DE69025045T2

DE69025045T2 - Leistungswandler vom Brückentyp mit verbessertem Wirkungsgrad

Info

Publication number: DE69025045T2
Application number: DE69025045T
Authority: DE
Inventors: Chihiro Okado
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-12-04
Filing date: 1990-11-30
Publication date: 1996-05-30
Anticipated expiration: 2010-12-01
Also published as: DE69025045D1; CN1052401A; US5123746A; EP0431492A3; CN1018499B; EP0431492A2; EP0431492B1; KR930008464B1; KR910013669A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Brükkentyp-Leistungswandler mit einem Seibstabschaltelement und mit verbesserten Ansteuer- und Schutzeigenschaften.
Ein IGET (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) wird oft als ein Schaltelement einer Inverterbrücke eines aus Transistoren gebildeten Spannungstypinverters verwendet.
Fig. 2 zeigt eine VCE (Kollektor-Emitter-Spannung)/Ic (Kollektorstrom)-Kennlinie, die eine Ansteuerspannung VGE (Gate-Emitter-Spannung)des IGET als einen Parameter verwendet. Ein charakteristisches Merkmal eines Transistortyp-Leistungselementes liegt darin, daß der Kollektorstrom IC im wesentlichen konstant wird, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE einen vorbestimmten Wert überschreitet. Mit anderen Worten, dieses Transistortyp-Leistungselement hat eine Konstantstromkennlinie.
Das Transistortyp-Leistungselement hat jedoch eine vergleichsweise hohe Spannung VCE bezüglich eines gegebenen konstanten Stromes Ic, d.h. es weist einen hohen Gleichstromwiderstandswert auf.
Ein Schaltelement dieser Inverterbrücke kann durch einen MCT (MOS gesteuerter Thyristor) gebildet werden. In diesem Fall liegt eine Drossel zum Unterdrücken einer Spannungsanstiegsrate zwischen einer Gleichstromquelle und der Inverterbrücke, und eine Hochgeschwindigkeitsdiode zum Unterdrücken einer durch die Drossel erzeugten Stoßspannung ist dazwischen parallel zu der Drossel angeschlossen.
Der MCT hat eine Thyristorstruktur, die durch PNP- und NPN-Transistoren gebildet ist, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Wenn ein EIN-FET durch ein Gatesignal eingeschaltet wird, so wird der NPN-Transistor eingeschaltet, und der PNP-Transistor wird eingeschaltet. Daher wird der MCT selbst gehalten, um einen Betrieb gleichwertig zu demjenigen eines Thyristors auszuführen und er zeigt eine niedrige Spannungsabfallkennlinie zwischen der Anode und Kathode. Wenn ein AUS-FET durch das Gatesignal eingeschaltet wird, so wird die Basis- Emitter-Strecke des PNP-Transistors kurzgeschlossen, um den PNP-Transistor auszuschalten, und der NPN- Transistor wird ausgeschaltet, um so den Thyristorbetrieb zu stoppen. Fig. 5 zeigt ein Schaltungssymbol des MCT.
Fig. 6 zeigt eine Anodenstrom IA/Anoden-Kathoden- Spannung VA-K-Kennlinie des MCT. Wie in Fig. 7 gezeigt ist, fließt nahezu kein Strom, wenn der MCT ausgeschaltet ist, und ein Spannungsabfall weist einen niedrigen Wert auf, wenn der MCT eingeschaltet ist. Zusätzlich hat, anders als ein Transistortypelement, der MCT keine konstante Stromkennlinie und kann daher als ein Widerstand mit niedrigem Widerstandswert angesehen werden, wenn er eingeschaltet ist.
Wenn in einem Spannungstypinverter mit einem Transistortypelement als einem Schaltelement einer Inverterbrücke Anschlüsse eines Lastmotores kurzgeschlossen werden oder der Motor einen Schichtkurzschluß verursacht, wird ein Schutzbetrieb durchgeführt, wie dies in den Fig. 3A und 3B gezeigt ist. Das heißt, nachdem der Transistor zu einer Zeit t&sub1; eingeschaltet ist (Fig. 3B), wird zu einer Zeit t&sub2; ein Überstrom erfaßt (Fig. 3A), um ein Ansteuersignal auszuschalten, so daß sicher ein Fehlerstrom abgedreht wird, der durch eine Konstantstromkennlinie des Transistors bis zu einer Zeit t&sub3; unterdrückt ist (Fig. 3A).
Da jedoch das Transistortypelement einen großen Spannungsabfall in VCE für einen großen IC hat (d.h., ein Gleichstromwiderstand ist hoch), wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, ist ein Leistungsverlust in einem Inverterteil groß, um in einer niedrigen Wirksamkeit zu resultieren.
Obwohl ein Spannungsabfall VAK eines Thyristortypelementes, wie beispielsweise eines MCT, klein ist, selbst wenn ein großer IA fließt, hat das Element keinen Stromunterdrückungseffekt (Konstantstromkennlinie). Daher ist eine Drossel in die Gleichstromschaltung eines Inverters eingefügt, um eine Anstiegsrate in der Größe eines Stromes zu unterdrücken, und ein Ansteuersignal wird abgeschaltet, bevor der Strom übermäßig anwächst. Dieser Betrieb ist in den Fig. 7A und 7B gezeigt. Ein maximaler Strom Ioffmax, der die obere Grenze zum Sicherstellen eines Abschaltbetriebes ist, liegt in dem MCT vor, und der MCT muß durch diesen maximalen Strom oder weniger abgeschaltet werden.
Wenn eine Drossel nicht verwendet wird, hat ein Strom, der erhalten ist, wenn die Anschlüsse eines Motores kurzgeschlossen sind, einen Verlauf, wie dieser durch eine Strichlinie in Fig. 7A angedeutet ist. Da in diesem Fall ein Strom rasch anwächst, kann der MCT nicht abgeschaltet werden, bevor ein Strom Ioffmax erreicht ist.
Wenn eine Drossel eingefügt ist, wird die Vorderflanke des Stromes unterdrückt, wie dies durch eine Vollinie in Fig. 7A angedeutet ist. Wenn daher das Ansteuersignal zu einer Zeit t&sub2; abgeschaltet wird (Fig. 2B), kann der Strom auf Null zu einer Zeit t&sub3; eingestellt werden (Fig. 7A).
