JP2800780B2 - ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 - Google Patents
ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置Info
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- Electronic Switches (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高速スイッチング
素子ＩＧＢＴに組合わせて用いられるダイオードとその
並列回路及び共通のベース上で逆並列に接続して構成し
たモジュール、及びそれを用いた電力変換装置に関す
る。
素子ＩＧＢＴに組合わせて用いられるダイオードとその
並列回路及び共通のベース上で逆並列に接続して構成し
たモジュール、及びそれを用いた電力変換装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電力変換装置の応用範囲の拡大に伴い装
置の高性能，低騒音，小形化がますます重要になってい
る。その制御素子として、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの高速
スイッチング特性とバイポーラトランジスタの高電力特
性を兼ね備えたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Tra
nsistor）が開発され、実用化され始めている。ＩＧＢ
Ｔは、ターンオン及びターンオフタイムが０.１〜０.５
μｓと速く、高周波で駆動するのに好適な素子である。
そしてこのＩＧＢＴは共通のベース上でダイオードと逆
並列に接続して、それを１組〜６組をまとめたモジュー
ルにして、高周波インバータなどに実用化され始めてい
る。
置の高性能，低騒音，小形化がますます重要になってい
る。その制御素子として、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの高速
スイッチング特性とバイポーラトランジスタの高電力特
性を兼ね備えたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Tra
nsistor）が開発され、実用化され始めている。ＩＧＢ
Ｔは、ターンオン及びターンオフタイムが０.１〜０.５
μｓと速く、高周波で駆動するのに好適な素子である。
そしてこのＩＧＢＴは共通のベース上でダイオードと逆
並列に接続して、それを１組〜６組をまとめたモジュー
ルにして、高周波インバータなどに実用化され始めてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＩＧＢＴを用
いてインバータ装置を構成すると、スイッチング時に発
生する電圧振動が大きく、それがノイズとなって制御装
置の誤動作やＩＧＢＴの破壊の原因となる問題があるこ
とが分かった。
いてインバータ装置を構成すると、スイッチング時に発
生する電圧振動が大きく、それがノイズとなって制御装
置の誤動作やＩＧＢＴの破壊の原因となる問題があるこ
とが分かった。
【０００４】図８はＩＧＢＴとダイオードを逆並列に接
続したモジュールを用いて、インバータを構成して動作
させた場合の誤動作の事例である。この誤動作の詳細は
後述する。この図ではフリーホイルダイオードがリカバ
リした後、それと並列に接続されたＩＧＢＴに振動電圧
が印加されており、それによりＩＧＢＴの駆動回路が誤
動作してアーム短絡の大きな電流が流れている。この例
では、アーム短絡が生じると振動電圧がなくなって誤動
作が止まり、ＩＧＢＴの破壊には至っていないが、これ
は誤動作の限界での現象のためであり、更に大きな振動
電圧が生じると大きなアーム短絡電流が流れて、ＩＧＢ
Ｔの破壊にまで至る現象があることが分かった。
続したモジュールを用いて、インバータを構成して動作
させた場合の誤動作の事例である。この誤動作の詳細は
後述する。この図ではフリーホイルダイオードがリカバ
リした後、それと並列に接続されたＩＧＢＴに振動電圧
が印加されており、それによりＩＧＢＴの駆動回路が誤
動作してアーム短絡の大きな電流が流れている。この例
では、アーム短絡が生じると振動電圧がなくなって誤動
作が止まり、ＩＧＢＴの破壊には至っていないが、これ
は誤動作の限界での現象のためであり、更に大きな振動
電圧が生じると大きなアーム短絡電流が流れて、ＩＧＢ
Ｔの破壊にまで至る現象があることが分かった。
【０００５】このような誤動作を避ける方法として、例
えばＩＧＢＴに加えるゲート信号の立上りをゆるやかに
して、ＩＧＢＴのターンオン時のｄｉ／ｄｔを遅くする
方法や、インバータの主回路配線のインダクタンスを増
してターンオン時のｄｉ／ｄｔをゆるやかにする方法が
ある。しかし、いずれも回路動作を遅くすることであ
り、ＩＧＢＴのスイッチング損失を増加したり、回路動
作を高速化できないという問題が生じ、ＩＧＢＴの高速
スイッチング特性を充分に活かした使い方ができないと
いう欠点がある。
えばＩＧＢＴに加えるゲート信号の立上りをゆるやかに
して、ＩＧＢＴのターンオン時のｄｉ／ｄｔを遅くする
方法や、インバータの主回路配線のインダクタンスを増
してターンオン時のｄｉ／ｄｔをゆるやかにする方法が
ある。しかし、いずれも回路動作を遅くすることであ
り、ＩＧＢＴのスイッチング損失を増加したり、回路動
作を高速化できないという問題が生じ、ＩＧＢＴの高速
スイッチング特性を充分に活かした使い方ができないと
いう欠点がある。
【０００６】そこで、本発明の目的は、高速スイッチン
グ特性を充分に活かしたＩＧＢＴとダイオードの並列回
路を提供することである。
グ特性を充分に活かしたＩＧＢＴとダイオードの並列回
路を提供することである。
【０００７】また、本発明の他の目的は、電圧振動を抑
制して誤動作のない信頼性の高いインバータを提供する
ことにある。
制して誤動作のない信頼性の高いインバータを提供する
ことにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、電圧振動の発生要因を調べた結果、モジュールの中
の配線インダクタンスＬに蓄積されるエネルギーと、Ｉ
ＧＢＴ及びダイオードの寄生容量Ｃによる共振であるこ
とが分かった。
に、電圧振動の発生要因を調べた結果、モジュールの中
の配線インダクタンスＬに蓄積されるエネルギーと、Ｉ
ＧＢＴ及びダイオードの寄生容量Ｃによる共振であるこ
とが分かった。
【０００９】従って、本発明では振動電圧を抑制する第
１の手段としてモジュールの中の配線インダクタンスＬ
のエネルギーを吸収できるように、ＩＧＢＴとダイオー
ドの寄生容量Ｃを大きくするか、それに変わるコンデン
サを接続したものである。
１の手段としてモジュールの中の配線インダクタンスＬ
のエネルギーを吸収できるように、ＩＧＢＴとダイオー
ドの寄生容量Ｃを大きくするか、それに変わるコンデン
サを接続したものである。
【００１０】第２の手段は、リカバリ電流の尖頭値ＩRP
を低減したダイオードを組合わせることである。我々の
検討結果によれば、ダイオードのリカバリ特性はＩＧＢ
Ｔのターンオン特性と協調をとる必要があり、その協調
条件はＩＧＢＴのターンオンのライズタイムによって決
まる最大のｄｉ／ｄｔで、ダイオードを定格電流ＩFか
らリカバリさせた時のリカバリ特性で決定すべきである
ことが分かった。そして、その時のリカバリ電流の尖頭
値ＩRPが定格電流ＩF の０.５５ 以下で、かつリカバリ
電流の尖頭値ＩRPから１／１０の値に減衰するまでのリ
カバリ時間をｔrrとすると、ｔrrがπ√ＬＣの１.５ 倍
以上のリカバリ特性を有するダイオードを、ＩＧＢＴと
組合わせてモジュールを構成することである。
を低減したダイオードを組合わせることである。我々の
検討結果によれば、ダイオードのリカバリ特性はＩＧＢ
Ｔのターンオン特性と協調をとる必要があり、その協調
条件はＩＧＢＴのターンオンのライズタイムによって決
まる最大のｄｉ／ｄｔで、ダイオードを定格電流ＩFか
らリカバリさせた時のリカバリ特性で決定すべきである
ことが分かった。そして、その時のリカバリ電流の尖頭
値ＩRPが定格電流ＩF の０.５５ 以下で、かつリカバリ
電流の尖頭値ＩRPから１／１０の値に減衰するまでのリ
カバリ時間をｔrrとすると、ｔrrがπ√ＬＣの１.５ 倍
以上のリカバリ特性を有するダイオードを、ＩＧＢＴと
組合わせてモジュールを構成することである。
【００１１】振動電圧の発生要因は、モジュールの中の
配線インダクタンスＬと、ＩＧＢＴ及びダイオードの寄
生容量Ｃによる共振現象であるから、ダイオードのリカ
バリ電流の尖頭値ＩRPによって蓄積されるエネルギーと
共振の半周期Ｔの関係は、 （１／２)ＬＩRP 2＝(１／２)ＣＶ2 …（１） Ｔ＝π√ＬＣ …（２） である。
配線インダクタンスＬと、ＩＧＢＴ及びダイオードの寄
生容量Ｃによる共振現象であるから、ダイオードのリカ
バリ電流の尖頭値ＩRPによって蓄積されるエネルギーと
共振の半周期Ｔの関係は、 （１／２)ＬＩRP 2＝(１／２)ＣＶ2 …（１） Ｔ＝π√ＬＣ …（２） である。
【００１２】従って、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量
Ｃを大きくするか、それに変わるコンデンサを接続する
ことにより、（１）式，（２）式から電圧振動の電圧振
動の尖頭値Ｖが低下し、振動周期Ｔが長くなることが分
かる。
Ｃを大きくするか、それに変わるコンデンサを接続する
ことにより、（１）式，（２）式から電圧振動の電圧振
動の尖頭値Ｖが低下し、振動周期Ｔが長くなることが分
かる。
【００１３】また第２の手段のように、ダイオードのリ
カバリ電流の尖頭値ＩRPを低減すれば、モジュールの中
の配線インダクタンスＬに蓄積されるエネルギーの絶対
値が小さくなるので、振動電圧の尖頭値Ｖが低下するこ
とが分かる。そして、リカバリ電流が尖頭値ＩRPから１
／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間ｔrrを、
（２）式のＴより大きなダイオードにすることにより、
非共振状態にすることも可能であるし、少なくとも共振
動作を急速に減衰できることが分かる。
カバリ電流の尖頭値ＩRPを低減すれば、モジュールの中
の配線インダクタンスＬに蓄積されるエネルギーの絶対
値が小さくなるので、振動電圧の尖頭値Ｖが低下するこ
とが分かる。そして、リカバリ電流が尖頭値ＩRPから１
／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間ｔrrを、
（２）式のＴより大きなダイオードにすることにより、
非共振状態にすることも可能であるし、少なくとも共振
動作を急速に減衰できることが分かる。
【００１４】以上のように、本発明はＩＧＢＴのターン
オン特性とダイオードリカバリ特性との協調をとること
により、ＩＧＢＴのスイッチング時の電圧振動を低減し
たモジュールを提供するものである。又、上記モジュー
ルを用いてインバータ装置を構成することにより、ＩＧ
ＢＴの高速スイッチング特性を充分に活かし、高性能で
しかも信頼性の高いインバータを実現した。
オン特性とダイオードリカバリ特性との協調をとること
により、ＩＧＢＴのスイッチング時の電圧振動を低減し
たモジュールを提供するものである。又、上記モジュー
ルを用いてインバータ装置を構成することにより、ＩＧ
ＢＴの高速スイッチング特性を充分に活かし、高性能で
しかも信頼性の高いインバータを実現した。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下図面を用いて本発明を説明す
る。
る。
【００１６】図１は本発明のモジュール構成を示したも
のである。２１はベース電極、２２は絶縁板、２３はコ
レクタ電極板、２４はエミッタ電極板、２５はゲート電
極板、２６はコレクタ端子、２７はエミッタ端子、２８
はゲート端子である。コレクタ電極板２３の上には、Ｉ
ＧＢＴ２９とダイオード３０が電気特性的に逆並列とな
るように半田などで接着されている。また、ＩＧＢＴ２
９のエミッタはエミッタ電極板２４に、ゲートはゲート
電極板２５に、ダイオード３０のアノードはワイヤによ
