-
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung zur Verwendung mit
spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtungen, wie IGBTs (bipolare Transistoren mit
isoliertem Gate) und Leistungs-MOSFETs. Die vorliegende Erfindung bezieht sich
auch auf eine gemeinsame Ausgangsschaltung und zum Ansteuern ungleicher,
schaltender Halbleitervorrichtungen (Leistungsvorrichtungen), die unterschiedliche
Treibereingangscharakteristika haben, die jeweils aus IGBTs und MOSFETs
zusammengesetzt sind.
-
Leistungsvorrichtungen werden gewöhnlich mit unterschiedlichen Schaltungen
gesteuert, die einen Aufbau haben, der an die den individuellen Vorrichtungen
innewohnenden Treibereingangscharakteristika angepaßt sind.
-
Die Fig. 1(A) und 1(B) zeigen die Treibereingangscharakteristika von zwei
ungleichen Leistungsvorriohtungen; Fig. 1(A) zeigt beispielhafte Signalverläufe der
Basis-Emitterspannung VBE eines Bipolartransistors und den entsprechenden
Basisstrom IB, und Fig. 1(B) zeigt beispielhafte Signalverläufe der
Gate-Emitterspannung VGE eines IGBT und den entsprechenden Gatestrom IG. Fig. 2 zeigt eine
Schaltung zum Ansteuern des Bipolartransistors, und Fig. 3 zeigt eine Schaltung
zum Ansteuern des IGBT.
-
Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung enthält einen Bipolartransistor QB als
anzusteuemde Leistungsvorrichtung, eine Vorwärtssteuerungs-Gleichstromquelle VCC,
eine Rückwärtssteuerungsgleichstromquelle VEE, einen
Vorwärtssteuerungsausgangsstufentransistor QF und einen Rückwärtssteuerungsausgangsstufentransistor
QR.
-
Wenn ein "Hoch"(H")-Steuersignal VD zugeführt wird, dann wird es durch eine
NICHT-Schaltung N1 invertiert und schaltet es einen Optokoppler PC1 ein, während
es einen anderen Fotokoppler PC2 ausschaltet. Als Folge davon wird ein Basisstrom
dem Vorwärtssteuerungsausgangsstufentransistor QF über den Pfad zugeführt, der
aus der Gleichstromquelle VCC, dem Fototransistor PD1 im Optokoppler PC1, der
Basis-Emitterstrecke des Ausgangsstufentransistors QF, der Basis-Emitter-Strecke
des Bipolartransistors QB und der Gleichstromversorgungsquelle VCC besteht, und
der Ausgangsstufentransistor QF wird auf diese Weise eingeschaltet, während der
andere Ausgangsstufentransistor QR für die Rückwärtssteuerung ausgeschaltet
wird. Ein Basisstrom IB1 wird daher als Vorwärtssteuerstrom dem Bipolartransistor
QB über den Pfad zugeführt, der aus der Gleichstromquelle VCC, den
Vorwärtsbasisstrombegrenzungswiderstand RF, der Kollektor-Emitter-Strecke des
Ausgangsstufentransistors QF, der Basis-Emitter-Strecke des Bipolartransistors QF und der
Gleichstromquelle VCC besteht, und der Bipolartransistor QB wird auf diese Weise
eingeschaltet.
-
Wenn das Steuersignal VD sich auf "niedrigem" ("L") Pegel befindet, schaltet der
Optokoppier PC1 aus und der Optokoppler PC2 schaltet ein. Als Folge davon wird
der Vorwärtsausgangsstufentransistor QF ausgeschaltet, und ein Basisstrom wird
dem Rückwärtssteuerausgangsstufentransistor QR über den Pfad zugeführt, der aus
der Gleichstromquelle VEE, der Emitter-Basis-Strecke des Bipolartransistors QB, der
Emitter-Basis-Strecke des Ausgangsstufentransistors QR, dem Fototransistor PT2
im Optokoppler PC2 und der Gleichstromquelle VEE besteht, und der
Ausgangsstufentransistor QR schaltet ein. Daher wird ein Basisstrom IB2 als
Rückwärtssteuerstrom dem Bipolartransistor QB über den Pfad zugeführt, der aus der
Gleichstromquelle VEE, der Emitter-Basis-Strecke des Bipolartransistors QB, der Emitter-
Kollektor-Strecke des Ausgangsstufentransistors QR, dem
Rückwärtsbasisstrombegrenzungswiderstand RR und der Gleichstromquelle VEE besteht, und der
Bipolartransistor QB wird auf diese Weise ausgeschaltet.
-
Wenn in der in Fig. 3 gezeigten Schaltung ein "H"-Steuersignal VD zugeführt wird,
schaltet der Optokoppler PCO ein, während der Hilfstransistor Q10 ausschaltet. Als
Folge davon schaltet der Ausgangsstufentransistor QR aus und ein Basisstrom wird
dem Vorwärtsausgangsstufentransistor QF über den Pfad zugeführt, der aus der
Gleichstromquelle VCC, dem Widerstand R2, der Basis-Emitter-Strecke des
Ausgangsstufentransistors QF, der Basis-Emitter-Strecke des IGBT QI und der
Gleichstromquelle VCC besteht, wodurch bewirkt wird, daß der
Vorwärtsausgangsstufentransistor QF einschaltet. Daher wird eine Vorwärtssteuerspannung von der
Gleichstromquelle VCC zwischen Gate und Emitter des IGBT QI über den
Widerstand RF angelegt, um den IGBT QI einzuschalten.
-
Wenn sich das Treibersignal VD auf einem "L"-Pegel befindet, schaltet der
Optokoppler PCO aus, während der Hilfstransistor Q10 einschaltet. Als Folge
schaltet der Vorwärtsausgangsstufentransistor QF aus und ein Basisstrom wird dem
Rückwärtsausgangsstufentransistor OR über den Pfad zugeführt, der aus der
Gleichstromquelle VE, der Emitter-Gate-Strecke des IGBT QI, der Emitter-Basis-
Strecke des Ausgangsstufentransistors QR, dem Hilfstransistor Q10 und der
Gleichstromquelle VEE besteht, und der Rückwärtsausgangsstufentransistor QR
schaltet ein. Daher wird eine Rückwärtssteuerspannung von der Gleichstromquelle
VEE zwischen Gate und Emitter des IGBT QI über den Widerstand RR gelegt, um
den IGBT QI auszuschalten.