Obwohl der MCT eine hohe Wirksamkeit hat, da ein Spannungsabfall klein ist, wenn er eingeschaltet wird, erfordert er eine Drossel und eine Hochgeschwindigkeitsdiode zum Unterdrücken einer Stoßspannung. Da zusätzlich die Drossel eine große Kapazität aufweisen muß, um selbst mit einem Überstrom nicht gesattigt zu sein, kann ein Inverter mit einer kleinen oder mittleren Kapazität nicht ökonomisch ausgelegt werden.
Nunmehr verwenden eine Hauptschaltung und ein Ansteuerglied eines Spannungstypinverters im allgemeinen als ein Inverterbrückenelement einen IGBT und ein Selbstlöschelement, wie beispielsweise einen MOSFET, einen Eipolartransistor und einen MCT. Beispielsweise ist die Schaltung derart angeordnet, daß ein Gleichstromausgangssignal zu einer Transistorbrücke über eine Hochgeschwindigkeitssicherung gespeist wird, die Gleichstromleistung in Wechselstromleistung durch einen Schaltbetrieb der Brücke umgewandelt wird und die umgewandelte Leistung einer Last zugeführt ist.
Die obige Transistorbrücke bildet eine 3-Phasen-Brücke durch IGBTs. Jeder IGBT ist auf der positiven Seite angesteuert, indem ein Ansteuersignal von einer einzelnen Ansteuerleistungsquelle zu dem Gate des IGBT gespeist wird. Da andererseits die Emitter der IGBTs auf der negativen Seite zusammen verbunden sind, kann ein Gateansteuersignal von einer gemeinsamen Ansteuerleistungsquelle zu den Gates der IGBTs gespeist werden.
Wenn eine Leistungskapazität des Inverters zunimmt, wird ein Strom von jedem IGBT auf der negativen Seite erhöht, um einen Spannungsabfall in der Verdrahtung zu steigern, die die Emitter gemeinsam verbindet (es wird angenommen, daß, wenn eine Induktivität des Drahtes L ist, eine Spannung von Ldi/dt (wobei i den Strom und t die Zeit bedeuten) erzeugt wird, wenn der Strom i verändert wird). Wenn in diesem Fall eine Ansteuerleistungsquelle gemeinsam verwendet wird, liegt ein Rauschen von L(di/dt) an den Gates der anderen IGBTs, um einen fehlerhaften Betrieb zu verursachen. Somit müssen drei Ansteuerleistungsquellen für die Elemente auf der negativen Seite ähnlich zu den Elementen auf der positiven Seite verwendet werden, das heißt, es müssen insgesamt sechs Ansteuerleistungsquellen vorgesehen werden.
Zusätzlich sind die meisten der gegenwärtig verwendeten Transistoren Elemente vom sogenannten Modultyp, bei dem eine Hauptelektrode und eine Kühlfläche elektrisch isoliert sind, und ein Transistorchip in dem Modul ist mit einer Elektrode außerhalb des Moduls über einen Bonddraht verbunden. Wenn ein Transistor, der mit den positiven und negativen Seiten verbunden ist, gebrochen (zerstört) wird, um die positiven und negativen Anschlüsse einer Gleichstromquelle kurzzuschließen, so fließt ein Überstrom durch den Transistor, um den Bonddraht in dem Modul zu schmelzen. Als ein Ergebnis wird ein Bogen erzeugt, um in gefährlicher Weise zur Außenwand des Modultyptransistors zu streuen. Daher wird eine Hochgeschwindigkeitssicherung verwendet, um einen Fehlerstrom zu unterbrechen. Wenn die Kapazität eines Inverters zunimmt, muß eine große Anzahl von parallelen Modulelementen verwendet werden. Um einen Bruch der Außenwand des Modulelementes zu verhindern, ist eine Hochgeschwindigkeitssicherung mit dem Kollektor jedes IGBT verbunden, da es praktisch schwierig ist, eine gemeinsame Sicherung zu erhalten, die geeignet ist, die einzelnen Modulelemente zu schützen, die parallel miteinander verbunden sind. Zusätzlich ist die Sicherung mit dem Kollektor jedes IGET verbunden, da ein Gateansteuersignal des IGBT gemeinsam an den Emitter und das Gate des IGBT gelegt werden muß.
Da in der Schaltung mit der obigen Anordnung wenigstens vier und vorzugsweise sechs Halbleiterelementansteuerleistungsquellen im Falle eines 3-Phasen-Inverters verwendet werden müssen, wird die Schaltung kompliziert, was zu einem wirtschaftlichen Nachteil führt.
Wenn zusätzlich eine Anordnung, bei der eine Sicherung mit dem Kollektor jedes IGBT verbunden ist, zur Anwendung gelangt, nimmt eine Drahtlänge für die Sicherung zu, um eine Induktivität (L) und eine Induktivität der Sicherung selbst zu vergrößern. Als Ergebnis nimmt eine Stoßspannung (-Ldi/dt), die an den IGBT nach Ausschalten anzulegen ist, zu, um die Zuverlässigkeit des IGET- Elementes zu verschlechtern.
Insbesondere in einem Element mit einer hohen Schaltgeschwindigkeit nimmt eine Anderungsrate (di/dt) eines Schaltstromes auf einen Wert zu, der einige Mal der Wert eines herkömmlichen Bipolartransistors ist, und eine Stoßspannung wächst entsprechend an. Daher kann eine herkömmliche Schaltungsanordnung praktisch nicht angewandt werden.
Um diese Stoßspannung zu absorbieren, kann eine Stoßenergie zwischen dem Verbinder und dem Emitter eines IGBT durch eine Reihenschaltung eines Kondensators und einer Diode festgeklemmt werden, und die geklemmte Energie kann dann über einen Widerstand entladen werden.
In dieser Schaltung nimmt jedoch die Anzahl der bildenden Elemente zu, um die Schaltungsanordnung zu komplizieren, und eine Stoßklemmenschaltung muß für jeden der parallel miteinander verbundenen IGBTs vorgesehen werden. Zusätzlich wird ein Energieverlust in dem Widerstand erzeugt, durch den ein Entladungsstrom der geklemmten Energie fließt, um so eine Wirksamkeit zu vermindern.