ってエミッタ電極板２４にそれぞれ接続されている。コ
レクタ電極板２３とエミッタ電極板２４の間にはコンデ
ンサ３１が接続されている。そしてこの図では省略して
あるが、これらは各端子の先端を残してケースで覆われ
る。
のである。２１はベース電極、２２は絶縁板、２３はコ
レクタ電極板、２４はエミッタ電極板、２５はゲート電
極板、２６はコレクタ端子、２７はエミッタ端子、２８
はゲート端子である。コレクタ電極板２３の上には、Ｉ
ＧＢＴ２９とダイオード３０が電気特性的に逆並列とな
るように半田などで接着されている。また、ＩＧＢＴ２
９のエミッタはエミッタ電極板２４に、ゲートはゲート
電極板２５に、ダイオード３０のアノードはワイヤによ
ってエミッタ電極板２４にそれぞれ接続されている。コ
レクタ電極板２３とエミッタ電極板２４の間にはコンデ
ンサ３１が接続されている。そしてこの図では省略して
あるが、これらは各端子の先端を残してケースで覆われ
る。
【００１７】次に、本発明の動作を説明する前に、我々
が検討して明らかになった。激しい振動電圧が発生する
理由をインバータ回路を用いて説明する。
が検討して明らかになった。激しい振動電圧が発生する
理由をインバータ回路を用いて説明する。
【００１８】図５に代表的なインバータ回路を示す。図
において、１は直流電源、２ａ〜５ａはスイッチング素
子のＩＧＢＴ、６は負荷のモータである。２ｂ〜５ｂは
フリーホイルダイオードで、ＩＧＢＴ２ａ〜５ａと対に
設けてそれぞれ、あるいは一括してモジュール化したも
のである。２ｃ〜５ｃはモジュール内の配線のインダク
タンスである。２ｄ〜５ｄはＩＧＢＴ２ａ〜５ａの駆動
回路で、インバータ装置の制御装置１１とホトカプラ２
ｅ〜５ｅを介して接続されている。
において、１は直流電源、２ａ〜５ａはスイッチング素
子のＩＧＢＴ、６は負荷のモータである。２ｂ〜５ｂは
フリーホイルダイオードで、ＩＧＢＴ２ａ〜５ａと対に
設けてそれぞれ、あるいは一括してモジュール化したも
のである。２ｃ〜５ｃはモジュール内の配線のインダク
タンスである。２ｄ〜５ｄはＩＧＢＴ２ａ〜５ａの駆動
回路で、インバータ装置の制御装置１１とホトカプラ２
ｅ〜５ｅを介して接続されている。
【００１９】そして７は、直流電源とＩＧＢＴ（２ａ〜
５ａ）とを接続する主回路配線のインダクタンスであ
る。また、ダイオード８，コンデンサ９，放電抵抗１０
で構成されたクランプ回路は、主回路配線のインダクタ
ンス７のエネルギーにより、ＩＧＢＴ２ａ〜５ａに過電
圧が印加されるのを防止するためのものである。
５ａ）とを接続する主回路配線のインダクタンスであ
る。また、ダイオード８，コンデンサ９，放電抵抗１０
で構成されたクランプ回路は、主回路配線のインダクタ
ンス７のエネルギーにより、ＩＧＢＴ２ａ〜５ａに過電
圧が印加されるのを防止するためのものである。
【００２０】さて、このように構成したインバータ装置
の動作において、例えば、ＩＧＢＴの３ａと４ａがオン
状態で負荷(Ｍ)６に電流を流している状態からＩＧＢＴ
３ａをオフすると、負荷（Ｍ）６のエネルギーによりそ
れまで流れていた負荷電流はＩＧＢＴ４ａとフリーホイ
ルダイオード２ｂを介して流れ続ける。そして、その状
態からＩＧＢＴ３ａを再びオンすると、フリーホイルダ
イオード２ｂに流れていた負荷電流がＩＧＢＴ３ａに移
る転流動作がある。
の動作において、例えば、ＩＧＢＴの３ａと４ａがオン
状態で負荷(Ｍ)６に電流を流している状態からＩＧＢＴ
３ａをオフすると、負荷（Ｍ）６のエネルギーによりそ
れまで流れていた負荷電流はＩＧＢＴ４ａとフリーホイ
ルダイオード２ｂを介して流れ続ける。そして、その状
態からＩＧＢＴ３ａを再びオンすると、フリーホイルダ
イオード２ｂに流れていた負荷電流がＩＧＢＴ３ａに移
る転流動作がある。
【００２１】高速のスイッチング素子のＩＧＢＴでイン
バータを構成したときの激しい振動電圧は、この転流動
作時のフリーホイルダイオードのリカバリ時に生じるこ
とが分かった。
バータを構成したときの激しい振動電圧は、この転流動
作時のフリーホイルダイオードのリカバリ時に生じるこ
とが分かった。
【００２２】この転流動作において、ＩＧＢＴ３ａがタ
ーンオンして、負荷電流がフリーホイルダイオード２ｂ
からＩＧＢＴ３ａに転流するまでの期間（正確にはダイ
オードのリカバリ電流が尖頭値に達するまでの期間）
は、フリーホイルダイオード２ｂの端子間にはダイオー
ドの順方向の電圧降下しか印加されない。従って、直流
電源１は配線インダクタンス７及び２ｃ，３ｃとＩＧＢ
Ｔ３ａで短絡されることになる。
ーンオンして、負荷電流がフリーホイルダイオード２ｂ
からＩＧＢＴ３ａに転流するまでの期間（正確にはダイ
オードのリカバリ電流が尖頭値に達するまでの期間）
は、フリーホイルダイオード２ｂの端子間にはダイオー
ドの順方向の電圧降下しか印加されない。従って、直流
電源１は配線インダクタンス７及び２ｃ，３ｃとＩＧＢ
Ｔ３ａで短絡されることになる。
【００２３】図６に、ターンオン特性の異なるスイッチ
ング素子の直流電源電圧Ｅとターンオンのｄｉ／ｄｔの
関係を示す。直流電源電圧Ｅに反比例している直線はイ
ンバータ主回路の負荷曲線で、素子特性との交点がその
スイッチング素子を用いた時のターンオンのｄｉ／ｄｔ
である。
ング素子の直流電源電圧Ｅとターンオンのｄｉ／ｄｔの
関係を示す。直流電源電圧Ｅに反比例している直線はイ
ンバータ主回路の負荷曲線で、素子特性との交点がその
スイッチング素子を用いた時のターンオンのｄｉ／ｄｔ
である。
【００２４】従来のバイポーラ素子（６００Ｖ−１００
Ａ級前後）の場合は、ターンオンのライズタイムが０.
５〜３μｓ と比較的スイッチング速度が遅かったの
で、ターンオンの電流の立上りｄｉ／ｄｔが素子自身で
抑制されていた。しかしＩＧＢＴのようにライズタイム
が０.５〜０.１μｓと短くなると、ｄｉ／ｄｔは素子特
性と配線のインダクタンス（例えば図５の２Ｃ＋３Ｃ＋
７）の両者で決定されるようになる。そして、更にライ
ズタイムが短くなれば、配線のインダクタンスＬと直流
電源電圧Ｅのみで決定するような大きなｄｉ／ｄｔとな
る。
Ａ級前後）の場合は、ターンオンのライズタイムが０.