-
Es wird noch einmal auf Fig. 1 Bezug genommen. Ein Bipolartransistor ist eine
stromgesteuerte Vorrichtung, wie in Fig. 1(A) gezeigt, und um ihn leitfähig zu halten,
muß ein Basisstrom einer Größe zugeführt werden, der ausreichend ist, den
Kollektorstrom zu kompensieren. Wenn die leitfähige Vorrichtung ausgeschaltet wird,
dann wird der Basis ein Rückwärtsvorstrom zugeführt, der größer ist, als der
Vorwärtsbasisvorstrom, um die Zeit abzukürzen, die erforderlich ist, die Vorrichtung
auszuschalten. Der Vorwärtsbasisvorstrom könnte theoretisch vermindert werden, in
dem man mehrere Bipolartransistoren QB in Darlington-Schaltung anordnet, wie in
Fig. 4 gezeigt (wo drei Bipolartransistoren verschaltet sind). In der Praxis ist es
jedoch schwierig, dieses zu erreichen, da die Größe des Rückwärtsbasisvorstroms
die Nennwerte des Bipolartransistors Q3 in der Endstufe der Darlington-Schaltung
(siehe Fig. 4) beachten muß. Der Basisstrom von Bipolartransistoren wird daher
typischerweise die durch IB in Fig. 1(A) gezeigte Verlaufsform haben (wenn sie in
dreistufiger Darlington-Schaltung angeordnet sind). Im Anschluß an t = t&sub1; stellt der
Transistor Q3 in der Endstufe der Darlington-Schaltung (Fig. 4) die Basis-Emitter-
Verbindung wieder her, und der Rückwärtsbasisvorstrom fließt dann durch den
Widerstand RBE (Fig. 4), der parallel zwischen Basis und Emitter von Q3 geschaltet
ist. Der Wert dieses Basisstroms ist extrem klein (z.B. 50 mA). Um sicherzustellen,
daß die Transistoren über die Zeitdauer im Anschluß an t&sub1; ausgeschaltet bleiben,
wird vorteilhafterweise eine Rückwärtsvorspannung von etwa ein Volt zwischen
Basis und Emitter des Endstufentransistors Q3 gelegt.
-
Im Gegensatz zum Bipolartransistor ist ein IGBT eine spannungsgesteuerte
Vorrichtung, wie in Fig. 1(B) gezeigt, und um ihn mit einer geeigneten niedrigen
Spannung einzuschalten, ist es günstig, die Gatespannung soweit wie möglich
innerhalb des zulässigen Bereiches zu steigern. Um den IGBT auszuschalten, wird
eine negative Spannung zwischen Gate und Emitter gelegt, und die Ladung in der
Eingangskapazität wird abgebaut. Die Steuerspannung des IGBT nimmt daher
typischerweise die durch VGE in Fig. 1(B) angegebene Verlaufsform an. Da das
Gate des IGBT, gesehen von der Treiberschaltung, äquivalent einer kapazitiven Last
ist, hat der Gatestrom IG, der durch die Lade- und Entladezyklen der
Eingangskapazität über einen Gateserienwiderstand erzeugt wird, den in Fig. 1(B) gezeigten
Verlauf. Die Absolutwerte der positiven und negativen Spitzen des Gatestroms IG
sind gleich, und die Dauer ihres Stromflusses, die in Form der Zeitkonstante
betrachtet werden kann, die durch die Größe des Gateserienwiderstandes und die
Eingangskapazität bestimmt ist, ist ein µs kurz oder kürzer. Wenn der IGBT bei
Schaltfrequenzen unter 20 kHz benutzt werden soll, kann die Wärmeerzeugung der
Ausgangsstufentransistoren QF und QR in der Treiberschaltung sicherlich für
praktische Zwecke vernachlässigt werden.
-
Wie aus den Fig. 2 und 3 klar ist, unterscheiden sich die grundlegenden
Zusammenstellungen von Ausgangsstufentransistoren QF und QR in der Treiberschaltung nicht
sehr zwischen der gesteuerten Leistungsvorrichtung QB (Bipolartransistor) und QI
(IGBT) mit der Ausnahme der Konfiguration der Ausgangsstufentransistoren QF und
QR (jenachdem, ob sie in Darlington-Schaltung verbunden sind oder einzeln
verwendet werden) und der Größe des sich ergebenden Leistungsverlustes. Man
vergleiche beispielsweise den Fall der Ansteuerung eines Bipolartransistors QB der
50-A-Klasse (besteht aus drei Transistoren in Darlington-Schaltung) mit dem Fall der
Ansteuerung des IGBT QI. Typische Stromverläufe, wie sie zum Ansteuern von QB
und Qi verwendet werden, sind in Fig. 5 gezeigt. Wenn eine gemeinsame
Ausgangsschaltung
für die Ansteuerung beider Vorrichtungsarten verwendet werden soll, wird
ein maximaler Kollektorstrom des Vorwärtssteuerstromzuführtransistors (QF in den
Fig. 2 und 3) durch die Ansteuerbedingung des IGBT bestimmt (0,8A im betrachteten
Fall), und der Energieverlust, der in diesem Zuführtransistor QF auftritt, wird durch
den Ausgangsstrom zum Ansteuern des Bipolartransistors QB bestimmt (50 mA im
betrachteten Fall) sowie durch die Sättigungsspannung des Transistors QF in jener
Ausgangsstufe. Andererseits wird ein maximaler Kollektorstrom des Transistors zum
Abziehen des Rückstroms aus der angesteuerten Leistungsvorrichtung (QR in den
Fig. 2 und 3) durch die maximale Größe des Rückwärtsvorstroms des
Bipolartransistors bestimmt (-1A im betrachteten Fall), und der Energieverlust, der in diesem
Abziehtransistor QR auftritt, ist durch den Rück-Vor-(Basis-)Strom bestimmt, der den
Strom beinhaltet, der durch den Widerstand RBE fließt, der parallel zu Basis und
Emitter von Q3 geschaltet ist (siehe Fig. 4) während der Rückvorspannung des
Bipolartransistors QB und die Sättigungsspannung des Abziehtransistors für den
Fall, wo dieser kleine Strom als sein eigener Kollektorstrom fließen kann.
-
Es sei hier angemerkt, daß die Sättigungsspannung des Abziehtransistors QR, die
erscheint, wenn ihm ein kleiner Kollektorstrom zugeführt wird, durch die
Spannungsgröße der Versorgungsspannungsquelle VEE zum Zuführen eines Rückvorstroms
zum Bipolartransistor beschränkt ist. Diese Rückvorspannung ist in Fig. 4 dargestellt.
Fig. 4(A) ist eine Schaltung für den Fall, wo der Bipolartransistor QB als
Leistungsvorrichtung, die aus drei in Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren besteht,
rückwärts mit einem Rückstromabziehtransistor QRI als ein
Rückwärtssteuertransistor, der aus zwei in Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren besteht,
vorgespannt wird, und Fig. 4(B) ist die Äquivalentschaltung von Fig. 4(A).