Das zum Stand der Technik zählende Dokument EP-A- 50 753 offenbart einen Brückentyp-Leistungswandler mit Merkmalen ähnlich zu denjenigen, die in den Oberbegriff des Patentanspruches 1 eingeschlossen sind, wobei erste und dritte Schaltelemente durch GTO-Thyristoren und zweite und weitere Schaltelemente durch Transistoren wiedergegeben sind.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Brückentyp-Leistungswandler vorzusehen, der die obigen Probleme löst, das heißt, der eine hohe Wirksamkeit hat und kompakt sowie wirtschaftlich ist.
Zur Lösung dieser Aufgabe schafft die vorliegende Erfindung einen Brückentyp-Leistungswandler, wie dieser in einem der Ansprüche 1, 7 und 8 angegeben ist.
In dem Brückentyp-Leistungswandler besteht eines der in Reihe verbundenen Halbleiterelemente in der Inverterbrücke aus einem ersten selbstlöschenden Schaltelement, wie beispielsweise einem MCT mit einer Niederverlustkennlinie (im wesentlichen eine Konstantspannungskennlinie) mit einem kleinen Spannungsabfall bei Leitung, und das andere Halbleiterelement besteht aus einem zweiten selbstlöschenden Schaltelement, wie beispielsweise einem IGBT mit einer Konstantstromkennlinie mit einem Strom, der gemäß einem Ansteuersignal unterdrückt ist. Ein Fehlerstrom wird durch einen Stromunterdrükkungseffekt des zweiten selbstlöschenden Schaltelementes unterdrückt und sicher durch Ausschalten der ersten und zweiten selbstlöschenden Schaltelemente unterbrochen.
Der Emitter des IGBT, der durch ein Ansteuersignal ein/ausgeschaltet ist, das zwischen dem Emitter und dem Gate liegt, und die Anode des MCT, der durch ein Ansteuersignal ein/ausgeschaltet ist, das zwischen der Anode und dem Gate liegt, sind verbunden, um als ein Ausgangsanschluß verwendet zu werden; der Kollektor des IGBT ist mit der positiven Seite eines Gleichstrombusses über eine Sicherung verbunden; die Kathode des MCT ist mit der negativen Seite des Gleichstrombusses über eine Sicherung verbunden; und eine Dämpfungsschaltung liegt zwischen dem Kollektor des IGBT und der Kathode des MCT. Bei dieser Anordnung wird eine gemeinsame Ansteuerleistungsquelle für die IGBTs verwendet, und eine gemeinsame Ansteuerleistungsquelle wird für die MCTs benutzt.
Da der Verbinder des IGBT und die Kathode des MCT von der Gleichstromquelle über die Sicherungen verbunden sind, liegt ein Dämpfungskondensator zwischen dem Kollektor und der Kathode, um eine Stoßenergie zu absorbieren, die durch eine Induktivität der Sicherungsschaltung verursacht ist, damit so verhindert wird, daß eine Stoßspannung an den Elementen (IGBT und MCT) liegt.
Da zusätzlich die Emitter der IGBTs und die Anoden der MCTs gemeinsam verbunden sind, können die IGBTs und die MCTs jeweils durch gemeinsame Ansteuerleistungsquellen angesteuert werden.
Diese Erfindung kann vollständiger aus der folgenden Detailbeschreibung im Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen verstanden werden, in welchen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines Brückentyp-Leistungswandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 2 eine typische IC-VCE-Kennlinie eines IGBT ist,
Fig. 3A und 3B Wellenformdiagramme sind, die einen Schutzbetrieb für einen Transistor(IGET-) Inverter erläutern,
Fig. 4 eine Ersatzschaltung eines MCT zeigt,
Fig. 5 ein Schaltungssymbol des MCT zeigt,
Fig. 6 eine typische IA-VAK-Kennlinie des MCT ist,
Fig. 7A und 7B Wellenformdiagramme sind, die einen Schutzbetrieb für einen Thyristor(MCT-) Inverter erläutern,
Fig. 8 ein Blockdiagramm ist, das eine Konfiguration des Ansteuercontrollers in Fig. 1 zeigt,
Fig. 9A bis 9F Wellenformdiagramme sind, die einen Betrieb des Ansteuercontrollers in Fig. 8 erläutern,
Fig. 10 ein Blockdiagramm ist, das eine Konfiguration des Ansteuercontrollers in Fig. 1 zeigt,
Fig. 11A bis 11H Wellenformen sind, die einen Betrieb des Ansteuercontrollers in Fig. 10 erläutern,
Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm eines Inverters nach einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 13 IGBT/MCT-Ansteuerglieder für den Inverter in Fig. 12 zeigt,
Fig. 14 eine Ersatzschaltung eines Teiles des Inverters in Fig. 12 zeigt,
Fig. 15 eine Schnittdarstellung eines IGBT enthaltenden Transistormoduls ist,
Fig. 16 ein Beispiel eines Armes einer Inverterbrücke zeigt, die für den Leistungswandler in Fig. 1 verwendet werden kann,
Fig. 17 ein anderes Beispiel eines Armes einer Inverterbrücke zeigt, die für den Leistungswandler in Fig. 1 verwendet werden kann,
Fig. 18 noch ein Beispiel eines 3-Phasen-Wechselstromschalters zeigt, der bei dem Leistungswandler in Fig. 1 angewandt werden kann,
Fig. 19 eine Teilmodifikation des Inverters in Fig. 12 zeigt,
Fig. 20 ein Schaltungsdiagramm eines komplementären IGBT-Inverters nach noch einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 21A und 21B Wellenformen von Signalen sind, die zum Ansteuern des komplementären IGBTs in Fig. 20 verwendet werden, und
Fig. 22A bis 22C verschiedene Typen von Dämpfungsschaltungen zeigen, die für das Ausführungsbeispiel von Fig. 12 verwendet werden können.
