JP2807297B2 - 半導体スイッチ素子のブリッジ回路 - Google Patents
半導体スイッチ素子のブリッジ回路Info
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
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- H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、半導体スイッチ素子のブリッジ回路に関す
る。
る。
（従来の技術） 電圧形インバータの主回路および駆動回路は、インバ
ータブリッジの素子として、IGBTや、MOSFET,バイポー
ラトランジスタ,MCT等の自己消弧素子を使用することが
一般的となっている。
ータブリッジの素子として、IGBTや、MOSFET,バイポー
ラトランジスタ,MCT等の自己消弧素子を使用することが
一般的となっている。
例えば、第５図に示すような回路構成となっており、
直流電源１とフィルタ用コンデンサ２とから成る電源か
ら、高速ヒューズ３を介してトランジスタブリッジ４に
より交流に変換し負荷５に供給する。
直流電源１とフィルタ用コンデンサ２とから成る電源か
ら、高速ヒューズ３を介してトランジスタブリッジ４に
より交流に変換し負荷５に供給する。
トランジスタブリッジ４は、IGBT41,44,42,45,43,46
により３相ブリッジを構成している。
により３相ブリッジを構成している。
各IGBTの駆動は、IGBT41に対しては、駆動電源11,駆
動回路21から成る駆動信号をゲートG41に加える。
動回路21から成る駆動信号をゲートG41に加える。
IGBT42,43に対しては、それぞれ駆動電源12,13,駆動
回路22,23によりゲートG42,G43に加える。
回路22,23によりゲートG42,G43に加える。
IGBT44,45,46に対しては、エミッタ側が共通なため、
駆動電源14を共通にし、駆動回路24,25,26により、ゲー
トG44,G45,G46にゲート駆動信号を加える。
駆動電源14を共通にし、駆動回路24,25,26により、ゲー
トG44,G45,G46にゲート駆動信号を加える。
インバータの容量が増大するとIGBT44,45,46の電流が
大きくなり、エミッタ側を共通接続した配線の電圧降下
（電流変化時、Ldi/dt分の電圧が発生する）が大きくな
り、駆動電源14を共通にして使用するとノイズが他のIG
BTのゲートに印加され誤動作を発生することになる。こ
の為、下側の素子に対しても、上側の素子と同様、駆動
電源を３個に分け、計６個の駆動電源を使用している。
大きくなり、エミッタ側を共通接続した配線の電圧降下
（電流変化時、Ldi/dt分の電圧が発生する）が大きくな
り、駆動電源14を共通にして使用するとノイズが他のIG
BTのゲートに印加され誤動作を発生することになる。こ
の為、下側の素子に対しても、上側の素子と同様、駆動
電源を３個に分け、計６個の駆動電源を使用している。
また、現在使用されているトランジスタの大半はモジ
ュール形と呼ばれる素子で、主電極と冷却面は電気的に
絶縁され、トランジスタのチップからボンディングワイ
ヤーで電極に接続されている。上下に接続されているト
ランジスタがパンク（劣化）すると直流電源が短縮さ
れ、トランジスタに過電流が流れ、ボンディングワイヤ
ーが溶断しアークを出してモジュール形トランジスタの
外壁が飛散して危険であるため、高速ヒューズ３により
故障電流をしゃ断する工夫がなされている。
ュール形と呼ばれる素子で、主電極と冷却面は電気的に
絶縁され、トランジスタのチップからボンディングワイ
ヤーで電極に接続されている。上下に接続されているト
ランジスタがパンク（劣化）すると直流電源が短縮さ
れ、トランジスタに過電流が流れ、ボンディングワイヤ
ーが溶断しアークを出してモジュール形トランジスタの
外壁が飛散して危険であるため、高速ヒューズ３により
故障電流をしゃ断する工夫がなされている。
インバータの容量が大きくなると、モジュール素子を
多数並列に使用する必要があり、この場合モジュール素
子の外壁の破裂を防ぐため第６図に示すように、IGBTの
コレクタ側にそれぞれ高速ヒューズを接続している。こ
の理由は第５図のような直流側の共通ヒューズでは並列