５〜３μｓ と比較的スイッチング速度が遅かったの
で、ターンオンの電流の立上りｄｉ／ｄｔが素子自身で
抑制されていた。しかしＩＧＢＴのようにライズタイム
が０.５〜０.１μｓと短くなると、ｄｉ／ｄｔは素子特
性と配線のインダクタンス（例えば図５の２Ｃ＋３Ｃ＋
７）の両者で決定されるようになる。そして、更にライ
ズタイムが短くなれば、配線のインダクタンスＬと直流
電源電圧Ｅのみで決定するような大きなｄｉ／ｄｔとな
る。
【００２５】そして、ＩＧＢＴのターンオンのｄｉ／ｄ
ｔが大きくなることは、前述のインバータのフリーホイ
ルダイオード２ｂからＩＧＢＴ３ａへの転流動作が高速
で行われることであり、フリーホイルダイオード２ｂの
リカバリが大きなｄｉ／ｄｔで行われることである。そ
の結果、フリーホイルダイオード２ｂに印加される電圧
に激しい振動が発生するが、それは次の理由による。
ｔが大きくなることは、前述のインバータのフリーホイ
ルダイオード２ｂからＩＧＢＴ３ａへの転流動作が高速
で行われることであり、フリーホイルダイオード２ｂの
リカバリが大きなｄｉ／ｄｔで行われることである。そ
の結果、フリーホイルダイオード２ｂに印加される電圧
に激しい振動が発生するが、それは次の理由による。
【００２６】図７は、ダイオードのオフ時のｄｉ／ｄｔ
とリカバリ電流の尖頭値ＩRP及びＩRPから１／１０の値
に減衰するまでのリカバリ時間ｔrrとの関係を示したも
のである。ダイオードがリカバリするときのｄｉ／ｄｔ
が大きくなると、それにほぼ比例してリカバリ電流の尖
頭値ＩRPが大きくなり、リカバリ時間ｔrrが短くなる関
係がある。ダイオードがリカバリする時は、蓄積されて
いたキャリアを放出する電流と、接合容量などの寄生容
量を充電する電流が流れるが、ｄｉ／ｄｔが大きいとキ
ャリアを放出するために大きなリカバリ電流が流れ、そ
の尖頭値ＩRPで寄生容量を充電するためリカバリ時間ｔ
rrが短くなる。
とリカバリ電流の尖頭値ＩRP及びＩRPから１／１０の値
に減衰するまでのリカバリ時間ｔrrとの関係を示したも
のである。ダイオードがリカバリするときのｄｉ／ｄｔ
が大きくなると、それにほぼ比例してリカバリ電流の尖
頭値ＩRPが大きくなり、リカバリ時間ｔrrが短くなる関
係がある。ダイオードがリカバリする時は、蓄積されて
いたキャリアを放出する電流と、接合容量などの寄生容
量を充電する電流が流れるが、ｄｉ／ｄｔが大きいとキ
ャリアを放出するために大きなリカバリ電流が流れ、そ
の尖頭値ＩRPで寄生容量を充電するためリカバリ時間ｔ
rrが短くなる。
【００２７】インバータ回路でフリーホイルダイオード
のＩRPが大きくなることは、配線のインダクタンス（例
えば図５の７及び２ｃ〜５ｃ）に余分に蓄積されるエネ
ルギー{(１／２)ＬＩRP 2｝が大きくなることである。す
なわち、ターンオンのｄｉ／ｄｔが大きくなった結果、
従来のバイポーラ素子と同じリカバリ特性のダイオード
を使うならば、配線インダクタンスに蓄積されるエネル
ギーは尖頭値ＩRPの２乗に比例するので、非常に大きく
なることが分かる。
のＩRPが大きくなることは、配線のインダクタンス（例
えば図５の７及び２ｃ〜５ｃ）に余分に蓄積されるエネ
ルギー{(１／２)ＬＩRP 2｝が大きくなることである。す
なわち、ターンオンのｄｉ／ｄｔが大きくなった結果、
従来のバイポーラ素子と同じリカバリ特性のダイオード
を使うならば、配線インダクタンスに蓄積されるエネル
ギーは尖頭値ＩRPの２乗に比例するので、非常に大きく
なることが分かる。
【００２８】主回路の配線インダンタンス７に蓄積され
るエネルギーは、図５の８〜１０で構成するようなクラ
ンプ回路で吸収することができる。しかし、モジュール
の中の配線インダクタンス、例えば２ｃに蓄積されたエ
ネルギーは、ＩＧＢＴ２ａとフリーホイルダイオード２
ｂに過電圧として印加されることになる。
るエネルギーは、図５の８〜１０で構成するようなクラ
ンプ回路で吸収することができる。しかし、モジュール
の中の配線インダクタンス、例えば２ｃに蓄積されたエ
ネルギーは、ＩＧＢＴ２ａとフリーホイルダイオード２
ｂに過電圧として印加されることになる。
【００２９】この時、前述のようにダイオードには寄生
容量があり、ＩＧＢＴにも寄生容量があるので、モジュ
ールの中の配線インダクタンスに蓄積されたエネルギー
がＩＧＢＴとダイオードの寄生容量に移動する。そして
この間の協調がとれていないと、ＬＣの共振現象による
振動電圧が発生することになるが、従来のモジュールは
この点の協調がとれていないため、振動電圧が発生して
いた。そしてこの電圧振動による変位電流が図５の駆動
回路２ｄ〜５ｄを介して制御装置１１に流れて誤動作を
引き起こしていた。
容量があり、ＩＧＢＴにも寄生容量があるので、モジュ
ールの中の配線インダクタンスに蓄積されたエネルギー
がＩＧＢＴとダイオードの寄生容量に移動する。そして
この間の協調がとれていないと、ＬＣの共振現象による
振動電圧が発生することになるが、従来のモジュールは
この点の協調がとれていないため、振動電圧が発生して
いた。そしてこの電圧振動による変位電流が図５の駆動
回路２ｄ〜５ｄを介して制御装置１１に流れて誤動作を
引き起こしていた。
【００３０】本発明は、この点に着目したもので、モジ
ュールの中での特性の協調を図ったものである。すなわ
ち、上述したダイオードがリカバリする時のモジュール
は、図２に示すような等価回路で表わすことができる。
図２はダイオードのリカバリ電流が尖頭値ＩRPに達した
時点からのものである。図において、Ｌはモジュールの
中の配線のインダクタンス、ＣはＩＧＢＴとダイオード
の合計の寄生容量、Ｒは残留キャリアの放出を可変抵抗
で表わしたものである。上述したように、ダイオードが
リカバリする時、蓄積されていたキャリアを放出する電
流と接合容量などの寄生容量を充電する電流が流れる
が、キャリアの放出はリカバリ電流が尖頭値ＩRPに達し
た時も完全には終了しておらず、残留キャリアによる電
流が流れ続ける。そこに流れる電流を可変抵抗Ｒに置き
換えたものである。
ュールの中での特性の協調を図ったものである。すなわ
ち、上述したダイオードがリカバリする時のモジュール
は、図２に示すような等価回路で表わすことができる。
図２はダイオードのリカバリ電流が尖頭値ＩRPに達した
時点からのものである。図において、Ｌはモジュールの
中の配線のインダクタンス、ＣはＩＧＢＴとダイオード