Als ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden eine Hauptschaltung und ein Schutz eines Spannungstypinverters, der Transistoren verwendet, unten anhand der Fig. 1 erläutert.
Eine wechselspannung von einer Wechselstromquelle 1 wird in eine Gleichspannung durch eine Diodenbrücke 2 umgewandelt und durch einen Kondensator 3 geglättet. Diese Gleichspannung wird in eine zweite Wechseispannung durch eine Inverterbrücke 4 umgewandelt und zu einem Lastmotor 5 gespeist. MCTs 51, 53 und 55 sind mit einem positiven Gleichstrombus P einer Inverterbrücke 4 verbunden, und IGBTs 42, 44 und 46 sind mit dessen negativem Gleichstrombus N verbunden.
Ein Laststrom wird durch Stromdetektoren 6 und 7 erfaßt, und ein Gleichstrom wird durch einen Stromdetektor 8 erfaßt. Wenn ein Überstrom erzeugt wird, erfaßt ein Ansteuercontroller 9 Ausgangspegel von diesen Stromdetektoren und schaltet ein Ansteuersignal ab, um so den Überstrom zur Durchführung einer Schutzoperation abzudrehen.
Wenn in Fig. 1 ein Kurzschluß in einem Lastanschluß auftritt, fließt ein Strom von der Gleichstromquelle (1 bis 3) zur Last 5 über die MCTs und die IGBTs. Ein Fehlerstrom wird durch einen Transistoreffekt (Konstantstromkennlinie) des IGBT unterdrückt. Wenn der unterdrückte Überstrom durch den Detektor 8 erfaßt wird, schalten die MCTs und die IGBTs rasch durch den Controller 9 ab, und der Strom kann unter einen maximalen Unterbrechungsstrom des MCT unterbrochen werden.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration des Ansteuercontrollers in Fig. 1 zeigt. Die Fig. 9A bis 9F sind Wellenformen, die einen Betrieb des Ansteuercontrollers in Fig. 8 veranschaulichen.
Ein Laststrom, der durch irgendeinen Arm des IGBT/MCT- Paares in dem Inverter von Fig. 1 fließt, wird als ein Gleichstromsignal e8 durch einen Stromtransformator 8 erfaßt. Wenn das Gleichstromsignal e8 einen vorbestimmten Überstromerfassungspegel IL1 überschreitet, der in Fig. 9A gezeigt ist, erzeugt ein Überstromdetektor 102 ein Überstromsignal e102 zu einer Zeit t&sub1;&sub0;, wie dies in Fig. 9B gezeigt ist.
Das Überstromsignal e102 wird zu UND-Gattern 104 und 105 gespeist. Ein PWM-Controller (Pulsbreitenmodulations-Controller) 103 speist Pulsbreiten-Modulationssteuersignale PWM1 und PWM2, wie dies in den Fig. 9C und 9D gezeigt ist, jeweils zu UND-Gattern 104 und 105. Das Gatter 104 speist das logische Produkt e104 der Signale e102 und PWM1 zu einer Gatterschaltung 106, und das Gatter 105 speist das logische Produkt elos der Signale e102 und PWM2 zu der Gatterschaltung 107.
Dann speist die Schaltung 106 das IGBT-Gattersignal G41, wie in Fig. 9E gezeigt, zu jedem der IGBTs 42-46, und die Schaltung 107 speist das MCT-Gattersignal G44, wie in Fig. 9F gezeigt, zu jedem der MCTs 51-55. Somit werden die Gattersignale G41 und G44 AUS-Signale zu einer Zeit t&sub1;&sub0;, zu welcher ein Überstrom erfaßt wird, und kurz nach der Zeit t&sub1;&sub0; werden der IGBT und MCT beide in jedem Arm des in Fig. 1 gezeigten Inverters ausgeschaltet.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration des Ansteuercontrollers in Fig. 1 zeigt. Die Fig. 11A bis 11F sind Wellenformen, die einen Betrieb des Ansteuercontrollers in Fig. 10 erläutern.
Ein Laststrom wird als ein Laststromsignal e8 durch einen Stromtransformator bzw. -wandler 8 erfaßt. Wenn das Laststromsignal e8 einen vorbestimmten Überstromerfassungspegel IL1 überschreitet, wie dies in Fig. 11A gezeigt ist, so erzeugt der Überstromdetektor 102 ein Überstromsignal e102 zu einer Zeit t&sub1;&sub0;, wie dies in Fig. 11B gezeigt ist.
Das Überstromsignal e102 wird zu einem Abklinggatterspannungsgenerator 108 und einer Verzögerungsschaltung 110 gespeist. Nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer (beispielsweise 0,3 bis 0,5 us) von der Zeit t&sub1;&sub0; erzeugt der Generator 108 ein Stufensignal e108 mit einem vorbestimmten Signalpegel, wie dies zu einer Zeit t&sub1;&sub2; in Fig. 11C gezeigt ist. Inzwischen erzeugt nach Ablauf einer anderen vorbestimmten Zeitdauer (beispielsweise 5 bis 10 us) ab der Zeit t&sub1;&sub0; die Schaltung 110 ein verzögertes Signal e110, wie dies zu einer Zeit t&sub1;&sub4; in Fig. 11D gezeigt ist.
Der PWM-Controller 103 erzeugt Pulsbreitenmodulationssteuersignale PWM1 und PWM2, wie dies in Fig. 11E bzw. 11F gezeigt ist. Die Signale PWM1 und PWM2 werden jeweils zu den UND-Gattern 104 bzw. 105 gespeist. Beide Gatter 104 und 105 empfangen ein verzögertes Signal ello von der Verzögerungsschaltung 110. Das Gatter 104 speist das logische Produkt e104 der Signale PWM1 und e110 zu der Gatterschaltung 106, und das Gatter 105 speist das logische Produkt 105 der Signale e110 und PWM2 zu der Gatterschaltung 107.
Die Gatterschaltung 106 empfängt ein Stufensignal e108 von dem Abklinggatterspannungsgenerator 108 und moduliert die Amplitude des IGBT-Gattersignales G41 durch das Signal e108. Dann speist die Schaltung 106 das IGBT-Gattersignal G41 mit einer in Fig. 11G gezeigten Wellenform zu jedem der IGBTs 42-46, und die Schaltung 107 speist das MCT-Gattersignal G44, wie in Fig. 11H gezeigt, zu jedem der MCTs 51-55. (Die Amplitude des IGBT-Gattersignales kann exponentiell abklingen, wie dies durch eine Strichlinie G41* in Fig. 11G gezeigt ist.)