接続したモジュール素子を保護するに適したヒューズが
無いためである。
多数並列に使用する必要があり、この場合モジュール素
子の外壁の破裂を防ぐため第６図に示すように、IGBTの
コレクタ側にそれぞれ高速ヒューズを接続している。こ
の理由は第５図のような直流側の共通ヒューズでは並列
接続したモジュール素子を保護するに適したヒューズが
無いためである。
また第６図でIGBTのコレクタ側にヒューズを挿入して
いる理由はIGBTのゲート駆動信号を、エミッタとゲート
に共通に接続して加える必要性があるためである。
いる理由はIGBTのゲート駆動信号を、エミッタとゲート
に共通に接続して加える必要性があるためである。
第６図ではトランジスタブリッジの１相分を示したも
ので、IGBT,41a,41b,41cのエミッタとゲートをそれぞれ
並列に接続し、それぞれのIGBTに高速ヒューズ31a,31b,
31cを挿入する。IGBT44a,44b,44cのエミッタとゲートも
それぞれ並列に接続し、それぞれのIGBTのコレクタ側に
高速ヒューズ32a,32b,32cを接続する。コンデンサ６は
直流母線のサージを吸収するため、なるべく素子の近く
に配置する。
ので、IGBT,41a,41b,41cのエミッタとゲートをそれぞれ
並列に接続し、それぞれのIGBTに高速ヒューズ31a,31b,
31cを挿入する。IGBT44a,44b,44cのエミッタとゲートも
それぞれ並列に接続し、それぞれのIGBTのコレクタ側に
高速ヒューズ32a,32b,32cを接続する。コンデンサ６は
直流母線のサージを吸収するため、なるべく素子の近く
に配置する。
（発明が解決しようとする課題） このように構成された従来の回路では、半導体素子の
駆動用電源が従来は４個又は６個必要であり、回路が複
雑で経済的に不利であった。
駆動用電源が従来は４個又は６個必要であり、回路が複
雑で経済的に不利であった。
また、第６図のように、各IGBTのコレクタ側にヒュー
ズを接続すると、ヒューズ自体と、配線長が数倍長くな
ることによるインダクタンス（Ｌ）分の増加によりター
ンオフ時のサージ電圧（−Ldi/dt）が素子に印加され、
素子の信頼性を低下させる。
ズを接続すると、ヒューズ自体と、配線長が数倍長くな
ることによるインダクタンス（Ｌ）分の増加によりター
ンオフ時のサージ電圧（−Ldi/dt）が素子に印加され、
素子の信頼性を低下させる。
特に、スイッチング速度の早い素子では従来のパイポ
ーラトランジスタに比べdi/dtが数倍高くなり、その分
サージ電圧が上昇し従来の回路方式では使用に耐えなく
なってきた。
ーラトランジスタに比べdi/dtが数倍高くなり、その分
サージ電圧が上昇し従来の回路方式では使用に耐えなく
なってきた。
第７図は、このサージ電圧を吸収する方法である。配
線やヒューズのインダクタンス分7,8および9,10がそれ
ぞれのIGBT41a,44aの主回路に存在する。コンデンサ15
とダイオード16により、IGBT41aのコレクタ・エミッタ
間のサージエネルギーをクランプし、抵抗20を介してコ
ンデンサ２に放電する。一方、IGBT44aに対しても、ダ
イオード17,コンデンサ18によりサージエネルギーをク
ランプし、抵抗19を介して放電する。
線やヒューズのインダクタンス分7,8および9,10がそれ
ぞれのIGBT41a,44aの主回路に存在する。コンデンサ15
とダイオード16により、IGBT41aのコレクタ・エミッタ
間のサージエネルギーをクランプし、抵抗20を介してコ
ンデンサ２に放電する。一方、IGBT44aに対しても、ダ
イオード17,コンデンサ18によりサージエネルギーをク
ランプし、抵抗19を介して放電する。
この回路では、使用部品が多くなり複雑になること、
各並列接続のIGBTにサージクランプ回路を設ける必要が
あること、抵抗19,20でエネルギーの損失が発生し効率
が低下することが問題となっていた。
各並列接続のIGBTにサージクランプ回路を設ける必要が
あること、抵抗19,20でエネルギーの損失が発生し効率
が低下することが問題となっていた。
以上の欠点を解決するためには、高速ヒューズを挿入
したことによるインダクタンスの増加分（数倍増加）を
いかに低減又は無関係にさせるかである。
したことによるインダクタンスの増加分（数倍増加）を
いかに低減又は無関係にさせるかである。