の合計の寄生容量、Ｒは残留キャリアの放出を可変抵抗
で表わしたものである。上述したように、ダイオードが
リカバリする時、蓄積されていたキャリアを放出する電
流と接合容量などの寄生容量を充電する電流が流れる
が、キャリアの放出はリカバリ電流が尖頭値ＩRPに達し
た時も完全には終了しておらず、残留キャリアによる電
流が流れ続ける。そこに流れる電流を可変抵抗Ｒに置き
換えたものである。
【００３１】そして、モジュールの端子間に接続してあ
るコンデンサは、主回路の配線インダンタンス７に蓄積
されるエネルギーを吸収するクランプ回路で、図５のク
ランプ回路のコンデンサ９に相当する。
るコンデンサは、主回路の配線インダンタンス７に蓄積
されるエネルギーを吸収するクランプ回路で、図５のク
ランプ回路のコンデンサ９に相当する。
【００３２】このような等価回路において、簡単のため
Ｒを無視して、モジュールの両端子間に大きなコンデン
サが接続されていると仮定した場合、ダイオードのリカ
バリ電流の尖頭値ＩRPによって蓄積されるエネルギーと
共振の半周期Ｔの関係は、上述した（１）式，（２）式
となる。すなわち、重複して表わすと、 （１／２)ＬＩRP 2＝(１／２)ＣＶ2 …（１） Ｔ＝π√ＬＣ …（２） である。
Ｒを無視して、モジュールの両端子間に大きなコンデン
サが接続されていると仮定した場合、ダイオードのリカ
バリ電流の尖頭値ＩRPによって蓄積されるエネルギーと
共振の半周期Ｔの関係は、上述した（１）式，（２）式
となる。すなわち、重複して表わすと、 （１／２)ＬＩRP 2＝(１／２)ＣＶ2 …（１） Ｔ＝π√ＬＣ …（２） である。
【００３３】従って、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量
Ｃを大きくするか、それに変わるコンデンサを接続する
ことにより、電圧振動の尖頭値Ｖを低下でき、振動周期
Ｔを長くできることが分かる。
Ｃを大きくするか、それに変わるコンデンサを接続する
ことにより、電圧振動の尖頭値Ｖを低下でき、振動周期
Ｔを長くできることが分かる。
【００３４】図１の実施例は、電圧振動の尖頭値Ｖの低
減をコンデンサで実現したもので、我々の実験結果によ
れば、１００ＡのＩＧＢＴとダイオードの合計の寄生容
量はおよそ６００ｐＦで、それに１０００ｐＦのコンデ
ンサ３１を接続すると、大幅に電圧振動の尖頭値Ｖを低
減できた。なお、コンデンサ３１を設けると、スイッチ
ング損失が増えることになるが、コンデンサの容量は今
回の実験結果からIGBTとダイオードの合計の寄生容量の
２倍の値以下の小さい容量でよく、利用上ほとんど問題
にならなかった。
減をコンデンサで実現したもので、我々の実験結果によ
れば、１００ＡのＩＧＢＴとダイオードの合計の寄生容
量はおよそ６００ｐＦで、それに１０００ｐＦのコンデ
ンサ３１を接続すると、大幅に電圧振動の尖頭値Ｖを低
減できた。なお、コンデンサ３１を設けると、スイッチ
ング損失が増えることになるが、コンデンサの容量は今
回の実験結果からIGBTとダイオードの合計の寄生容量の
２倍の値以下の小さい容量でよく、利用上ほとんど問題
にならなかった。
【００３５】次に本発明の第２の手段について説明す
る。
る。
【００３６】図２の等価回路から明らかなように、モジ
ュール内の配線インダクタンスＬに蓄積されたエネルギ
ーは、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量Ｃと残留キャリ
アを表わす抵抗Ｒで吸収されることになる。従って、リ
カバリ電流の尖頭値ＩRPをこれらで吸収できるような範
囲に抑えられれば、跳ね上がり電圧の尖頭値も電圧振動
も抑えることができる。
ュール内の配線インダクタンスＬに蓄積されたエネルギ
ーは、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量Ｃと残留キャリ
アを表わす抵抗Ｒで吸収されることになる。従って、リ
カバリ電流の尖頭値ＩRPをこれらで吸収できるような範
囲に抑えられれば、跳ね上がり電圧の尖頭値も電圧振動
も抑えることができる。
【００３７】すなわち理論的に、許容できる跳ね上がり
電圧の尖頭値をＶとすると、（１）式を書き直した、 ＩRP＜√(ＣＶ2)／Ｌ …（３） を実現できるようなダイオードを選べば良いことにな
る。そして、共振現象の抑制は、リカバリ電流が尖頭値
ＩRPから１／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間ｔ
rrを、（２）式のＴより大きい Ｔ＞π√ＬＣ …（４） のリカバリ特性を有するダイオードを選べば良いことに
なり、これを計算と実験で検討した。
電圧の尖頭値をＶとすると、（１）式を書き直した、 ＩRP＜√(ＣＶ2)／Ｌ …（３） を実現できるようなダイオードを選べば良いことにな
る。そして、共振現象の抑制は、リカバリ電流が尖頭値
ＩRPから１／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間ｔ
rrを、（２）式のＴより大きい Ｔ＞π√ＬＣ …（４） のリカバリ特性を有するダイオードを選べば良いことに
なり、これを計算と実験で検討した。
【００３８】図３は、リカバリ時間ｔrrと振動の跳ね上
がり電圧尖頭値Ｖの関係を計算で求めたものである。パ
ラメータは、リカバリ電流の尖頭値ＩRPであるが、図で
は規格化して示してある。図から明らかなように、リカ
バリ時間ｔrrが（２）式の共振周期のπ√ＬＣのところ
では跳ね上がり電圧の尖頭値Ｖが大きいが、リカバリ時
間ｔrrをπ√ＬＣの１.５ 倍以上にすると跳ね上がり電
圧の尖頭値が大幅に低減している。
がり電圧尖頭値Ｖの関係を計算で求めたものである。パ
ラメータは、リカバリ電流の尖頭値ＩRPであるが、図で
は規格化して示してある。図から明らかなように、リカ
バリ時間ｔrrが（２）式の共振周期のπ√ＬＣのところ
では跳ね上がり電圧の尖頭値Ｖが大きいが、リカバリ時
間ｔrrをπ√ＬＣの１.５ 倍以上にすると跳ね上がり電
圧の尖頭値が大幅に低減している。
【００３９】従ってこの図３と、許容される跳ね上がり
電圧の尖頭値から、ダイオードのリカバリ特性を選定す
ることができる。
電圧の尖頭値から、ダイオードのリカバリ特性を選定す
ることができる。
【００４０】カタログなどに示される半導体素子の特性
が、定格電圧の約１／２の試験電圧であることからも分