Wenn das Gattersignal G41 mit einer Treppenwellenform, wie in Fig. 11G gezeigt, zu dem IGBT gespeist wird, wird der Kollektorstrom des IGBT abhängig von der Verringerung im Pegel des Signales G41 zu einer Zeit t&sub1;&sub2; in Fig. 11G verringert, so daß der Laststrom entsprechend nach der Zeit t&sub1;&sub2; reduziert ist, wie dies in Fig. 11A gezeigt ist. Danach sind der IGBT und der MCT beide in jedem Arm des in Fig. 1 gezeigten Inverters zu einer Zeit t&sub1;&sub4; ausgeschaltet, zu der der Überstrom um eine vorbestimmte Größe von seinem Spitzenwert vermindert ist.
Nebenbei kann der Überstrom, der durch die Kollektor- Emitter-Strecke des IGBT fließt, durch Erfassen des Wertes der Kollektor-Emitter-Spannung VCE jedes IGBT erfaßt werden. Eine derartige Überstromerfassung mittels VCE kann anstelle des Überstromdetektors 102 in Fig. 8 oder 10 verwendet werden.
Ein Beispiel der obigen Überstromerfassung mittels VCE des IGBT ist in US-A-4 721 869, veröffentlicht am 26. Januar 1988, offenbart. Der Offenbarungsinhalt dieses US-Patentes wird in die Beschreibung der vorliegenden Erfindung eingeschlossen.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel können die Niederverlustkennlinie (Konstantspannungskennlinie) des MCT und die Konstantstromkennlinie des IGBT wirksam verwendet werden, um eine Betriebswirksamkeit zu verbessern und einen Überstrom infolge eines Lastkurzschlusses oder dergleichen innerhalb eines sicheren Unterbrechungsstromes eines MCT zu unterbrechen, ohne eine große Ausrüstung, wie beispielsweise ein Drossel, zu verwenden. Daher kann ein kompakter und wirtschaftlicher Brückentyp-Leistungswandler erhalten werden.
Da zusätzlich die MCTs auf der positiven Seite des Gleichstrombusses angeordnet sind, braucht lediglich eine Gatterleistungsquelle für die MCTs verwendet zu werden. Da in ähnlicher Weise die IGBTs auf der negativen Seite des Gleichstrombusses angeordnet sind, braucht lediglich eine Gatterleistungsquelle für die IGBTs verwendet zu werden. Daher kann ein sehr kompakter und wirtschaftlicher Brückentyp-Leistungswandler geschaffen werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Lagebeziehung zwischen den in Fig. 1 gezeigten MCTs und IGBTs umgekehrt werden kann.
Obwohl eine Inverterbrücke beschrieben ist, bei der die Anzahl der in Reihe verbundenen Elemente zwei beträgt, ist die Anzahl der in Reihe verbundenen Elemente oder die Anordnung der Brücke nicht auf eine derartige Inverterbrücke begrenzt. Beispielsweise kann die vorliegende Erfindung auf die Konfigurationen angewandt werden, wie dies in den Fig. 16 bis 18 gezeigt sind.
Zusätzlich ist das Element nicht auf den MCT und den IGBT begrenzt. Beispielsweise können ein Feldeffekttransistor (FET), ein statisch induzierter Transistor (SIT), ein statisch induzierter Thyristor (SITH), ein Gate-Abschaltthyristor (GTO) und dergleichen für die obigen Elemente verwendet werden.
Da gemäß der vorliegenden Erfindung ein Schaltelement mit einer Niederverlustkennlinie, wie beispielsweise ein Thyristor, verwendet werden kann, kann ein Betrieb mit hoher Wirksamkeit durchgeführt werden. Da zusätzlich ein Schaltelement mit einer Konstantstromkennlinie, wie beispielsweise ein Transistor (IGBT) verwendet werden kann, kann ein Fehlerstrom unter einen höchsten erlaubten Strom des Schaltelementes unterdrückt und sicher unterbrochen werden, ohne eine Drossel großer Kapazität oder eine aufwendige Hochgeschwindigkeitsdiode zu verwenden.
Weiterhin sind MCTs als Schaltelemente mit einer Niederverlustkennlinie mit der positiven Seite eines Gleichstrombusses verbunden, und IGBTs sind als Schaltelemente mit einer Konstantstromkennlinie mit der negativen Seite des Gleichstrombusses verbunden. Daher kann die Abmessung einer Gateansteuerleistungsquelle minimiert werden, um einen kompakten und wirtschaftlichen Brückentyp-Leistungswandler zu realisieren.
Eine Anordnung eines anderen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung wird im folgenden anhand der Fig. 12 und 13. erläutert. Fig. 12 zeigt eine Phase einer Inverterbrücke.
Die positive Seite P eines Gleichstrombusses einer Leistungsversorgung 10 ist mit den Kollektoren von IGBTs 41a, 41b und 41c jeweils über Sicherungen 31a, 31b und 31c verbunden. Die Emitter der IGBTs 41a, 41b und 41c sind parallel miteinander verbunden und an parallel verbundene Anoden von MCTs 54a, 54b und 54c angeschlossen, um einen Ausgangsanschluß GO der Brücke zu bilden.
Die Kathoden der MCTs 54a, 54b und 54c sind an eine negative Seite N des Gleichstrombusses über jeweils Sicherungen 32a, 32b und 32c angeschlossen. Die Gates der IGBTs 41a, 41b und 41c sind parallel mit einem Anschluß G41 verbunden, und die Gates der MCTs 54a, 54b und 54c sind parallel mit einem Anschluß G44 verbunden.
Ein Dämpfungskondensator 6a liegt zwischen dem Kollektor des IGBT 41a und der Kathode des MCT 54a. Ein Dämpfungskondensator 6b liegt zwischen dem Kollektor des IGBT 41b und der Kathode des MCT 54b. Ein Dämpfungskondensator 6c liegt zwischen dem Kollektor des IGBT 41c und der Kathode des MCT 54c.
Wie in Fig. 12 gezeigt ist, wird ein Gateansteuersignal zum Gate G41 des IGBTs über einen Zwischenpunkt G0 zwischen den Ansteuerleistungsquellen 11a und 11b und dem IGBT-Ansteuerglied 106 gespeist und an Gate G44 des MCTs über den Zwischenpunkt G0 und das MCT-Ansteuerglied 107 abgegeben. Der gemeinsame Punkt G0 eines Gatesignales ist gemeinsam für die IGBTs und die MCTs.
