，ｐ層３３４及びｎ＋層３
３５上にはゲート絶縁膜３２０を介してゲート電極３１
０が形成されている。ゲート電極３１０とエミッタ電極
３１２は絶縁膜３２１で絶縁分離されている。このよう
に、全ての層を拡散で形成することにより、ｎ−層をエ
ピタキシャル法で形成していた従来のＩＧＢＴに比べ、
ｎ−層の品質を高めることができ、ライフタイムを長く
できる。特に架線電圧1500Ｖの車両に使う耐圧２０００
ＶのＩＧＢＴは、比抵抗１５０−２００オームcm程度の
ｎ−層が必要で、これをエピタキシャル法で形成した場
合結晶欠陥が多く、ライフタイムが短く、しかもばらつ
くという問題がある。これに対して、引上げ法によって
製造したシリコンウェハは、その結晶性が良くしかも均
質で長いライフタイムを得ることができる。従って、ラ
イフタイムの長いＩＧＢＴを用意し、このライフタイム
を電子線照射等によって制御することにより、３レベル
インバータ装置に適合した種々のライフタイムを持つＩ
ＧＢＴを容易に製作することができる。特に、中性子線
を照射したシリコンウェハはその比抵抗のバラツキも少
なく、ＩＧＢＴの出力電流も安定している。
タ装置に好ましいＩＧＢＴ及びダイオードの構造を示し
ている。図８に示すＩＧＢＴは、ｎ−のシリコンウェハ
333にｎ層３３２，ｐ＋層３３１，ｐ層３３４及びｎ＋
層３３５が全てシリコンウェハの両主面から不純物を拡
散して形成されている点に特徴がある。一方の主面には
ｐ＋層３３１が露出し、他方の主面にはｎ−層３３３，
ｐ層３３４及びｎ＋層３３５が露出している。ｐ＋層３
３１にはコレクタ電極３１１がオーミック接触し、ｐ層
３３４及びｎ＋層３３５にはエミッタ電極３１２がオー
ミック接触し、ｎ−層３３３，ｐ層３３４及びｎ＋層３
３５上にはゲート絶縁膜３２０を介してゲート電極３１
０が形成されている。ゲート電極３１０とエミッタ電極
３１２は絶縁膜３２１で絶縁分離されている。このよう
に、全ての層を拡散で形成することにより、ｎ−層をエ
ピタキシャル法で形成していた従来のＩＧＢＴに比べ、
ｎ−層の品質を高めることができ、ライフタイムを長く
できる。特に架線電圧1500Ｖの車両に使う耐圧２０００
ＶのＩＧＢＴは、比抵抗１５０−２００オームcm程度の
ｎ−層が必要で、これをエピタキシャル法で形成した場
合結晶欠陥が多く、ライフタイムが短く、しかもばらつ
くという問題がある。これに対して、引上げ法によって
製造したシリコンウェハは、その結晶性が良くしかも均
質で長いライフタイムを得ることができる。従って、ラ
イフタイムの長いＩＧＢＴを用意し、このライフタイム
を電子線照射等によって制御することにより、３レベル
インバータ装置に適合した種々のライフタイムを持つＩ
ＧＢＴを容易に製作することができる。特に、中性子線
を照射したシリコンウェハはその比抵抗のバラツキも少
なく、ＩＧＢＴの出力電流も安定している。
【００３０】また、ｐ＋層３３１を拡散で形成すると、
エピタキシャル法で使う引上げ法によるｐ＋基板ウェハ
に比べ、ｐ＋層の濃度を約１桁高くでき、かつ数１００
ミクロンから１０ミクロン程度にｐ＋層を薄くできる。
これによって、ｐ＋層からのホールの注入効率を高める
ことができるとともに、ｐ＋層による電圧降下を低減及
びＩＧＢＴの出力電流密度を向上が図れ、従って３レベ
ルインバータ装置の小型化を図ることができる。
エピタキシャル法で使う引上げ法によるｐ＋基板ウェハ
に比べ、ｐ＋層の濃度を約１桁高くでき、かつ数１００
ミクロンから１０ミクロン程度にｐ＋層を薄くできる。
これによって、ｐ＋層からのホールの注入効率を高める
ことができるとともに、ｐ＋層による電圧降下を低減及
びＩＧＢＴの出力電流密度を向上が図れ、従って３レベ
ルインバータ装置の小型化を図ることができる。
【００３１】図９も同様にｎ−シリコンウェハ２３２を
使って各層を全て不純物の拡散で作ったダイオードを示
している。図８と同様、ライフタイムの制御性及び高出
力化が可能となり、３レベルインバータ装置の小型化が
実現できることはいうまでもない。カソード電極２１１
はｎ＋層２３１に低抵抗接触している。アノード電極２
１２はｐ＋層２３３とオーミック接合を、ｐ−層２３４
とショットキー接合をそれぞれ形成している。このよう
にショットキー接合を用いることにより、さらにｐ−層
２３４からｎ−層２３２へのホールの注入を抑制し、蓄
積キャリアによるリカバリー損失を低減することができ
る。一方、アノード電極が全面ｐ＋層とオーミック接触
する従来のダイオードは、図９のダイオードに比べ出力
電流密度を高くできるので、３レベルインバータ装置で
は、スイッチング損失がほとんど生じない交流端子側の
フライホイールダイオードに用いると装置の低損失化を
一層図ることができる。図９のダイオードはリカバリー
損失が小さいので、クランプダイオードＤｃ１１，Ｄｃ
１２及び直流端子側のフライホイールダイオードＤ１
１，Ｄ１４に好適で、特にＤ１１，Ｄ１４には用いるこ
とが望ましい。
使って各層を全て不純物の拡散で作ったダイオードを示
している。図８と同様、ライフタイムの制御性及び高出
力化が可能となり、３レベルインバータ装置の小型化が
実現できることはいうまでもない。カソード電極２１１
はｎ＋層２３１に低抵抗接触している。アノード電極２
１２はｐ＋層２３３とオーミック接合を、ｐ−層２３４
とショットキー接合をそれぞれ形成している。このよう
にショットキー接合を用いることにより、さらにｐ−層
２３４からｎ−層２３２へのホールの注入を抑制し、蓄
積キャリアによるリカバリー損失を低減することができ
る。一方、アノード電極が全面ｐ＋層とオーミック接触
する従来のダイオードは、図９のダイオードに比べ出力
電流密度を高くできるので、３レベルインバータ装置で
は、スイッチング損失がほとんど生じない交流端子側の