かるように、普通半導体素子を使う場合、定格電圧の約
１／２以下で使われることが多い。上述してきたように
スイッチング時の跳ね上がり電圧により、素子に定格電
圧を超える電圧が印加することを避けるためである。こ
のため、定格電圧の１／２の電源電圧で使用する時は、
跳ね上がり電圧尖頭値は定格電圧の１／２まで許容でき
るわけである。しかし我々の実験結果によると、それで
は駆動回路の誤動作の面で充分ではなく、定格電圧の１
／３〜１／４以下に跳ね上がり電圧の尖頭値を抑制する
と良好な結果が得られている。
が、定格電圧の約１／２の試験電圧であることからも分
かるように、普通半導体素子を使う場合、定格電圧の約
１／２以下で使われることが多い。上述してきたように
スイッチング時の跳ね上がり電圧により、素子に定格電
圧を超える電圧が印加することを避けるためである。こ
のため、定格電圧の１／２の電源電圧で使用する時は、
跳ね上がり電圧尖頭値は定格電圧の１／２まで許容でき
るわけである。しかし我々の実験結果によると、それで
は駆動回路の誤動作の面で充分ではなく、定格電圧の１
／３〜１／４以下に跳ね上がり電圧の尖頭値を抑制する
と良好な結果が得られている。
【００４１】このことを考慮に入れて、図３からダイオ
ードのリカバリ特性を選ぶと、リカバリ電流の尖頭値が
定格電流の０.５５(ＩRP／ＩF＝０.５５）以下で、リカ
バリ時間ｔrrがπ√ＬＣの１.５ 倍以上のダイオードを
選べば良いことが分かる。
ードのリカバリ特性を選ぶと、リカバリ電流の尖頭値が
定格電流の０.５５(ＩRP／ＩF＝０.５５）以下で、リカ
バリ時間ｔrrがπ√ＬＣの１.５ 倍以上のダイオードを
選べば良いことが分かる。
【００４２】なお、上述のようにダイオードのリカバリ
特性を選定すると、ＩＧＢＴモジュールの電流容量が大
きくなった場合に、跳ね上がり電圧が大きくなるように
思われる。寄生容量Ｃが電流容量に比例して増加するの
に対して、モジュールの配線インダクタンスに蓄積され
るエネルギーがＩRPの２乗で増加するためである。しか
し実験によって確認してみると、跳ね上がり電圧が飽和
することが分かった。図４に、ＩＧＢＴモジュールの電
流容量と跳ね上がり電圧の尖頭値の関係を示す。モジュ
ールの電流容量は、５０ＡのＩＧＢＴとダイオードのチ
ップの並列数によって変えた。モジュール内部の配線イ
ンダクタンスは５０ｎＨ，ＩＧＢＴのターンオンのライ
ズタムイは０.３μｓ である。図に示されているよう
に、電流容量がある程度大きくなると、跳ね上がり電圧
の尖頭値が飽和している。これは図６で示したと同様
に、ターンオンのｄｉ／ｄｔは素子特性の他に主回路の
インダクタンスでも抑制されるため、モジュールの電流
容量に比例してｄｉ／ｄｔが大きくならなくなるためで
ある。すなわち、電流容量が大きくなるにしたがって、
ＩＧＢＴが保有する最大のターンオン特性を実現できな
くなる。そのため、同一のリカバリ特性を有するダイオ
ードを用いてモジュールの電流容量を大きくしても、電
流容量に比例してリカバリ電流の尖頭値ＩRPが大きくな
らずに、跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和するようになる
ものである。
特性を選定すると、ＩＧＢＴモジュールの電流容量が大
きくなった場合に、跳ね上がり電圧が大きくなるように
思われる。寄生容量Ｃが電流容量に比例して増加するの
に対して、モジュールの配線インダクタンスに蓄積され
るエネルギーがＩRPの２乗で増加するためである。しか
し実験によって確認してみると、跳ね上がり電圧が飽和
することが分かった。図４に、ＩＧＢＴモジュールの電
流容量と跳ね上がり電圧の尖頭値の関係を示す。モジュ
ールの電流容量は、５０ＡのＩＧＢＴとダイオードのチ
ップの並列数によって変えた。モジュール内部の配線イ
ンダクタンスは５０ｎＨ，ＩＧＢＴのターンオンのライ
ズタムイは０.３μｓ である。図に示されているよう
に、電流容量がある程度大きくなると、跳ね上がり電圧
の尖頭値が飽和している。これは図６で示したと同様
に、ターンオンのｄｉ／ｄｔは素子特性の他に主回路の
インダクタンスでも抑制されるため、モジュールの電流
容量に比例してｄｉ／ｄｔが大きくならなくなるためで
ある。すなわち、電流容量が大きくなるにしたがって、
ＩＧＢＴが保有する最大のターンオン特性を実現できな
くなる。そのため、同一のリカバリ特性を有するダイオ
ードを用いてモジュールの電流容量を大きくしても、電
流容量に比例してリカバリ電流の尖頭値ＩRPが大きくな
らずに、跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和するようになる
ものである。
【００４３】次に、具体的にダイオードを選定する時の
試験条件について述べる。
試験条件について述べる。
【００４４】図７に記述したように、ダイオードのリカ
バリ特性は、リカバリ時のｄｉ／ｄｔによって変わるの
で、ペアとなるＩＧＢＴのターンオン特性から得られる
最大のｄｉ／ｄｔで選定する必要がある。そしてＩＧＢ
Ｔのターンオンのｄｉ／ｄｔを決定する試験電圧は、定
格電圧の１／２であり、測定温度は室温である。なお、
測定温度が高温になると、リカバリ電流の尖頭値は大き
くなるが、リカバリ時間ｔrrも長くなり電圧振動がむし
ろ低減する。
バリ特性は、リカバリ時のｄｉ／ｄｔによって変わるの
で、ペアとなるＩＧＢＴのターンオン特性から得られる
最大のｄｉ／ｄｔで選定する必要がある。そしてＩＧＢ
Ｔのターンオンのｄｉ／ｄｔを決定する試験電圧は、定
格電圧の１／２であり、測定温度は室温である。なお、
測定温度が高温になると、リカバリ電流の尖頭値は大き
くなるが、リカバリ時間ｔrrも長くなり電圧振動がむし
ろ低減する。
【００４５】また、ＩＧＢＴモジュールにおいては、普
通、５０Ａ〜１００Ａのチップをモジュールの中で並列
にして電流容量を大きくするが、上述のようにモジュー
ルの電流容量が大きくなるにしたがって、ＩＧＢＴが保
有する最大のターンオン特性を実現する試験回路が難し
くなる。その場合はＩＧＢＴのチップ当りの定格電流で
ダイオードのリカバリ特性を上述と同様に選定する。
通、５０Ａ〜１００Ａのチップをモジュールの中で並列
にして電流容量を大きくするが、上述のようにモジュー
ルの電流容量が大きくなるにしたがって、ＩＧＢＴが保
有する最大のターンオン特性を実現する試験回路が難し