Wenn ein negatives Gatesignal zwischen dem Gate (G) und der Anode (A) des MCT 54a liegt, wird der EIN-FET eingeschaltet, und ein den MCT bildender NPN-Transistor wird eingeschaltet, um einen Basisstrom zu einem PNP- Transistor fließen zu lassen, um dadurch den PNP-Transistor einzuschalten. Als ein Ergebnis arbeiten die zwei Transistoren des MCT als ein Thyristor. Um den MCT auszuschalten, liegt eine positive Gatespannung am Gate G. Da ein AUS-FET eingeschaltet wird, um die Basis und den Emitter des PNP-Transistors kurzzuschließen, wird als ein Ergebnis der PNP-Transistor ausgeschaltet, und der NPN-Transistor wird ausgeschaltet.
Wie in Fig. 14 gezeigt ist, werden Energien von Streuinduktivitäten 7 und 8, die durch Befestigen der Sicherung 31a erzeugt sind, und Streumduktivitäten 9 und 10, die durch Befestigen der Sicherung 32a erzeugt sind, durch den Kondensator 6a absorbiert. Daher können die IGBTs und die MCTs ein/ausgeschaltet werden ohne nachteilig durch eine Steigerung in der Zunahme der Induktivitäten beeinträchtigt zu sein, die nach Befestigen der Sicherungen erzeugt sind. Da zusätzlich die Kapazität des Kondensators 6a klein ist, selbst wenn das Element kurzgeschlossen ist, ist seine Entladungsenergie so klein, daß nicht die Außenwand des Elementes bricht.
Fig. 15 zeigt eine praktische Struktur eines Modultransistors. In Fig. 15 haftet eine wärmeleitende Keramikplatte 81 auf einer Kupferplatte 80, um eine Kühlrippe wärmeäbstrahlen zu lassen, und eine Kupferelektrode 82, eine Kollektorelektrode 83 und eine Emitterelektrode 84 haften auf der Keramikplatte 81. Eine Pastille 85 des Transistors weist einen Kollektor auf, der auf der Kupferelektrode 82 haftet, und einen darauf haftenden Emitteranschluß, der mit der Emitterelektrode 84 über einen Bonddraht 87 verbunden ist. Ein Bonddraht 86 ist mit der Kollektorelektrode 83 verbunden und als ein Kollektor herausgeführt.
Da bei dieser Anordnung eine Kühlwirksamkeit des Bonddrahtes 86 hoch ist, während diejenige des Bonddrahtes 87 niedrig ist, schmilzt der Bonddraht 87 immer vor dem Bonddraht 86.
Ein Fehlerstrom muß durch eine Hochgeschwindigkeitssicherung vor diesem Schmelzen unterbrochen werden.
Da zusätzlich, wie in Fig. 12 gezeigt ist, ein Gatesignal für die IGBTs 41a, 41b und 41c und dasjenige für die MCTs 54a, 54b und 54c mittels der Signalleitung G0 geliefert werden kann, können die Ansteuerleistungsquellen 11a und 11b gemeinsam für beide IGBTs und MCTs verwendet werden.
Da, wie oben beschrieben, gemäß diesem Ausführungsbeispiel die Gateansteuerleistungsquelle gemeinsam für die oberen und unteren Elemente der Brücke verwendet werden kann, kann eine kompakte und wirtschaftliche Brücke vorgesehen werden.
Da zusätzlich Stoßenergien, die durch Streuinduktivitäten verursacht sind, welche durch Anbringen von Sicherungen erhöht sind, durch die Dämpfungsschaltungen absorbiert werden können, die auf einem Gleichstromteil auf der Elementseite vorgesehen sind, kann die Stoßspannung unterdrückt werden. Daher kann eine Halbleiterelementbrückenschaltung mit hoher Sicherheit und großer Wirksamkeit vorgesehen werden.
Obwohl eine Kombination von IGBTs und MCTs in der in Fig. 12 gezeigten Anordnung verwendet wird, kann, falls ein komplementärer P-Kanal eines IGBT vervollständigt wird (gegenwärtig hat ein P-Kanal nur einen schmalen Betriebsbereich und wurde daher noch nicht in die Praxis umgesetzt), die vorliegende Erfindung mittels lediglich IGBTs realisiert werden. Zusätzlich kann der gleiche Effekt durch eine andere Kombination von in der Zukunft zu entwickelnden Elementen erhalten werden.
Fig. 20 zeigt eine Schaltung von einer Phase eines Inverters, der durch P/N-Komplementär-IGBTs gebildet ist. Gatesignale, die zu den P/N-IGBTs in Fig. 20 gespeist sind, können Wellenformen haben, wie diese in den Fig. 21A und 21B gezeigt sind. In den Fig. 21A und 21B sind Perioden Tx1 und Tx2 vorgesehen, um ein gleichzeitiges Einschalten der beiden P/N-IGBTs zu verhindern.
Weiterhin kann eine Dämpfungsschaltung verschiedene Typen von Kombinationen von beispielsweise Dioden, Kondensatoren und Widerständen anwenden, wie dies in den Fig. 22A bis 22C gezeigt ist.
Darüber hinaus kann eine einzige Sicherung für eine Vielzahl von Elementen eingefügt werden, wie dies in Fig. 19 gezeigt ist.
Wie oben beschrieben wurde, ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Sicherung in Reihe mit einem Element verbunden, um einen Bruch der Außenwand des Elementes zu verhindern. Zusätzlich wird eine Schaltenergie, die durch eine Steigerung in der Induktivität verursacht ist, welche durch Verbinden der Sicherung erzeugt ist, durch die Dämpfungsschaltung absorbiert, die an einem elementseitigen Gleichstromanschluß der Brücke vorgesehen ist, um so eine Spanne für einen sicheren Betriebsbereich des Schaltelementes zu liefern. Daher kann die Zuverlässigkeit der Brücke verbessert werden, und ihre Wirksamkeit kann gesteigert werden, da ein Schaltverlust reduziert ist.
Weiterhin kann eine gemeinsame Ansteuerleistungsquelle für die oberen und unteren Elemente der Brücke verwendet werden, und es kann eine kompakte und wirtschaftliche Halbleiterschaltelementbrückenschaltung vorgesehen werden.