高速ヒューズを挿入したことによるインダクタンスの
増加分によるサージエネルギーを、素子に加わる前に吸
収すると同時に、素子の駆動電源数を低減した半導体素
子のブリッジ接続回路を提供することを目的とする。
増加分によるサージエネルギーを、素子に加わる前に吸
収すると同時に、素子の駆動電源数を低減した半導体素
子のブリッジ接続回路を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） エミッタとゲート間に駆動信号を加えてオンオフする
IGBTと、アノードとゲート間に駆動信号を加えてオンオ
フするMCTのそれぞれのエミッタとアノードを接続して
出力とし、IGBTのコレクタ側にヒューズを介して直流母
線の正極に接続し、MCTのカソード側にヒューズを介し
直流母線の負極に接続し、IGBTのコレクタとMCTのカソ
ード間にスナバを設ける。上記により、IGBTとMCTの駆
動電源を共通に使用する。
IGBTと、アノードとゲート間に駆動信号を加えてオンオ
フするMCTのそれぞれのエミッタとアノードを接続して
出力とし、IGBTのコレクタ側にヒューズを介して直流母
線の正極に接続し、MCTのカソード側にヒューズを介し
直流母線の負極に接続し、IGBTのコレクタとMCTのカソ
ード間にスナバを設ける。上記により、IGBTとMCTの駆
動電源を共通に使用する。
（作用） IGBTのコレクタとMCTのカソード間は直流電源からヒ
ューズを介して接続されているので、この間にコンデン
サを接続することによりヒューズ回路のインダクタンス
分によるサージエネルギーは、このコンデンサに吸収さ
れ素子には無関係となる。
ューズを介して接続されているので、この間にコンデン
サを接続することによりヒューズ回路のインダクタンス
分によるサージエネルギーは、このコンデンサに吸収さ
れ素子には無関係となる。
また、IGBTのエミッタとMCTのアノードが共通に接続
されているので、駆動電源を共通に使用できる。
されているので、駆動電源を共通に使用できる。
（実施例） 本発明の実施例を第１図に示しその構成について説明
する。第５図，第６図と同一部分は、同一番号を記し説
明は省略する。第１図はインバータブリッジの１相分に
ついて記してある。
する。第５図，第６図と同一部分は、同一番号を記し説
明は省略する。第１図はインバータブリッジの１相分に
ついて記してある。
直流母線の正極側から、ヒューズ31a,31b,31cを介し
てそれぞれIGBT41a,41b,41cのコレクタへ接続する。IGB
T41a,41b,41cのエミッタ側は並列接続して、MCT54a,54
b,54cのアノード側を並列にした部分に接続しブリッジ
の出力端子とする。
てそれぞれIGBT41a,41b,41cのコレクタへ接続する。IGB
T41a,41b,41cのエミッタ側は並列接続して、MCT54a,54
b,54cのアノード側を並列にした部分に接続しブリッジ
の出力端子とする。
MCT54a,54b,54cのカソード側は、それぞれヒューズ32
a,32b,32cを介して直流母線の負極側に接続する。IGBT4
1a,41b,41cのゲート回路も並列にしてG41とし、MCT54a,
54b,54cのゲート回路も並列にしてG44とする。
a,32b,32cを介して直流母線の負極側に接続する。IGBT4
1a,41b,41cのゲート回路も並列にしてG41とし、MCT54a,
54b,54cのゲート回路も並列にしてG44とする。
IGBT44aのコレクタとMCT54aのカソード間にスナバコ
ンデンサ6aを接続する。IGBT41bのコレクタとMCT54bの
カソード間にスナバコンデンサ6bを接続する。
ンデンサ6aを接続する。IGBT41bのコレクタとMCT54bの
カソード間にスナバコンデンサ6bを接続する。
IGBT41cのコレクタとMCT54cのカソード間にスナバコ
ンデンサ6cを接続する。
ンデンサ6cを接続する。
ゲート駆動回路は、同図（ｂ）に示すように、駆動電
源11aと11bの中点と、IGBT駆動回路21aを介してIGBTの
ゲートG41へ接続し、MCT駆動回路24aを介してMCTのゲー
トG44へ接続する。ゲート信号の共通点GOはIGBTとMCTと
同一である。
源11aと11bの中点と、IGBT駆動回路21aを介してIGBTの