フライホイールダイオードに用いると装置の低損失化を
一層図ることができる。図９のダイオードはリカバリー
損失が小さいので、クランプダイオードＤｃ１１，Ｄｃ
１２及び直流端子側のフライホイールダイオードＤ１
１，Ｄ１４に好適で、特にＤ１１，Ｄ１４には用いるこ
とが望ましい。
【００３２】図１０は本発明インバータ装置の他の実施
例としての２レベルインバータ装置を示す。図１の３レ
ベルインバータ装置と相違する点は、直流端子間に接続
される各インバータ単位Ｉｎｖ１，Ｉｎｖ２，Ｉｎｖ３
が単一のモジュ−ルで構成されている点にある。直流端
子Ｔ１及びＴ２間に接続されるインバータ単位は、スイ
ッチング素子Ｓと逆極性のダイオ−ドＤとの並列接続回
路を２個直列接続した構成からなっている。従って、イ
ンバータ単位を単一のモジュールで構成すると、インバ
ータ単位は図４に示す構成となる。図４のモジュールで
図１０の２レベルインバータ装置を構成する時は、コレ
クタ端子Ｃ１及びエミッタ端子Ｅ１をそれぞれ直流端子
Ｔ１及びＴ２に接続し、中央端子Ｎ１を交流端子Ｔ４，
Ｔ５及びＴ６に接続すればよい。このように、図４に示
すモジュールは３レベルインバータ装置以外のインバー
タ装置にも適用でき、配線インダクタンスの低減に寄与
する。
例としての２レベルインバータ装置を示す。図１の３レ
ベルインバータ装置と相違する点は、直流端子間に接続
される各インバータ単位Ｉｎｖ１，Ｉｎｖ２，Ｉｎｖ３
が単一のモジュ−ルで構成されている点にある。直流端
子Ｔ１及びＴ２間に接続されるインバータ単位は、スイ
ッチング素子Ｓと逆極性のダイオ−ドＤとの並列接続回
路を２個直列接続した構成からなっている。従って、イ
ンバータ単位を単一のモジュールで構成すると、インバ
ータ単位は図４に示す構成となる。図４のモジュールで
図１０の２レベルインバータ装置を構成する時は、コレ
クタ端子Ｃ１及びエミッタ端子Ｅ１をそれぞれ直流端子
Ｔ１及びＴ２に接続し、中央端子Ｎ１を交流端子Ｔ４，
Ｔ５及びＴ６に接続すればよい。このように、図４に示
すモジュールは３レベルインバータ装置以外のインバー
タ装置にも適用でき、配線インダクタンスの低減に寄与
する。
【００３３】本発明はこれら実施例に限定されることな
く、本発明の技術思想の範囲内で種々の変形が可能であ
る。
く、本発明の技術思想の範囲内で種々の変形が可能であ
る。
【００３４】
【発明の効果】本発明によれば、レベルインバータ装置
の電圧ノイズを低減でき、スイッチング素子及びダイオ
ードの耐圧を低減できるので、素子の高出力化を図るこ
とができ、素子サイズの縮小，装置の小型化を図ること
ができる。また、スイッチング素子としてのＩＧＢＴや
ダイオードのライフタイムをレベルインバータ動作にあ
わせて違えることにより、ＩＧＢＴモジュールの損失低
減，冷却装置の縮小，インバータ装置の小型化を実現で
きる。更に、電流変化による電圧ノイズが小さくなるの
で、高信頼化を図ることができるとともに、高周波化で
き、騒音を低減できる。
の電圧ノイズを低減でき、スイッチング素子及びダイオ
ードの耐圧を低減できるので、素子の高出力化を図るこ
とができ、素子サイズの縮小，装置の小型化を図ること
ができる。また、スイッチング素子としてのＩＧＢＴや
ダイオードのライフタイムをレベルインバータ動作にあ
わせて違えることにより、ＩＧＢＴモジュールの損失低
減，冷却装置の縮小，インバータ装置の小型化を実現で
きる。更に、電流変化による電圧ノイズが小さくなるの
で、高信頼化を図ることができるとともに、高周波化で
き、騒音を低減できる。
【図１】本発明を適用した３レベルインバータ装置の実
施例を示す回路図である。
施例を示す回路図である。
【図２】図１の３レベルインバータ装置の作用効果を説
明するための概略回路図である。
明するための概略回路図である。
【図３】図１の３レベルインバータ装置の変形例を示す
概略回路図である。
概略回路図である。
【図４】本発明インバータ装置に使用するＩＧＢＴモジ
ュールの実施例を示す平面図，断面図，外観図及び等価
回路である。
ュールの実施例を示す平面図，断面図，外観図及び等価
回路である。
【図５】本発明インバータ装置に使用するＩＧＢＴモジ
ュールの他の実施例を示す平面図，外観図及び等価回路
である。
ュールの他の実施例を示す平面図，外観図及び等価回路
である。
【図６】３レベルインバータ装置でのＩＧＢＴの損失の
関係を示す円グラフである。
関係を示す円グラフである。
【図７】３レベルインバータ装置でのダイオードの損失
の関係を示す円グラフである。
の関係を示す円グラフである。
【図８】本発明インバータ装置に好適なＩＧＢＴを示す
断面図である。
断面図である。
【図９】本発明インバータ装置に好適なダイオードを示
す断面図である。
す断面図である。
【図１０】本発明を適用した２レベルインバータ装置の
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３…直流端子、Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６…交流
端子、Ｓ１１−Ｓ３４…スイッチング素子、Ｄ１１−Ｄ
３４…フライホイールダイオード、ＤC１１ −ＤC３２
…クランプダイオード、Ｍ１１−Ｍ３２…モジュール。
端子、Ｓ１１−Ｓ３４…スイッチング素子、Ｄ１１−Ｄ
３４…フライホイールダイオード、ＤC１１ −ＤC３２