-
Damit eine Rückspannung VEE von etwa einem Volt zwischen Basis und Emitter
des Transistors Q3 in der Endstufe des Bipolartransistors QB in der Darlington-
Schaltung angelegt wird, nachdem er die Basis-Emitter-Verbindung wieder
hergestellt hat, muß das folgende Verhältnis erfüllt sein:
-
VBE = VCE + VF(SUD1) + VF(SUD2) - VEE
-1(V) .... (1)
-
wobei VCE die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 28 an der
Ausgangsstufe des Abziehtransistors QR1 ist; VF(SUD1) der Vorwärtsspannungsabfall in der
Diode SUD1 ist, die antiparallel zwischen Basis und Emitter des Transistors Q1 im
Bipolartransistor QB geschaltet ist; und VF(SUD2) der Vorwärtsspannungsabfall in
der Diode SUD2 ist, die antiparallel zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2
im Bipolartransistor QB geschaltet ist. Wie man aus der Gleichung (1) sehen kann,
muß der notwendige Wert von VEE höher sein, je höher die Sättigungsspannung
VCE des Abtriebtransistors QR1 in der Treiberschaltung ist. Je höher die
Sättigungsspannung VCE ist, umso größer ist außerdem der Energieverlust, der in dieser
Betriebsart auftreten soll.
-
Wie bereits erwähnt, werden Leistungsvorrichtungen gewöhnlich mit
unterschiedlichen Schaltungen angesteuert, je nach den Eingangscharakteristika der
anzusteuernden speziellen Vorrichtung. Die vorliegende Erfindung beabsichtigt, eine
einzige gemeinsame Treiberschaltung anzugeben für den Zweck, eine IC-Packung
zu realisieren, die in der Lage ist, verschiedene Arten von Leistungsvorrichtungen zu
treiben und zu steuern. Die Treiberschaltungen für Leistungsvorrichtungen sollten
ziemlich große Ströme beherrschen, so daß eines der Probleme, dem beim Einbau
von Treiberschaltungen in eine einzige IC-Packung Rechnung zu tragen ist, der
Energieverlust ist, der in der Packung auftritt. Wie bereits erwähnt, muß, um eine
einzige Treiberschaltung zu erstellen, die sowohl mit Bipolartransistoren als auch
einem IGBT verwendet werden kann, das Schaltkreisverhalten die folgenden
Bedingungen erfüllen: Transistoren in der Ausgangsstufe der Treiberschaltung
können mit einem Strom versorgt werden, der einen hohen Spitzenwert innerhalb
einer kurzen Zeitperiode hat, wobei der gleiche Basisstrom fließt; und ein kleiner
Strom kann für eine längere Zeitdauer zugeführt werden ohne viel Hitze zu
erzeugen. Mit anderen Worten, die Transistoren in der Ausgangsstufe müssen eine
niedrige Sättigungsspannung innerhalb des Bereiches kleiner
Treiberausgangsströme haben. Um die erste Bedingung zu erfüllen, müssen die Treibertransistoren
in der Ausgangsstufe in Darlington-Schaltung verbunden sein, jedoch hat die
Darlington-Schaltung eine gesteigerte Gesamtsättigungsspannung, was zu einem
größeren Energieverlust führt.
-
Als nächstes werden konventionelle Treiberschaltungen für spannungsgesteuerte
Halbleitervorrichtungen, wie beispielsweise IGBT, beschrieben.
-
Eine Äquivalenzschaltung eines solchen IGBT ist in Fig. 6 gezeigt und enthält einen
N-Kanal-MOSFET 101, einen NPN-Transistor 102, einen PNP-Transistor 103 und
einen Widerstand 104 zum Kurzschließen von Basis und Emitter des Transistors
102. Diese Komponenten bilden zusammen einen IGBT 100 mit einem Gate G
einem Kollektor C und einem Emitter E. Die Transistoren 102 und 103 bilden auch
zusammen eine Parasitär-Thyristorschaltung.
-
Fig. 7 zeigt eine konventionelle Schaltung zum Ansteuern des IGBT 100, bestehend
aus einem signalisolierenden Optokoppler 201, der mit einer Steuerschaltung, wie
beispielsweise einer PWM-Schaltung (nicht dargestellt) verbunden ist, einem M-
Kanal-MOSFET 202, einem NPN-Transistor 203, einem PNP-Transistor 204, einener
Vorwärtsvorspannungsquelle 205, einer Rückwärtsvorspannungsquelle 206 und
Widerständen 207, 208 und 209.
-
Unter Verwendung dieser Treiberschaltung wird der IGBT 100 durch die folgende
Prozedur eingeschaltet. Wenn der Optokoppler 201 auf seiner Primärseite erregt
wird, schaltet er ein, was zur Folge hat, daß FET 202 ausschaltet. Wenn FET 202
ausschaltet, schaltet Transistor 204 aus, was zur Folge hat, daß Transistor 203
einschaltet. Wenn Transistor 203 einschaltet, legt die Vorwärtsvorspannungsquelle
205 eine Spannung zwischen Gate und Emitter von IGBT 100 über den Widerstand
209, wodurch IGBT 100 eingeschaltet wird.
-
IGBT 100 wird ausgeschaltet, indem der oben beschriebene Vorgang umgekehrt
wird. Wenn der zur Primärseite des Optokopplers 201 fließende Strom ausgeschaltet
wird, schaltet er aus, was zur Folge hat, daß FET 202 einschaltet. Als Folge davon
schaltet Transistor 203 aus, und Transistor 204 schaltet ein, wodurch die
Rückvorspannungsquelle 206 eine Spannung zwischen Gate und Emitter von IGBT 100 über
den Widerstand 9 legt, wodurch IGBT 100 ausgeschaltet wird. Neben der
Begrenzung des Gatestroms von IGBT 100 stellt der Widerstand 209 sicher, daß der interne
Parasitär-Thyristor nicht einschaltet (ein Phänomen, das "Verriegelung" genannt
wird, wenn IGBT 100 ausgeschaltet wird, damit das Gate seine Steuerfähigkeit für
das Ausschalten des Stroms verliert.
-
Fig. 8 zeigt eine weitere Schaltung zum Ansteuern des IGBT 100. Diese Schaltung
enthält eine Konstantspannungsdiode 210, einen Widerstand 211 und einen NPN-
Transistor 212, wobei die anderen Komponenten die gleichen sind, wie in Fig. 7.