ゲートG41へ接続し、MCT駆動回路24aを介してMCTのゲー
トG44へ接続する。ゲート信号の共通点GOはIGBTとMCTと
同一である。
第２図（ａ）にMCTの駆動原理を示す図、（ｂ）にシ
ンボルを示す。
ンボルを示す。
MCT54aのゲート（Ｇ）とアノード（Ａ）間に負のゲー
ト信号を加えるとonFETがオンし、NPNトランジスタがオ
ンしPNPトランジスタにベース電流を流しPNPトランジス
タがオンして、この２つのトランジスタはサイリスタと
して動作する。次に、MCTをオフする場合、ゲートＧに
正のゲート電圧を加えるとoffFETがオンしPNPトランジ
スタの、ベースとエミッタ間を短絡するので、PNPトラ
ンジスタがオフし、NPNトランジスタもオフする動作と
なる。
ト信号を加えるとonFETがオンし、NPNトランジスタがオ
ンしPNPトランジスタにベース電流を流しPNPトランジス
タがオンして、この２つのトランジスタはサイリスタと
して動作する。次に、MCTをオフする場合、ゲートＧに
正のゲート電圧を加えるとoffFETがオンしPNPトランジ
スタの、ベースとエミッタ間を短絡するので、PNPトラ
ンジスタがオフし、NPNトランジスタもオフする動作と
なる。
第３図に示すように、ヒューズ31aを取付けたことに
よる浮遊インダクタンス7,8とヒューズ32aを取付けたこ
とによる浮遊インダクタンス9,10のエネルギーはコンデ
ンサ6aに吸引され、ヒューズ取付けに伴うインダクタン
ス分の増加は何ら悪影響を与えずIGBTと、MCTをオンオ
フすることができる。また、コンデンサ6aの容量は小さ
いので素子が短絡故障になっても、その放電エネルギー
は小さく素子の外壁を破裂させるような事にはならな
い。
よる浮遊インダクタンス7,8とヒューズ32aを取付けたこ
とによる浮遊インダクタンス9,10のエネルギーはコンデ
ンサ6aに吸引され、ヒューズ取付けに伴うインダクタン
ス分の増加は何ら悪影響を与えずIGBTと、MCTをオンオ
フすることができる。また、コンデンサ6aの容量は小さ
いので素子が短絡故障になっても、その放電エネルギー
は小さく素子の外壁を破裂させるような事にはならな
い。
第４図にモジュールトランジスタの構造図を示す。冷
却フィンに放熱させる銅ベース80の上に熱伝導性の良い
絶縁セラミック81を接着し、その上に銅の電極82、コレ
クタ電極83、エミッタ電極84が接着されている。トラン
ジスタのペレット85はコレクタを銅電極82側に、エミッ
タ端子を上側に接着し、ボンディングワイヤー87により
エミッタ電極84に接続されている。ボンディングワイヤ
ー86はコレクタ電極83に接続してコレクタとして取り出
す。
却フィンに放熱させる銅ベース80の上に熱伝導性の良い
絶縁セラミック81を接着し、その上に銅の電極82、コレ
クタ電極83、エミッタ電極84が接着されている。トラン
ジスタのペレット85はコレクタを銅電極82側に、エミッ
タ端子を上側に接着し、ボンディングワイヤー87により
エミッタ電極84に接続されている。ボンディングワイヤ
ー86はコレクタ電極83に接続してコレクタとして取り出
す。
このため、ボンディングワイヤー86の冷却効果は良
く、ボンディングワイヤー87の冷却効果が悪いので、必
ずボンディングワイヤー87が先に溶断する。
く、ボンディングワイヤー87の冷却効果が悪いので、必
ずボンディングワイヤー87が先に溶断する。
この溶断以前に高速ヒューズで事故電流をしゃ断する
必要がある。
必要がある。
また第１図に示すようにIGBT41a,41b,41cへのゲート
信号とMCT54a,54b,54cへのゲート信号は信号線GOを共用
することが出来るので、駆動電源11a,11bをIGBTとMCTに
共通に使用出来る。
信号とMCT54a,54b,54cへのゲート信号は信号線GOを共用
することが出来るので、駆動電源11a,11bをIGBTとMCTに
共通に使用出来る。
以上説明したように、一実施例によれば、ゲート駆動
電源を、ブリッジの上側の素子と下側の素子に対して共
通化できるので小形，経済的である。
電源を、ブリッジの上側の素子と下側の素子に対して共
通化できるので小形，経済的である。
更に、ヒューズを取付けた事による浮遊インダクタン
ス分によるサージエネルギーが素子側の直流部に設けた
スナバ回路により吸収されるので、サージ電圧を低く抑