Claims

1. Brückentyp-Leistungswandler mit:

einem ersten Schaltelement (51), das mit ersten und zweiten Anschlüssen versehen ist und einen niedrigen leitenden Widerstandswert, jedoch keine Strombegrenzungskennlinie hat (Fig. 6),

einem zweiten Schaltelement (42), das mit ersten und zweiten Anschlüssen versehen ist und im wesentlichen eine konstante Stromkennlinie hat (Fig. 2),

einem dritten Schaltelement (53), das mit ersten und zweiten Anschlüssen versehen ist und einen niedrigen leitenden Widerstandswert, jedoch keine Strombegrenzungskennlinie hat (Fig. 6),

einem vierten Schaltelement (44), das mit ersten und zweiten Anschlüssen versehen ist und im wesentlichen eine konstante Stromkennlinie hat (Fig. 2),

einem Paar von Gleichstromleitungen (P und N), die aus einer ersten Leitung (P) und einer zweiten Leitung (N) gebildet sind, wobei die erste Leitung (P) mit den ersten Anschlüssen des ersten und dritten Schaltelementes (51, 53) und die zweite Leitung (N) mit den zweiten Anschlüssen des zweiten und vierten Schaltelementes (42, 44) verbunden sind,

einer Lastschaltung (5), die erste und zweite Knoten hat, von denen einer mit dem zweiten Anschluß des ersten Schaltelementes (51) und mit dem ersten Anschluß des zweiten Schaltelementes (42) verbunden ist und von denen der andere mit dem zweiten Anschluß des dritten Schaltelementes (53) und mit dem ersten Anschluß des vierten Schaltelementes (44) verbunden ist, und

einer Einrichtung (8, 9) zum Steuern von EIN/AUS-Zuständen der ersten bis vierten Schaltelemente (51, 42, 53, 44),

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (8, 9) umfaßt:

eine Einrichtung (8) zum Erfassen einer Information (e8) eines Stromes, der durch eines der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53) und durch eines der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) fließt,

eine Einrichtung (102) zum Vergleichen eines Pegels der Information (e8) mit einem vorbestimmten Pegel (IL1), der einen Überstrom für irgendeines der ersten bis vierten Schaltelemente (51, 42, 53, 44) darstellt, und zum Erzeugen eines Signales (e102), wenn der Pegel der Information (e8) den vorbestimmten Pegel (IL1) überschreitet, und

eine Einrichtung (104, 105), die auf das Signal (e102) anspricht, um zwangsweise alle die ersten bis vierten Schaltelemente (51, 42, 53, 44) auszuschalten, durch die der Überstrom entsprechend dem vorbestimmten Pegel (IL1) fließt.

2. Leistungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (8, 9) umfaßt:

eine Einrichtung (106) zum gemeinsamen Steuern der EIN/AUS-Zustände der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53), und

eine Einrichtung (107) zum gemeinsamen Steuern der EIN/AUS-Zustände der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44).

3. Leistungswandler nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch weiterhin (Fig. 19):

eine erste Überstromverhinderungseinrichtung (31a), die zwischen die erste Leitung (P) der Gleichstromleitungen (P und N) und den ersten Anschluß der ersten und dritten Schaltelemente (41a, 41b) eingefügt ist, um zu verhindern, daß der Überstrom in die ersten und dritten Schaltelemente (41a, 41b) fließt, und

eine zweite Überstromverhinderungseinrichtung (32a), die zwischen die zweite Leitung (N) der Gleichstromleitungen (P und N) und den zweiten Anschluß der zweiten und vierten Schaltelemente (54a, 54b) eingefügt ist, um zu verhindern, daß der Überstrom in die zweiten und vierten Schaltelemente (54a, 54b) fließt.

4. Leistungswandler nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch weiterhin:

eine Dämpfungsschaltung (Fig. 22A bis 22C) mit ersten und zweiten Enden, von denen das erste Ende mit einer Verbindung zwischen der ersten Überstromverhinderungseinrichtung (31a) und dem ersten Anschluß der ersten und dritten Schaltelemente (41a, 41b) verbunden ist, und von denen das zweite Ende mit einer Verbindung zwischen der zweiten Überstromverhinderungseinrichtung (32a) und dem zweiten Anschluß der zweiten und vierten Schaltelemente (54a, 54b) verbunden ist.