-
Die in Fig. 8 gezeigte Treiberschaltung arbeitet im wesentlichen in der gleichen
Weise wie die in Fig. 7 gezeigte Schaltung, und der Transistor 212 hat die gleiche
Funktion, wie der FET 202 in Fig. 7.
-
Die IGBTs der oben beschriebenen Art werden hauptsächlich als Schalter zum
Einschalten und Ausschalten des Stromes verwendet, der zu einer induktiven Last
fließt, wie beispielsweise einem Vvvfspannungswandler (Wandler, der mit variabler
Spannung und variabler Frequenz arbeitet). Der grundlegende Betrieb des IGBT, der
als ein Schalter verwendet wird, ist im wesentlichen derselbe, wie der Betrieb eines
Zerhackers in der Wandlerschaltung, die in Fig. 9 gezeigt ist und IGBTs 100a und
100b, eine Gleichspannungsquelle 301 (Spannung Ed), Freilaufdioden 302 und 304,
eine Verdahtungsinduktivität 303 und eine Last 305 enthält, wobei eine
Dämpfungsschaltung weggelassen ist.
-
Wenn IGBT 100a im oberen Zweig in Fig. 9 als Folge des Betriebs der
Treiberschaltung in der oben betriebenen Art ausschaltet, fließt Laststrom IL weiterhin durch die
Freilaufdiode 304 in den unteren Zweig. Wenn IGBT 100a einschaltet, wobei IL
weiterhin durch 304 fließt, wird ein Kurzschluß, bestehend aus der
Gleichspannungsquelle 301, IGBT 100a und Freilaufdiode 304 gebildet, um einen kurzgeschlossenen
Zustand zu erzeugen, bis die Freilaufdiode 304 ausschaltet.
Hochgeschwindigkeitsdioden werden daher normalerweise als Freilaufdioden 304 und 302 verwendet.
-
Wenn IGBT 100a einschaltet, nehmen sein Kollektorstrom Ic und der Laststrom IL
allmählich zu, wie in Fig. 10 gezeigt. Wenn man eine sehr kurze Zeitdauer
einschließlich t&sub0; betracht, wenn IGBT 100a einschaltet, nimmt der Strom ID, der
durch die Freilaufdiode 304 fließt, abrupt bis gerade vor t&sub0; ab und steigt
anschliessend
abrupt wieder an, wie in Fig. 10 gezeigt. Die Profile des Stromes ID und der
Spannung VD, die sich über der Freilaufdiode 304 entwickelt, sind deutlicher in Fig.
11 gezeigt. Der abnehmende ID wird zum Zeitpunkt t&sub1; Null, und anschließend steigt
er in negativer Richtung, bis er t&sub2; eine Spitze erreicht (entsprechend t&sub0; in Fig. 10),
und wird dann zum Zeitpunkt t&sub3; wieder Null. Die Zeitdauer t&sub1; über t&sub2; bis t&sub3; wird
gewöhnlich als eine "Rückerholungszeit" bezeichnet. Diese Rückerholungszeit ist
sehr kurz und liegt gewöhnlich innerhalb einer Mikrosekunde.
-
Bei bekannten Halbleitervorrichtungen, die eine Schaltzeit haben, die länger ist als
die Rückerholungszeit, sind die abrupten Änderungen der Spannung und des
Stroms, die innerhalb der Rückerholungszeit auftreten, durch die Schaltzeit
unterdrückt worden. Die Schaltzeit von spannungsgesteuerten
Halbleitervorrichtungen, wie beispielsweise einem IGBT, sind aber annähernd gleich der
Rückerholungszeit von Dioden, so daß die Spannungs- und Stromänderungen, die
innerhalb der Rückerholungszeit auftreten, nicht unterdrückt werden, sondern
einfach weiter zunehmen.
-
Im Zeitraum zwischen t&sub2; und t&sub3; nimmt der Rückstrom (Rückerholungsstrom) so
abrupt ab, daß die Stromänderungsrate (dl/dt) zunimmt. Je schneller der Betrieb der
Dioden ist, umso kürzer ist die Zeitdauer zwischen t&sub2; und t&sub3;, und umso größer ist
daher der Wert von dl/dt. Als Folge wird eine Spannung gleicher Polarität wie die der
Verworrungsgleichspannung Ed, ΔV = ls dl/dt (ls ist der lnduktivitätswert der
Verdrahtungsinduktivität 303), die durch dl/dt und die Verdrahtungsinduktivität 303
erzeugt wird, auf Id überlagert, und die Spannung VD über der Freulaufdiode 304
wird sehr hoch, wie durch VP in Fig. 11 angedeutet ist. Der Wert VD kann manchmal
die Durchbruchspannung der betreffenden Vorrichtung überschreiten, und der IGBT
100b, der parallel zur Freilaufdiode 304 geschaltet ist, kann zerstört werden oder
fehlerhaft einschalten.
-
Im Anschluß an den Zeitpunkt t&sub2; steigt Spannung VD abrupt in sehr kurzer Zeit an,
und die Spannungsänderungsrate (dV/dt) wird ebenfalls sehr groß, beispielsweise
größer als 10 x 10³ V/µs, was enen fehlerhaften Betrieb des Optokopplers 201 in der
Treiberschaltung hervorruft, die in den Fig. 7 und 8 gezeigt ist, oder der
Steuerschaltung der Eingangsseite des Optokopplers. Wenn man zur Beherrschung dieses
Problems einen Optokoppier verwendet, der auf die Spannungsänderung (dV/dt)
weniger empfindlich ist und der in der Lage ist, eine sehr schnelle Signalübertragung
auszuführen, wird die Treiberschaltung für den IGBT teuer, was zu einer Steigerung
der Herstellungskosten führt.
-
Als nächstes wird eine herkömmliche Treiberschaltung beschrieben, die dazu
geeignet ist, spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtungen vor Überströmen zu
schützen, die fließen können, wenn Erdungsfehler oder andere Kurzschlüsse bei
Spannungswandlergeräten, wie beispielsweise einem Wechselrichter auftreten.
-
Während verschiedene Überstromfehler zufällig während des Betriebes eines
Spannungswandlergerätes, wie etwa einem Wechselrichter, auftreten, können
Lastkurzschlüsse und Erdungsfehler zur Zerstörung der spannungsgesteuerten
Halbleitervorrichtungen führen, die im Gerät verwendet werden. Bei einem IGBT der
als Beispiel für spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtungen herangezogen wird,
zeigt Fig. 12 eine Äquivalenzschaltung für einen Kurzschlußfall, der in einem
Spannungswandlergerät auftritt, und Fig. 13 zeigt die Spannungs- und
Stromverläufe, die von der spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung erzeugt werden, die
in dem Gerät verwendet werden.