えることが出来、安全性の高い高効率な半導体素子のブ
リッジ接続回路を提供することが可能となる。
ス分によるサージエネルギーが素子側の直流部に設けた
スナバ回路により吸収されるので、サージ電圧を低く抑
えることが出来、安全性の高い高効率な半導体素子のブ
リッジ接続回路を提供することが可能となる。
なお、第１図ではIGBTとMCTとの組合せについて説明
したが、IGBTにコンプリメンタリーなＰチャネルが完成
すれば（現在ではＰチャネルは安全動作領域が狭く実用
化されていない。）IGBTのみでも使用可能であり、また
今後開発される別の素子の組合せでも作用は同じであ
る。
したが、IGBTにコンプリメンタリーなＰチャネルが完成
すれば（現在ではＰチャネルは安全動作領域が狭く実用
化されていない。）IGBTのみでも使用可能であり、また
今後開発される別の素子の組合せでも作用は同じであ
る。
またスナバ回路はダイオードとコンデンサ，抵抗等に
よる組合せの種々の方式を採用出来ることは説明するま
でもない。
よる組合せの種々の方式を採用出来ることは説明するま
でもない。
さらにまた、ヒューズは複数の素子にまとめて挿入す
ることも考えられる。
ることも考えられる。
以上説明したように本発明によれば、素子に直列にヒ
ューズを接続し、素子外壁の破裂を防ぐと共に、ヒュー
ズを接続したことによるインダクタンス分の増加による
スイッチングエネルギーをブリッジの素子側直流端子に
設けたスナバ回路で吸収することによりスイッチング素
子の安全動作領域に余裕を持たせ高信頼性で、スイッチ
ング損失も減少するので高効率となる。
ューズを接続し、素子外壁の破裂を防ぐと共に、ヒュー
ズを接続したことによるインダクタンス分の増加による
スイッチングエネルギーをブリッジの素子側直流端子に
設けたスナバ回路で吸収することによりスイッチング素
子の安全動作領域に余裕を持たせ高信頼性で、スイッチ
ング損失も減少するので高効率となる。
さらに、ブリッジの上下の素子の駆動電源を共通に出
来るので小形で経済的な半導体スイッチ素子のブリッジ
回路を提供することが可能となる。
来るので小形で経済的な半導体スイッチ素子のブリッジ
回路を提供することが可能となる。
第１図は本発明の一実施例を説明する為の回路構成図、
第２図，第３図及び第４図はそれぞれ本発明の作用を説
明する為のもので、第２図はMCTの結線図、第３図は回
路図及びMCTの素子構成図、第５図，第６図及び第７図
はそれぞれ従来例の半導体素子のブリッジ接続回路を説
明する為の回路構成図である。 １……直流電源 ２……コンデンサ 31a,31b,31c,32a,32b,32c……高速ヒューズ ４……トランジスタブリッジ ５……負荷 7,8,9,10……インダクタンス 54a,54b,54c……MCT 6a,6b,6c……スナバコンデンサ 11a,11b……駆動電源 21a……IGBT駆動回路 24a……MCT駆動回路
第２図，第３図及び第４図はそれぞれ本発明の作用を説
明する為のもので、第２図はMCTの結線図、第３図は回
路図及びMCTの素子構成図、第５図，第６図及び第７図
はそれぞれ従来例の半導体素子のブリッジ接続回路を説
明する為の回路構成図である。 １……直流電源 ２……コンデンサ 31a,31b,31c,32a,32b,32c……高速ヒューズ ４……トランジスタブリッジ ５……負荷 7,8,9,10……インダクタンス 54a,54b,54c……MCT 6a,6b,6c……スナバコンデンサ 11a,11b……駆動電源 21a……IGBT駆動回路 24a……MCT駆動回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ // Ｈ０２Ｈ 7/12 Ｈ０２Ｈ 7/12 Ｄ (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02M 1/00 - 1/30
Claims (1)
- 【請求項１】半導体素子を並列接続して構成されるブリ
ッジ接続回路において、制御端子側及び電流が流出する
端子側をそれぞれ共通接続され、両端子間に制御信号が
供給される第１の半導体素子群と、制御端子側及び電流
が流入する端子側をそれぞれ共通接続され、両端子間に
制御信号が供給される第２の半導体素子群と、前記第１
の半導体素子群に直列接続された第１のヒューズと、前