くなる。その場合はＩＧＢＴのチップ当りの定格電流で
ダイオードのリカバリ特性を上述と同様に選定する。
【００４６】以上、本発明はスイッチング素子のターン
オンのライズタイムが０.５μｓ 以下の素子を対象にし
て検討したものである。ライズタイムが０.５μｓ 以上
の素子であっても考え方は同じであるが、ライズタイム
が長いとフリーホイルダイオードがリカバリする時のｄ
ｉ／ｄｔが小さいので、図８で示したように同じダイオ
ードでもリカバリ電流の尖頭値ＩRPが小さくなってく
る。このため、ダイオードの選定が比較的容易であった
ため、従来それほど大きな問題とはならなかった。
オンのライズタイムが０.５μｓ 以下の素子を対象にし
て検討したものである。ライズタイムが０.５μｓ 以上
の素子であっても考え方は同じであるが、ライズタイム
が長いとフリーホイルダイオードがリカバリする時のｄ
ｉ／ｄｔが小さいので、図８で示したように同じダイオ
ードでもリカバリ電流の尖頭値ＩRPが小さくなってく
る。このため、ダイオードの選定が比較的容易であった
ため、従来それほど大きな問題とはならなかった。
【００４７】そして、ＭＯＳ−ＦＥＴのようにターンオ
ンのライズタイムが０.１μｓ 前後の速い素子も実在し
ていた。しかし、ＭＯＳ−ＦＥＴは、ＩＧＢＴよりオン
抵抗が大きいために、同じ電流容量でもチップ面積が大
きく、寄生容量が大きくなっていた。そして又、これら
のモジュールは〜５０Ａ程度までと比較的電流容量が小
さかった。このため、（１）式や図４から分かるよう
に、跳ね上がり電圧がそれほど大きくならない要因を持
っていた。このため、ダイオードの選定が比較的容易で
あった。
ンのライズタイムが０.１μｓ 前後の速い素子も実在し
ていた。しかし、ＭＯＳ−ＦＥＴは、ＩＧＢＴよりオン
抵抗が大きいために、同じ電流容量でもチップ面積が大
きく、寄生容量が大きくなっていた。そして又、これら
のモジュールは〜５０Ａ程度までと比較的電流容量が小
さかった。このため、（１）式や図４から分かるよう
に、跳ね上がり電圧がそれほど大きくならない要因を持
っていた。このため、ダイオードの選定が比較的容易で
あった。
【００４８】しかし、ターンオンのライズタイムが０.
５μｓ 以下で、しかも大きな電流容量のモジュールま
で実現できるＩＧＢＴを対象にした時、ダイオードの製
作にも工夫が必要となった。
５μｓ 以下で、しかも大きな電流容量のモジュールま
で実現できるＩＧＢＴを対象にした時、ダイオードの製
作にも工夫が必要となった。
【００４９】我々の検討した結果によれば、今回実施例
で述べたような比較的定格電圧の高いスイッチング素子
と組合わせるダイオードは、従来からｐｎ接合のダイオ
ードが用いられていた。しかし、例えば特公昭59−3518
3 号公報に示されているショットキーバリアとｐｎ接合
を有するようなダイオードは、従来から１００Ｖ〜２０
０Ｖ耐圧以下のものが多かったが、今回６００Ｖ以上の
耐圧のダイオードを作ってＩＧＢＴと組合わせてみると
非常に有効であることが確認できた。
で述べたような比較的定格電圧の高いスイッチング素子
と組合わせるダイオードは、従来からｐｎ接合のダイオ
ードが用いられていた。しかし、例えば特公昭59−3518
3 号公報に示されているショットキーバリアとｐｎ接合
を有するようなダイオードは、従来から１００Ｖ〜２０
０Ｖ耐圧以下のものが多かったが、今回６００Ｖ以上の
耐圧のダイオードを作ってＩＧＢＴと組合わせてみると
非常に有効であることが確認できた。
【００５０】また、ダイオードのリカバリ電流の尖頭値
ＩRPを小さくする方法として、金などの不純物のドープ
や、電子線などの照射によってキャリアのライフタイム
を短くする方法があるが、この方法でも本発明のモジュ
ールを実現するダイオードができる。しかし、この方法
にはオン電圧が大きくなりすぎて、モジュールの損失が
大きくなる欠点がある。これを避けるためには、図１０
に示すチップ面積の違いによるダイオードのオン電圧と
順電流の関係からも分かるように、従来IGBTに対して１
／３〜１／４にしていたダイオードのチップ面積を１／
２.５ 程度まで大きくするのが有効であった。また、こ
のようにＩＧＢＴに対してダイオードのチップ面積を大
きくすれば熱抵抗が反比例して小さくなることが知られ
ており、この点からも損失による温度上昇の低減が図れ
る。
ＩRPを小さくする方法として、金などの不純物のドープ
や、電子線などの照射によってキャリアのライフタイム
を短くする方法があるが、この方法でも本発明のモジュ
ールを実現するダイオードができる。しかし、この方法
にはオン電圧が大きくなりすぎて、モジュールの損失が
大きくなる欠点がある。これを避けるためには、図１０
に示すチップ面積の違いによるダイオードのオン電圧と
順電流の関係からも分かるように、従来IGBTに対して１
／３〜１／４にしていたダイオードのチップ面積を１／
２.５ 程度まで大きくするのが有効であった。また、こ
のようにＩＧＢＴに対してダイオードのチップ面積を大
きくすれば熱抵抗が反比例して小さくなることが知られ
ており、この点からも損失による温度上昇の低減が図れ
る。
【００５１】さらに、ＩＧＢＴより耐圧の高いダイオー
ドを組合わせると、リカバリ時間ｔrrが長くなり、電圧
振動を抑制するのに効果的であった。素子の耐圧はベー
ス層の厚さにほぼ依存するが、ＩＧＢＴのベース層の厚
さよりダイオードのベース層の厚さをおよそ１.２ 倍に
した時でも、それにほぼ反比例して電圧振動が抑制でき
た。
ドを組合わせると、リカバリ時間ｔrrが長くなり、電圧
振動を抑制するのに効果的であった。素子の耐圧はベー
ス層の厚さにほぼ依存するが、ＩＧＢＴのベース層の厚
さよりダイオードのベース層の厚さをおよそ１.２ 倍に
した時でも、それにほぼ反比例して電圧振動が抑制でき
た。
【００５２】
【発明の効果】図９に、本発明のＩＧＢＴモジュールを
インバータに実装して、ダイオードがリカバリした時の
電圧，電流波形例を示す。比較のため従来例も示してい
るが、本発明のモジュールの場合は、跳ね上がり電圧の
の尖頭値と電圧振動が大幅に低減されていることが分か
る。
インバータに実装して、ダイオードがリカバリした時の
電圧，電流波形例を示す。比較のため従来例も示してい
るが、本発明のモジュールの場合は、跳ね上がり電圧の
の尖頭値と電圧振動が大幅に低減されていることが分か
る。
【００５３】そして、本発明のモジュールでインバータ