-
Während der Kurzschlußdauer fließt ein Kurzschlußstrom, wobei im wesentlichen
eine Gleichspannung an dem IGBT 2 (siehe Fig. 12) anliegt. Die übrigen
Bestandteile der Schaltung von Fig. 12 sind eine Gleichspannungsquelle 1 und eine
Verdrahtungsinduktivität 3.
-
Der Kurzschlußstrom kann bis 5- oder 6-fach (oder sogar 10-fach bei
hochspannungsfesten Vorrichtungen) so hoch sein, wie der Nenngleichstrom. Somit wird der
Vorrichtung während diesem Vorfall eine extrem große, plötzlich auftretende Energie
zugeführt, und es ist notwendig, den Überstrom durch Abschalten des Gates
innerhalb einer vorgeschriebenen Zeitdauer (etwa 10 µs) zu unterbrechen, nachdem der
Kurzschluß erfaßt worden ist.
-
Eine bekannte Treiberschaltung, die dazu geeignet ist, spannungsgesteuerte
Halbleitervorrichtungen vor Überströmen zu schützen, ist in Fig. 14 dargestellt. Die
Schaltung enthält einen IGBT 4 als Hauptschalterelement, einen signalisolierenden
Optokoppier 5, eine EIN-Gatespannungsquelle 6 und eine
AUS-Gatespannungsquelle 7. Die zwei Spannungsquelle 6 und 7 sind mit einem Paar Transistoren 9 und
10 verbunden, die in komplementärer Weise mit dem Optokoppler 5 in Abhängigkeit
von einem Signal arbeiten, das über den Transistor 8 zugeführt wird. Die Emitter
dieser Transistoren 9 und 10 an der Ausgangsstufe sind mit der Basis von IGBT 4
über den Widerstand 11 verbunden, und die Verbindung zwischen den
Spannungsquellen 6 und 7 ist mit dem Emitter von IGBT 4 verbunden, um eine Treibersektion
zu bilden.
-
Ein Transistor 14, eine Zenerdiode 13, eine Diode 15 und ein Widerstand 17 bilden
eine Überstromerfassungsschaltung, die die Spannung am Kollektoranschluß von
IGBT 4 überwacht und ein bestimmtes Signal erzeugt, wenn die Spannung einen
vorbestimmten Pegel überschreitet.
-
Eine Verzögerungsschaltung ist aus einem Kondensator 16 stromaufwärts des
Überstromerfassungskreises ausgebildet.
-
Der normale Betrieb der in Fig. 14 gezeigten Schaltung ist wie folgt. Wenn der
Optokoppler 5 einschaltet, schaltet der Transistor 8 aus, infolgedessen der
Transistor 9 einschaltet, während der Transistor 10 ausschaltet, um eine EIN-
Gatespannung V&sub1; zwischen Gate und Emitter von IGBT 4 über den Widerstand 11
zu legen.
-
Wenn der Transistor 8 ausgeschaltet ist, fließt ein Basisstrom zum Transistor 14
über den Widerstand 12 und die Zenerdiode 13, der Zeitpunkt seiner Aktivierung
wird jedoch durch das Vorhandensein eines Widerstandes 17 verzögert. Wenn die
EIN-Gatespannung zwischen Gate und Emitter von IGBT 4 gelegt wird, schaltet
Letzterer ein, und seine Kollektoremitterspannung fällt auf den Pegel der EIN-
Spannung ab (nachfolgend mit VC(EIN) abgekürzt). Somit kann der Transistor 14
durch Auswahl der Bauteile, die die folgenden Voraussetzungen erfüllen, im
Ausschaltzustand gehalten werden, während der IGBT 4 eingeschaltet ist:
-
VZDI + VBE > V&sub2; + VCE(EIN) + VF
-
wobei VZDI : der Schwellenwert der Zenerdiode 13
-
VBE : die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 14;
-
und VF : die Vorwärtsspannung der Diode 15 ist.
-
Wenn der Optokoppler 5 abschaltet, schaltet der Transistor 8 ein, woraufhin der
Transistor 9 abschaltet und der Transistor 10 einschaltet, um eine
AUS-Gatespannung zwischen Gate und Emitter des IGBT 4 über den Widerstand 11 zu legen,
wodurch der IGBT 4 ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor 8 einschaltet, entlädt
sich der Kondensator 16, so daß der IGBT 4 in einem nachfolgenden Schritt wirksam
eingeschaltet werden kann.
-
Wenn ein Kurzschluß auftritt, während IGBT 4 eingeschaltet ist, erhöht sich dessen
Kollektor-Emitter-Spannung, bis die folgende Beziehung erreicht ist:
-
VZDI + VBE > V&sub2; + VCE(EIN) + VF
-
Als Folge davon leitet der Transistor 14, und eine AUS-Gatespannung wird zwischen
Gate und Emitter des IGBT 4 gelegt, wodurch dieser ausgeschaltet wird, um den
fließenden Überstrom zu unterbrechen.
-
Wenn die bekannte Treiberschaltung nach Fig. 14 die betreffende
spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtung vor einem Überstrom schützt, wird eine
AUS-Gatespannung an das Gate von IGBT 4 gleichzeitig mit dem Leitendwerden des
Transistors 14 angelegt, und somit tritt eine große Verminderung des Stroms
(-di/dt) auf, wenn der Überstrom unterbrochen wird. Dieses schließt die mögliche
Gefahr einer übermäßigen Spannung (d.h. die Summe aus der Spannung, die in der
Verdrahtungsinduktivität (£s dildt induziert wird, und der Gleichspannung), die auf
den IGBT 4 wirkt, mit ein.
-
Weiterhin verursacht die Verzögerungsschaltung, die aus dem Kondensator 14
besteht, eine Zeitverzögerung bei der Erfassung des Überstroms, und es wird eine
übermäßig große Energiemenge von der Vorrichtung innerhalb des Zeitraums
zwischen dem Auftreten des Kurzschlusses bis zur Unterbrechung des Überstroms
verbraucht.
-
Ein weiteres Problem tritt mit dem IGBT 4 auf, der eine statische Kapazität zwischen
Kollektor C, Emitter E und Gate G hat, wie in Fig. 16 gezeigt ist.
-
Wie durch die Äquivalenzschaltung in Fig. 17 gezeigt, lädt und entlädt sich die
Eigenkapazität Cies beim Schaltvorgang. Weiterhin hängen die Eigenschaften der
Halbleitervorrichtung, wenn sie sich in einem EIN-Zustand befindet, von der Größe
der Spannung ab, mit der die Eingangskapazität geladen wird, so daß eine
Aufladung mit einem vorbestimmten Spannungswert notwendig ist, um konstante
Eigenschaften der Vorrichtung aufrechtzuerhalten.