…クランプダイオード、Ｍ１１−Ｍ３２…モジュール。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲田 清 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 斉藤 秀治 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 堀江 哲 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 平３−159570（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−195376（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−66390（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−44696（ＪＰ，Ｕ)
Claims (10)
- 【請求項１】一対の直流端子と、 一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、 相数と同数の交流端子と、 各直流端子と各交流端子との間に接続され、それぞれス
イッチング素子と逆極性のダイオードの並列回路を２個
直列接続した構成からなる複数個のアームと、 各アームの並列回路間と一対の直流端子の各電位の中間
の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオード
とを具備し、直流端子に近い側のスイッチング素子のライフタイムが
交流端子に近い側のスイッチング素子のライフタイムよ
り短い ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】一対の直流端子と、 一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、 相数と同数の交流端子と、 各直流端子と各交流端子との間に接続され、それぞれス
イッチング素子と逆極性のダイオードの並列回路を２個
直列接続した構成からなる複数個のアームと、 各アームの並列回路間と一対の直流端子の各電位の中間
の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオード
とを具備し、 前記並列回路の前記ダイオードの内、直流端子に近い側
のダイオードのライフタイムが交流端子に近い側のダイ
オードのライフタイムより短いことを特徴とするインバ
ータ装置。 - 【請求項３】請求項２のインバータ装置において、各ア
ームの並列回路間と一対の直流端子の各電位の中間の電
位を有する点との間にそれぞれ接続した前記ダイオード
のライフタイムが、直流端子に近い側のダイオードのラ
イフタイムと交流端子に近い側のダイオードのライフタ
イムとの間にあることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】請求項１乃至３のいずれかのインバータ装
置において、前記スイッチング素子 が絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタであることを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項５】請求項４のインバータ装置において、前記
一対の直流端子の間の電圧が1500Ｖであることを特徴と
するインバータ装置。 - 【請求項６】直流電源回路の高電位点に接続される第１
の直流端子と、 直流電源回路の低電位点に接続される第２の直流端子
と、 直流電源回路の高電位点と低電位点との中間の電位点に
接続される第３の直流端子と、 交流出力の相数と同数の交流端子と、 第１の直流端子と第２の直流端子との間に相数と同数並
列接続され、それぞれの中点が異なる交流端子に接続さ
れた複数個の単位インバータとを備え、 各単位インバータが直列接続された第１，第２，第３及
び第４のスイッチング素子と、各スイッチング素子のそ
れぞれに逆並列に接続された第１，第２，第３及び第４
のダイオードと、第１及び第２のスイッチング素子の接
続点並びに第３及び第４のスイッチング素子の接続点と
第３の直流端子との間に接続された第５及び第６のダイ
オードとを備え、 第１及び第４のスイッチング素子のライフタイムが第２
及び第３のスイッチング素子のライフタイムより短いこ
とを特徴とする３レベルインバータ装置。 - 【請求項７】直流電源回路の高電位点に接続される第１
の直流端子と、 直流電源回路の低電位点に接続される第２の直流端子
と、 直流電源回路の高電位点と低電位点との中間の電位点に
接続される第３の直流端子と、 交流出力の相数と同数の交流端子と、 第１の直流端子と第２の直流端子との間に相数と同数並
列接続され、それぞれの中点が異なる交流端子に接続さ
れた複数個の単位インバータとを備え、 各単位インバータが直列接続された第１，第２，第３及
び第４のスイッチング素子と、各スイッチング素子のそ
れぞれに逆並列に接続された第１，第２，第３ 及び第４
のダイオードと、第１及び第２のスイッチング素子の接
続点並びに第３及び第４のスイッチング素子の接続点と
第３の直流端子との間に接続された第５及び第６のダイ
オードとを備え、 第１及び第４のダイオードのライフタイムが第２及び第
３のダイオードのライフタイムより短いことを特徴とす
る３レベルインバータ装置。 - 【請求項８】請求項７の３レベルインバータ装置におい
て、第５及び第６のダイオードのライフタイムが第１及
び第４のダイオードのライフタイムと第２及び第３のダ
イオードのライフタイムとの間にあることを特徴とする
３レベルインバータ装置。 - 【請求項９】請求項６乃至８のいずれかの３レベルイン
バータ装置において、前記スイッチング素子が絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタであることを特徴とする３レ
ベルインバータ装置。 - 【請求項１０】請求項９の３レベルインバータ装置にお