装置を構成すると、ＩＧＢＴを高速で動作させても、跳
ね上がり電圧と電圧振動が抑制されるので、ＩＧＢＴの
駆動回路がノイズによって誤動作するようなことがなく
なった。そして、インバータ装置の高性能化，高効率化
（スイッチング速度の高速化），高信頼性（低ノイズ
化）を実現できた。
装置を構成すると、ＩＧＢＴを高速で動作させても、跳
ね上がり電圧と電圧振動が抑制されるので、ＩＧＢＴの
駆動回路がノイズによって誤動作するようなことがなく
なった。そして、インバータ装置の高性能化，高効率化
（スイッチング速度の高速化），高信頼性（低ノイズ
化）を実現できた。
【図１】本発明の一実施例であるモジュールの構成。
【図２】ダイオードがリカバリする時のモジュールの等
価回路。
価回路。
【図３】リカバリ時間と跳ね上がり電圧の関係。
【図４】モジュールの電流容量と跳ね上がり電圧の関
係。
係。
【図５】インバータ回路。
【図６】直流電源電圧とスイッチング素子ターンオン時
におけるｄｉ／ｄｔの関係。
におけるｄｉ／ｄｔの関係。
【図７】ダイオードのオフ時のｄｉ／ｄｔとリカバリ電
流及びリカバリ時間との関係。
流及びリカバリ時間との関係。
【図８】ＩＧＢＴとダイオードを逆並列に接続したモジ
ュールを用いたインバータにおける誤動作の事例。
ュールを用いたインバータにおける誤動作の事例。
【図９】本発明のモジュールを実装したインバータにお
ける電圧，電流波形例。
ける電圧，電流波形例。
【図１０】チップ面積の違いによるダイオードのオン電
圧と順電流の関係。
圧と順電流の関係。
１…直流電源、２ａ〜５ａ…ＩＧＢＴ、２ｂ〜５ｂ…フ
リーホイルダイオード、２ｄ〜５ｄ…駆動回路、２ｅ〜
５ｅ…ホトカプラ、６…モータ、７…主回路配線のイン
ダクタンス、８，３０…ダイオード、９…コンデンサ、
１０…放電抵抗、１１…制御装置、２１…ベース電極、
２２…絶縁板、２３…コレクタ電極板、２４…エミッタ
電極板、２５…ゲート電極板、２６…コレクタ端子、２
７…エミッタ端子、２８…ゲート端子、２９…ＩＧＢ
Ｔ。
リーホイルダイオード、２ｄ〜５ｄ…駆動回路、２ｅ〜
５ｅ…ホトカプラ、６…モータ、７…主回路配線のイン
ダクタンス、８，３０…ダイオード、９…コンデンサ、
１０…放電抵抗、１１…制御装置、２１…ベース電極、
２２…絶縁板、２３…コレクタ電極板、２４…エミッタ
電極板、２５…ゲート電極板、２６…コレクタ端子、２
７…エミッタ端子、２８…ゲート端子、２９…ＩＧＢ
Ｔ。
フロントページの続き (72)発明者 森 睦宏 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 黒須 俊樹 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内 (72)発明者 鈴木 豊 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内 (72)発明者 櫻井 直樹 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 安田 保道 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 田中 知行 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 恩田 謙一 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (56)参考文献 特開 平３−195376（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−103300（ＪＰ，Ａ) 実開 昭56−172951（ＪＰ，Ｕ) 電気学会半導体電力変換研究会資料、 ＶＯＬ．ＳＰＣ−90、ＮＯ．32−41、Ｐ 55−63、1990、「高速ＩＧＢＴ実用上の 課題とその対策」 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H01L 25/07 H01L 25/18 H02M 1/00 H03K 17/16 H02M 7/537 H02P 7/63 301 H02M 7/48 H02M 7/5387
Claims (2)
- 【請求項１】同一のベース上に、ＩＧＢＴとダイオード
を逆並列に接続したモジュールにおいて、 前記ダイオードのベース層の厚さが、前記ＩＧＢＴのベ
ース層の厚さの１.２倍以上であることを特徴とするモ
ジュール。 - 【請求項２】同一のベース上に、ＩＧＢＴとダイオード
を逆並列に接続したモジュールにおいて、 前記ＩＧＢＴ及び前記ダイオードと並列にコンデンサを
接続し、 該コンデンサの容量が、前記ＩＧＢＴと前記ダイオード
の合計の寄生容量の２倍の値以下であることを特徴とす
るモジュール。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8137960A JP2800780B2 (ja) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8137960A JP2800780B2 (ja) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
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| JP2692765B2 (ja) * | 1989-12-22 | 1997-12-17 | 株式会社日立製作所 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
-
1996
- 1996-05-31 JP JP8137960A patent/JP2800780B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|
| 電気学会半導体電力変換研究会資料、ＶＯＬ．ＳＰＣ−９０、ＮＯ．３２−４１、Ｐ５５−６３、１９９０、「高速ＩＧＢＴ実用上の課題とその対策」 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08306859A (ja) | 1996-11-22 |
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