-
Wie oben beschrieben wurde, ist die Last in der Gaatetreiberschaltung kapazitiv, und
dieses führt zu der Möglichkeit, daß die Ausgangsspannung einen vorbestimmten
Wert der Gatespannung wegen der speziellen Eigenschaften der Transistoren 9 und
10 an der Ausgangsstufe nicht erreicht. Wenn die Gatespannung niedrig ist, erhöht
sich die EIN-Spannung des IGBT 4 und kann möglicherweise einen erhöhten
Energieverlust verursachen.
-
Weiterhin sind Impulsströme, die für Transistoren zulässig sind, nicht sehr hoch und
nur etwa doppelt so groß, wie der Nenngleichstrom. Somit ist die Leistungsklasse
des IGBT, der gesteuert werden kann, durch die Nennwerte der Transistoren der
Ausgangsstufe begrenzt. Ein Transistor, der in der Lage ist, alle IGBT-Klassen
anzusteuern, ist voluminös und steigert zwangsläufig die Größe der
Treiberschaltung.
-
Sollte ein Kurzschluß auftreten, wenn der IGBT 4 leitet, vergrößert sich der fließende
Strom, und gleichzeitig erhöht sich ebenfalls merklich die Spannung (VCE) der
Vorrichtung, wodurch eine sehr starke Spannungsänderung dVCE/dt erzeugt wird,
wie in Fig. 18 gezeigt. Wie Fig. 19 zeigt, hat der IGBT 4 eine Sperrschichtkapazität
CCG zwischen Koliektor C und Gate (G), und wenn dVCE/dt an IGBT 4 angelegt wird,
erzeugt CCG einen Verschiebestrom i (= CCG VCG/dt). Dieser resultierende
Verschiebestrom fließt zwischen Gate und Emitter von IGBT 4, wie in Fig. 19
gezeigt.
-
Im Betrieb der bekannten Treiberschaltung, die die interessierende
Halbleitervorrichtung gegenüber Strom schützen soll, wird die Ladung zwischen dem Gate und
dem Emitter des IGBT 4 mit Hilfe des Widerstandes 11 (Gatewiderstand) und des
Transistors 10 abgebaut. Da der Widerstand 11 die Impedanz der Treiberschaltung,
wie sie vom IGBT 4 gesehen wird, erhöht, fließt der Verschiebestrom i nicht in den
Transistor 10 vom Widerstand 11, sondern vielmehr direkt in den Zwischenraum
zwischen Gate und Emitter von IGBT 4.
-
Dieser Ladevorgang verhindert, daß sich die Gate-Emitterspannung des IGBT 4
synchron mit der Spannung aufbaut, die sich stromaufwärts des Widerstandes 11
entwickelt (d.h. die Spannung auf der Treiberschaltungsseite). Als Folge ergibt sich
keine Spannungsverminderung, und der Kurzschlußstrom nimmt nicht länger ab.
Wenn der Verschiebestrom in dieser Situation verschwindet, nimmt die Gate-
Emitterspannung von IGBT 4 merklich ab, was eine abrupte Abnahme des
Kurzschlußstroms und daher eine entsprechende Steigerung seiner
Änderungsgeschwindigkeit (di/dt) zur Folge hat. Wenn dieses auftritt, wird es unmöglich, die
Spannung (ls di/dt) zu unterdrücken, die in der Verdrahtungsimpedanz in der
Hauptschaltung induziert wird, und eine übermäßige Spannung, die größer ist als
jene, der die Vorrichtung widerstehen kann, entwickelt sich und kann möglicherweise
die Vorrichtung zerstören. Der nicht abnehmende Kurzschlußstrom wirft weiterhin
das Problem eines gesteigerten Energieverbrauchs durch die Vorrichtung auf. Diese
Probleme werden noch bedeutender, wenn die Kapazität (Nennspannung und
Nennstrom) der Vorrichtung zunimmt, weil CCG und daher der Verschiebestrom
größer werden.
-
Ein weiteres Problem mit dem IGBT 4 besteht darin, daß es bei der Vorrichtung
weniger als einige µs dauert, daß die Vorrichtung aus einem Zustand ausgeschaltet
wird, wo ein starker Strom fließt. Dieses verursacht eine extrem große
Stromänderung (dildt), wenn die Vorrichtung ausschaltet und eine Verdrahtungsinduktivität
(L) vorhanden ist, und eine höhere Spannung, als ihr die Vorrichtung widerstehend
kann, könnte zwischen Kollektor und Emitter von IGBT 4 (oder zwischen Drain und
Source des MOSFET) erscheinen.
Übersicht über die Erfindung
-
Die vorliegende Erfindung ist gemacht worden, um die oben beschriebenen
Nachteile der bekannten Treiberschaltungen zu überwinden.
-
Gemäß der vorliegenden Erfindung enthält eine Gatetreiberschaltung, die eine
spannungsgeteuerte Halbleitervorrichtung enthält und weiterhin eine Freilaufdiode
aufweist, die in Serie mit und in entgegengesetzter Richtung zur Ausgangsseite der
spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung geschaltet ist, weiterhin eine
Konstantspannungsschaltung, die dem Gate der Halbleitervorrichtung eine Spannung zuführt,
die höher ist als die Schwellenspannung der Halbleitervorrichtung, jedoch niedriger
ist als die Spannung, die in einem Gleichförmigkeitszustand zugeführt wird, und
einen Zeitgeber, der bewirkt, daß die Konstantspannungsschaltung für wenigstens
die Rückerholungszeit der Diode arbeitet, wenn die Halbleitervorrichtung
eingeschaltet ist.
-
Wenn die spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtung eingeschaltet werden soll, wird
gemäß der vorliegenden Erfindung eine relativ niedrige Konstantspannung zwischen
Gate und Emitter der Halbleitervorrichtung durch die Konstantspannungsschaltung
für eine gegebene Zeitdauer gelegt, die von dem Zeitgeber bestimmt wird (d.h. eine
Zeit, die länger ist als die Rückerholungszeit der Freilaufdiode, die an der
Ausgangsseite mit der Halbleitervorrichtung verbunden ist). Als Folge davon wird der
Ausgangsstrom der Halbleitervorrichtung auf einem kleinen Wert unterdrückt, und
die Änderungsgeschwindigkeit des Rückerholungsstroms, der durch die Diode fließt,
die in Serie mit der Ausgangsseite geschaltet ist, wird klein genug, um die
Entwicklung
einer Überspannung über der Diode zu verhindern, und die resultierende
Spannungsänderung ist so klein, daß es für die Halbleitervorrichtung nicht mehr
möglich ist, irrtümlich einzuschalten oder zerstört zu werden oder daß die
Treiberschaltung fehlerhaft arbeitet.