いて、前記一対の直流端子の間の電圧が１５００Ｖであ
ることを特徴とする３レベルインバータ装置。
Priority Applications (14)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3241681A JP2707883B2 (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | インバータ装置 |
| DE69233450T DE69233450T2 (de) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Halbleitermodul |
| EP04021377A EP1492220A3 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | IGBT-module |
| DE69226141T DE69226141T2 (de) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Dreiphasiger dreistufiger Wechselrichter |
| EP92115929A EP0533158B1 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Three-phase three-level inverter device |
| EP97122703A EP0838855B1 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Semiconductor module |
| EP07007832A EP1808954A3 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | IGBT-module |
| ZA927163A ZA927163B (en) | 1991-09-20 | 1992-09-18 | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device. |
| KR1019920017130A KR100323996B1 (ko) | 1991-09-20 | 1992-09-19 | 인버터장치 |
| US07/947,544 US5459655A (en) | 1991-09-20 | 1992-09-21 | Neutral-point clamped inverter device using semiconductor modules |
| US08/473,937 US5731970A (en) | 1989-12-22 | 1995-06-07 | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device |
| US08/480,399 US5801936A (en) | 1990-12-20 | 1995-06-07 | Semiconductor module for a power conversion device |
| US08/979,778 US5929519A (en) | 1989-12-22 | 1997-11-26 | Semiconductor module including switching device chips and diode chips |
| KR1020000022459A KR100311538B1 (ko) | 1991-09-20 | 2000-04-27 | 전력변환장치 |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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| US9147666B2 (en) * | 2009-05-14 | 2015-09-29 | Rohm Co., Ltd. | Semiconductor device |
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| JP6079861B1 (ja) * | 2015-12-16 | 2017-02-15 | 株式会社明電舎 | 共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 |
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| WO2018139172A1 (ja) * | 2017-01-25 | 2018-08-02 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及び電力変換方法 |
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| JP2692765B2 (ja) * | 1989-12-22 | 1997-12-17 | 株式会社日立製作所 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
-
1991
- 1991-09-20 JP JP3241681A patent/JP2707883B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1992
- 1992-09-18 ZA ZA927163A patent/ZA927163B/xx unknown
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