5. Leistungswandler nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch weiterhin (Fig. 14):

eine erste Überstromverhinderungseinrichtung (31a), die zwischen die erste Leitung (P) der Gleichstromleitungen (P und N) und den ersten Anschluß des ersten Schaltungselementes (41a) eingefügt ist, um zu verhindern, daß der Überstrom in das erste Schaltelement (41a) fließt, und

eine zweite Überstromverhinderungseinrichtung (32a), die zwischen die zweite Leitung (N) der Gleichstromleitungen (P und N) und den zweiten Anschluß des zweiten Schaltelementes (54a) eingefügt ist, um zu verhindern, daß der Überstrom in das zweite Schaltelement (54a) fließt.

6. Leistungswandler nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch weiterhin:

eine Dämpfungsschaltung (Fig. 22A bis 22C) mit ersten und zweiten Enden, von denen das erste Ende mit einer Verbindung zwischen der ersten Überstromverhinderungseinrichtung (31a) und dem ersten Anschluß des ersten Schaltelementes (41a) verbunden ist, und von denen das zweite Ende mit einer Verbindung zwischen der zweiten Überstromverhinderungseinrichtung (32a) und dem zweiten Anschluß des zweiten Schaltelementes (54a) verbunden ist.

7. Brückentyp-Leistungswandler mit:

einem Paar von Gleichstromleitungen (P und N) aus einer ersten Leitung (P) und einer zweiten Leitung (N), von denen die erste Leitung (P) mit den ersten Anschlüssen der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53) verbunden ist und von denen die zweite Leitung (N) mit den zweiten Anschlüssen der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) verbunden ist,

einer Lastschaltung (5) mit ersten und zweiten Knoten, von denen einer mit dem zweiten Anschluß des ersten Schaltelementes (51) und mit dem ersten Anschluß des zweiten Schaltelementes (42) verbunden ist und von denen der andere mit dem zweiten Anschluß des dritten Schaltelementes (53) und mit dem ersten Anschluß des vierten Schaltelementes (44) verbunden ist, und

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (8, 9) umfaßt (Fig. 8):

eine Einrichtung (8) zum Erfassen von Information (e8) eines durch die Lastschaltung (5) fließenden Stromes,

eine Einrichtung (102) zum Vergleichen eines Pegels der Information (e8) mit einem gegebenen Überstromerfassungspegel (IL1), um ein erstes Signal (e102) zu erzeugen, wenn der Pegel der Information (e8) den Überstromerfassungspegel (IL1) erreicht,

eine Einrichtung (103) zum Erzeugen eines ersten EIN/AUS-Steuersignales (PWM1) und eines zweiten EIN/AUS-Steuersignales (PWM2),

eine erste Gattereinrichtung (104) zum Passieren des ersten EIN/AUS-Steuersignales (PWM1), um ein zweites Signal (e104) zu liefern, wenn das erste Signal (e102) erzeugt ist,

eine zweite Gattereinrichtung (105) zum Passieren des zweiten EIN/AUS-Steuersignales (PWM2), um ein drittes Signal (e105) zu liefern, wenn das erste Signal (e102) erzeugt ist,

eine erste Ansteuereinrichtung (106) zum Ansteuern der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) abhängig von dem zweiten Signal (e104), und

eine zweite Ansteuereinrichtung (107) zum Ansteuern der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53) abhängig von dem dritten Signal (e105).

8. Brückentyp-Leistungswandler mit:

einem zweiten Schaltelement (42), das mit ersten und zweiten Anschlüssen versehen ist und eine im wesentlichen konstante Stromkennlinie hat (Fig. 2),

einem vierten Schaltelement (44), das mit ersten und zweiten Anschlüssen versehen ist und eine im wesentlichen konstante Stromkennlinie hat (Fig. 2),

einem Paar von Gleichstromleitungen (P und N) aus einer ersten Leitung (P) und einer zweiten Leitung (N), von denen die erste Leitung (P) mit den ersten Anschlüssen der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53) verbunden ist, und von denen die zweite Leitung (N) mit den zweiten Anschlüssen der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) verbunden ist,

einer Lastschaltung (5) mit ersten und zweiten Knoten, von denen einer mit dem zweiten Anschluß des ersten Schaltelementes (51) und mit dem ersten Anschluß des zweiten Schaltelementes (42) verbunden ist, und von denen der andere mit dem zweiten Anschluß des dritten Schaltelementes (53) und mit dem ersten Anschluß des vierten Schaltelementes (44) verbunden ist, und

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (8, 9) umfaßt (Fig. 10):

eine Einrichtung (102) zum Vergleichen eines Pegeis der Information (e8) mit einem gegebenen Überstromerfassungspegel (IL1), um ein erstes Signal (e102) zu erzeugen, wenn der Pegel der Information (e8) den Überstromerfassungspegel (IL1) erreicht,

eine Einrichtung (110) zum Verzögern des ersten Signales (e102) um eine vorbestimmte Zeitdauer (einige jis), um ein verzögertes Signal (e110) zu liefern,

eine erste Gattereinrichtung (104) zum Passieren des ersten EIN/AUS-Steuersignales (PWM1), um ein zweites Signal (e104) zu liefern, wenn das verzögerte Signal (e110) vorgesehen ist,

eine zweite Gattereinrichtung (105) zum Passieren des zweiten EIN/AUS-Steuersignales (PWM2), um ein drittes Signal (e105) zu liefern, wenn das Verzögerte Signal (eib) vorgesehen ist,

eine erste Ansteuereinrichtung (106) zum Ansteuern der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) abhängig von dem zweiten Signal (e104),

eine zweite Ansteuereinrichtung (107) zum Ansteuern der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53) abhängig von dem dritten Signal (e105), und eine Einrichtung (108) zum Abklingen einer Größe der Ansteuerung der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) abhängig von dem ersten Signal (e102).

9. Leistungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der ersten und dritten Schaltelemente (51, 53) einen MOS gesteuerten Thyristor (MCT) aufweist und daß jedes der zweiten und vierten Schaltelemente (42, 44) einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) aufweist.