-
Nach Verstreichen der gewissen Zeitdauer, die von dem Zeitgeber bestimmt ist, hört
die Zuführung niedriger Spannung zum Gate der Halbleitervorrichtung mittels der
Konstantspannungsschaltung auf, und ein normaler Spannungswert entwickelt sich
zwischen Gate und Emitter der Vorrichtung, wodurch es ermöglicht wird, daß ein
geeignet großer Ausgangsstrom von der Halbleitervorrichtung erzeugt wird. Da die
Diode bereits ihre Sperrfähigkeit wiedergewonnen hat, fließt kein störender Strom in
diese Diode.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
-
Fig. 1(A) und 1(B) zeigen Zeitdiagramme zur Erläuterung der
Treibereingangseigenschaften eines Bipolartansistors und eines IGBT;
-
Fig. 2 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Zusammenstellung einer
Schaltung zum Ansteuern eines Bipolartransistors zeigt;
-
Fig. 3 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Zusammenstellung einer
Schaltung zum Ansteuern eines IGBT zeigt;
-
Fig. 4(A) und 4(B) sind eine Darstellung der Rückvorspannung eines
Bipolartransistors;
-
Fig. 5 zeigt Zeitdiag ramme für Treiberströme, die Leistungsvorrichtungen
zugeführt sind;
-
Fig. 6 ist ein Diagramm, das eine Äquivalenzschaltung des IGBT zeigt;
-
Fig. 7 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Gatetreiberschaltung zeigt;
-
Fig. 8 ist ein Diagramm, das eine weitere beispielhafte Gatetreiberschaltung
zeigt;
-
Fig. 9 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, der ein IGBT verwendet;
-
Fig. 10 ist ein Zeitdiagramm, das die Signalverläufe zeigt, die von
verschiedenen Betriebskomponenten der in Fig. 9 gezeigten Schaltung erzeugt werden;
-
Fig. 11 ist ein Diagramm, das den Strom- und Spannungsverlauf zeigt, der
von einer Diode in der in Fig. 9 gezeigten Schaltung erzeugt wird;
-
Fig. 12 ist eine Äquivalenzschaltung für ein Kurzschlußereignis, das in einem
Leistungswandlergerät auftritt, das eine spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtung
verwendet;
-
Fig. 13 ist ein Zeitdiagramm, das die Spannungs- und Stromverläufe zeigt, die
von der Halbleitervorrichtung erzeugt werden;
-
Fig. 14 ist ein Schaltbild einer bekannten Treiberschaltung;
-
Fig. 15 ist eine grafische Darstellung eines Kurzschlußstroms gegenüber der
Gate-Emitterspannung der Halbleitervorrichtung;
-
Fig. 16 ist ein kapazititves Äquivalenzschaltbild des IGBT;
-
Fig. 17 ist ein äquivalentes Schaltbild für den Schaltvorgang;
-
Fig. 18 ist eine grafische Darstellung des Spannungsverlaufs, der erzeugt
wird, wenn ein Kurzschluß auftritt;
-
Fig. 19 ist ein Diagramm, das den Zustand einer kurzgeschlossenen
Halbleitervorrichtung zeigt;
-
Fig. 20 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
-
Fig. 21 ist ein Zeitdiagramm, das die Signalverläufe zeigt, die von
verschiedenen Betriebskomponenten der in Fig. 20 gezeigten Schaltung erzeugt werden,
und
-
Fig. 22 ist eine grafische Darstellung der Ausgangscharakteristika eines IGBT.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
-
Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter
Bezugnahme auf die Fig. 20 bis 22 erläutert.
-
Fig. 20 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Schaltung
zum Ansteuern eines IGBT als einer spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtung ist.
Wie in Fig. 6 bis 8 enthält die Schaltung einen IGBT 100, einen Optokoppler 201,
einen N-Kanal-MOSFET 202, einen NPN-Transistor 203, einen PNP-Transistor 204,
eine Vorwärtsvorspannungsquelle 205, eine Rückvorspannungsquelle 206 und
Widerstände 207 bis 209.
-
Die Treiberschaltung in Fig. 20 enthält weiterhin eine Schaltung, die den Transistor
203 der Ausgangsstufe als Konstantspannungsquelle betreibt, und einen Zeitgeber,
der es ermöglicht, daß diese Schaltung über eine vorbestimmte Zeitdauer arbeitet.
Genauer gesagt, die Schaltung zum Betreiben des Transistors 203 als eine
Konstantspannungsquelle besteht aus einem NPN-Transistor 504, dessen Basis mit
der Basis des Transistors 204 der Ausgangsstufe verbunden ist und dessen Emitter
mit der Basis des Transistors 203 verbunden ist, eine Konstantspannungsdiode 503,
deren Anode mit dem Kollektors des NPN-Transistors 504 verbunden ist und deren
Kathode mit der positiven Elektrode der Vorwärtsvorspannungsquelle 205 verbunden
ist, und den bereits erwähnten Widerstand 208. Der Zeitgeber besteht aus dem
Widerstand 501, der zwischen die positive Elektrode der
Vorwärtsvorspannungsquelle 205 und das Drain des N-Kanal MOSFET 507 geschaltet ist, der nachfolgend
zu beschreiben ist, einen NPN-Transistor 502, dessen Kollektor und Basis mit den
entgegengesetzten Enden des Widerstandes 501 verbunden sind und dessen
Emitter mit dem Emitter des Transistors 504 verbunden ist, einen FET 507, dessen
Drain mit einem Ende des Widerstandes 501 verbunden ist und dessen Source mit
der negativen Elektrode der Rückvorspannungsquelle 206 verbunden ist, einen
Widerstand 506, der zwischen das Gate des FET 507 und das Gate des FET 202
geschaltet ist, und eine Diode 505, die parallel zum Widerstand 506 geschaltet ist,
wobei deren Kathode zum Gate des FET 507 gerichtet ist.
-
In der in Fig. 20 gezeigten Schaltung arbeitet der Transistor 502 derart, daß wenn er
einschaltet, er die Serienschaltung aus der Konstantspannungsdiode 503 und dem
Transistor 504 kurzschließt, während der Zeitgeber derart arbeitet, daß der FET 202
zu einer leicht anderen Zeit ausschaltet, als der FET 507 ausschaltet wegen des
Widerstandes 506 und der Gateeingangskapazität und dem Gateschwellenwert des
FET 507. Die Diode 505 dient dazu, beiden FETS 202 und 507 zu ermöglichen,
gleichzeitig einzuschalten.