記第２の半導体素子群に直列接続された第２のヒューズ
と、前記第１の半導体素子群と前記第１のヒューズとの
接続点と前記第２の半導体素子群と前記第２のヒューズ
との接続点との間に接続されたスナバ回路とを有し、第
１の半導体素子群の電流が流入する端子及び第２の半導
体素子群の電流が流入する端子をそれぞれ共通接続して
出力端子としたことを特徴とする半導体スイッチ素子の
ブリッジ回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1313290A JP2807297B2 (ja) | 1989-12-04 | 1989-12-04 | 半導体スイッチ素子のブリッジ回路 |
| DE69025045T DE69025045T2 (de) | 1989-12-04 | 1990-11-30 | Leistungswandler vom Brückentyp mit verbessertem Wirkungsgrad |
| US07/619,917 US5123746A (en) | 1989-12-04 | 1990-11-30 | Bridge type power converter with improved efficiency |
| EP90122961A EP0431492B1 (en) | 1989-12-04 | 1990-11-30 | Bridge type power converter with improved efficiency |
| CN90109782A CN1018499B (zh) | 1989-12-04 | 1990-12-04 | 改进效率的桥式电力变换器 |
| KR1019900019824A KR930008464B1 (ko) | 1989-12-04 | 1990-12-04 | 고효율 브리지형 파워 콘버터 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1313290A JP2807297B2 (ja) | 1989-12-04 | 1989-12-04 | 半導体スイッチ素子のブリッジ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03178520A JPH03178520A (ja) | 1991-08-02 |
| JP2807297B2 true JP2807297B2 (ja) | 1998-10-08 |
Family
ID=18039439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1313290A Expired - Lifetime JP2807297B2 (ja) | 1989-12-04 | 1989-12-04 | 半導体スイッチ素子のブリッジ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2807297B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102005019571A1 (de) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Siemens Ag | Hochleistungs-Stromrichteranordnung |
| WO2014147755A1 (ja) * | 2013-03-19 | 2014-09-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器 |
-
1989
- 1989-12-04 JP JP1313290A patent/JP2807297B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 関 長隆・倉田 衛・竹内 南編「ターンオフサイリスタ−ＧＴＯの原理と応用−」第１版、電気書院（昭和５８年４月２０日発行）、Ｐ．１１９〜１２１ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03178520A (ja) | 1991-08-02 |
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