-
Der Betrieb der in Fig. 20 gezeigten Schaltung wird nun unter Bezugnahme auf Fig.
21 erläutert. Wenn eine zugehörige Steuerschaltung (nicht dargestellt) aktiviert wird,
um einen Strom zur Primärseite des Optokopplers 201 fließen zu lassen, um ihn
dadurch zum Zeitpunkt T&sub1; einzuschalten, wird FET 202 zunächst zum Zeitpunkt T&sub2;
ausgeschaltet. Wenn FET 202 ausschaltet, fließt ein Strom zur Basis des Transistors
504 über die Vorwärtsvorspannquelle 205 und den Widerstand 208, woraufhin
Transistor 504 einschaltet, damit sich die Spannung VZD der
Konstantspannungsdiode 503 zwischen Kollektor und Basis des Transistors 203 entwickeln kann. Diese
Spannung erlaubt es dem Transistor 203, als Konstantspannungsquelle zu wirken,
und seine Kollektor-Emitter-Spannung VCE =
-
VCE = VBE + VZD + VCE = VZD = V&sub1; .... (3)
-
wobei VBE die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 203 ist und VCE, die Kollektor-
Emitter-Spannung des Transistors 504 ist. Aus der Gleichung (3) wird die Gate-
Emitterspannung VGE von IGBT 100 ausgedrückt durch:
-
VGE = Vcc - V&sub1; Vcc = VZD .... (2)
-
worin Vcc die Spannung ist, die von der Vorwärtsvorspannquelle 205 zugeführt wird.
Mit anderen Worten, VGE ist um VZD kleiner Vcc.
-
Wenn FET 507 ausgeschaltet wird, schaltet der Transistor 502 ein, und die
Schaltung aus der Konstantspannungsdiode 503, die in Serie mit dem Transistor 504
geschaltet ist, wird kurzgeschlossen. Solange die Spannung VZD (V&sub1;) erzeugt wird,
bleibt daher FET 507 eingeschaltet, wie in Fig. 21 gezeigt. Nachdem Optokoppler
201 einschaltet, wird die Gate-Source-Spannung VGS von FET 507 über den
Widerstand 506 entladen, bis die Größe von VGS kleiner wird als der
Schwellenwertpegel zum Zeitpunkt T&sub3;, wenn FET 507 ausschaltet. Mit anderen Worten, FET 507
schaltet eine gewisse Zeit nach FET 202 aus wegen der schon beschriebenen
Wirkung des Zeitgebers. Wenn FET 507 ausschaltet, fließt ein Basisstrom in den
Transistor 502, um diesen einzuschalten. Als Folge davon wird die Schaltung, die
aus der Konstantspannungsdiode 503, die in Serie mit dem Transistor 504
geschaltet ist, kurzgeschlossen, und V&sub1; wird nahezu gleich Null. Somit ist der Wert
VGE gleich der Vorwärtsvorspannung Vcc von der Spannungsquelle 205.
-
Gemäß der oben beschriebenen Ausführungsform wird die Gate-Emitterspannung
VGE von IGBT 100 auf einer konstanten Spannung Vcc -V&sub1; gehalten, die niedriger ist
als die Versorgungsspannung Vcc während der Zeitdauer T vom Zeitpunkt T&sub2; bis T&sub3;,
die durch den Zeitgeber vorbestimmt ist. Es sei auch angemerkt, daß die Zeitdauer T
so eingestellt sein muß, daß sie länger ist als die Rückerholungszeit einer
Freilaufdiode (nicht dargestellt), die in Serie und in umgekehrter Richtung zum IGBT 100 an
die Ausgangsseite angeschlossen ist. Man muß nicht sagen, daß die Spannung Vcc
-V&sub1; höher ist als der Schwellenwertpegel des IGBT 100.
-
Wie oben beschrieben, wird die Gate-Emitterspannung VGE von IGBT auf einem
vergleichsweise niedrigen Pegel gehalten, wenn er eingeschaltet ist, und dieses
ermöglicht es, den Kollektorstrom IC des IGBT auf einen niedrigen Pegel zu
drücken, wie durch die IGBT-Ausgangscharakteristikkurve in Fig. 22 gezeigt ist. Der
Rückerholungsstrom durch die Freilaufdiode, die in Serie zum IGBT 100 geschaltet
ist, kann daher unterdrückt werden, um die Änderungsgeschwindigkeit dl/dt des
Stromes zu reduzieren mit der sich ergebenden Verminderung sowohl der Spannung
VD über die Freilaufdiode als auch der Änderungsgeschwindigkeit der Spannung
dV/dt.
-
Wie aus Fig. 22 klar ist, nimmt außerdem die Spannung, bei der IGBT 100
eingeschaltet wird, mit abnehmender Spannung VGE zu. Bei der oben beschriebenen
Ausführungsform wird VGE jedoch nur für die Dauer T der Zeit niedrig gehalten,
während der IGBT 100 eingeschaltet ist, und im Gleichförmigkeitszustand im
Anschluß an das Verstreichen dieser Zeitdauer T kann die Spannung zum
Einschalten des IGBT 100 auf einen geeigneten niedrigen Pegel herabgesetzt werden.
-
Während die vorangehende Beschreibung der Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung auf eine Schaltung zum Ansteuern eines IGBT gerichtet ist, versteht sich
doch, daß das Konzept der vorliegenden Erfindung auch bei anderen
spannungsgesteuerten Halbleitervorrichtungen, wie beispielsweise Leistungs-MOSFETs
anwendbar ist.
-
Als Ergebnis ist der Ausgangsstrom von der Halbleitervorrichtung ausreichend
unterdrückt, um den Rückerholungsstrom, der durch die Freilaufdiode fließt,
herabzusetzen, wodurch das Auftreten von Überspannung verhindert ist und die
Spannungsänderungsgeschwindigkeit herabgesetzt ist. Dieses verhindert nicht nur
eine Zerstörung der Halbleitervorrichtung, sondern auch einen fehlerhaften Betrieb
der Treiberschaltung und der zugehörigen Steuerschaltung, wodurch zu einer
Verbesserung der Zuverlässigkeit der Vorrichtung beigetragen wird.
-
Außerdem kann die Gate-Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung hergestellt
werden, ohne daß wesentliche Änderungen in der Gestaltung bekannter
Schaltungen erforderlich sind, es müssen lediglich einige wenige Elemenge hinzugefügt
werden. Sie bietet daher den Vorteil, bei niedrigen Kosten herstellbar zu sein.