DE3126525C2

DE3126525C2 - "Spannungsgesteuerter Halbleiterschalter und damit versehene Spannungswandlerschaltung"

Info

Publication number: DE3126525C2
Application number: DE3126525A
Authority: DE
Inventors: Richard Cortland Camillus N.Y. Weischedel
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1980-07-17
Filing date: 1981-07-04
Publication date: 1984-05-03
Also published as: GB2080651A; JPS5746531A; DE3126525A1; US4356416A

Abstract

Beschrieben ist ein spannungsgesteuerter Halbleiterleistungsschalter (2), der einen Bipolartransistor (4) enthält, welcher durch einen Feldeffekttransistor (6) angesteuert wird, der zwischen die Kollektorelektrode und die Basiselektrode geschaltet ist, damit sich ein nichtgesättigtes Leiten des Transistors und hohe Schaltgeschwindigkeiten ergeben. Der Schalter (2) wird in Spannungswandlerschaltungen benutzt, die beim Anlegen der Ansteuerimpulse eine minimale Totzeit erfordern und einen guten Betriebswirkungsgrad sowie einen weniger komplizierten Schaltungsaufbau haben.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Halbleiterschalter ^ä0 gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Transistorleistungsschalter haben als ein Haupterfordernls hohe Schaltgeschwindigkeiten, d. h. schnelle Übergänge zwischen dem voll leitenden Zustand und dem nichtleitenden Zustand. Wenn dem Transistor gestattet wird, in seinem leitenden Zustand In Sättigung zu gehen, so wird die Schaltgeschwindigkeit stark verringert, und zwar ungeachtet dessen, ob es sich um eine Hochfrequenzvorrichtung hoher Qualität oder um eine relativ billige Vorrichtung handelt. Das ist darauf zurückzuführen, daß es In der Basiszone während der Sättigung zur Speicherung überschüssiger Ladung kommt, die wieder entfernt werden muß, bevor der Transistor nichtleitend gemacht werden kann. Die Zelt, die zum Entfernen der gespeicherten Ladung erlorderlich ^b5 lsi, wird als Speicherdauer bezeichnet. Welter ändert sich die Schaltgeschwindigkeit mit den Belastungszuständen, was unerwünscht Ist. Es wird bereits eine Anzahl von Techniken benutzt, um die Beschränkungen zu vermelden, die mit dem Betrieb dieser Transistoren in Sättigung verbunden sind, bislang hat sich aber noch keine als völlig zufriedenstellend erwiesen.

Zwei bekannte Techniken sind die Baker-Klemmschaltung und die Darlington-Schaltung. Die Baker-Klemmschaltung enthält zwei Dioden, die mit der Baslsansteuerkleiame des Transistorschalters verbunden sind, wobei eine Diode in Reihe zu der Basiselektrode liegt, während die andere Diode mit der Kollektorelektrode verbunden ist. Die zweite Diode verhindert den Sättigungszustand durch Nebenschließen des Basisansteuerstroms über den Kollektor, wenn sich der Transistor dem Sättigungszustand nähert. Die Schaltung erfordert, daß Zuständen mit maximaler Belastung und minimaler Transistorstromverstärkung (ß) zuvorgekommen wird. Der Sättigungszustand wird mit Schaltung zwar vermieden, die Schaltung erfordert jedoch übermäßige Ansteuerströme und hat deshalb im Betrieb einen schlechten Wirkungsgrad.

Die Darlington-Schaltung enthält eine erste Stufe mit einem für schwachen Strom ausgelegten Transistor, die eine zweite Stufe mit einem Leistungstransistor ansteuert, so daß letzterer daran gehindert wird, in den Sättigungszustand zu gelangen. Diese Schaltung arbeitet zwar mit relativ gutem Wirkungsgrad, da sich der Ansteuerstrom für den Leistungstransistor auf Belastungszustände einstellt, die Schaltgeschwindigkeit wird aber trotzdem durch den Transistor der ersten Stufe, der In den Sättigungszustand geht, begrenzt. Es kommt zwar zu keiner so großen Verringerung der Schaltgeschwindigkeit wie bei dem Leistungstransistor, wenn dieser in Sättigung geht, es handelt sich aber trotzdem um eine beträchtliche Begrenzung In dem Schaltbetrieb.

Auch bei Wechselrichter- oder Gleichspannungswandlerschaltungen, in denen Leistungsschalter in Form von Bipolartransistorpaaren benutzt werden, welche In Gegentaktanordnung betrieben werden, wobei die Baker-Klemmschaltung benutzt wird, um einen Betrieb Im Sättlgungszustand zu vermelden, ergeben sich die oben aufgeführten Nachtelle. Andererseits besteht bei der Verwendung von Translstorlelstungsschaltern, denen gestattet wird, in Sättigung zu gehen, oder wenn eine Darlingtonschaltung benutzt wird, die Gefahr, daß sich die Transistorpaare in Ihrem Leistungszustand überlappen. Dazu kann es Infolge der begrenzten Schallgeschwindigkeiten kommen, die einem Transistor gestatten, einzuschalten, bevor der andere vollständig abgeschaltet hat. Die Überlappung kann bewirken, daß der Transformator in den Sättigungszustand kommt, was zu schädlichen Strom- und Spannungsspitzen und zur Erzeugung von hochfrequentem Rauschen führen kann. Die Technik, die Üblicherwelse angewandt wird, um die Überlappung zu vermelden, besteht darin, eine Verzögerung zwischen Ansteuerimpulsen vorzusehen, was als Totzelt bezeichnet wird, die größer sein muß als die maximale Transistorabschaltzelt. Darüber hinaus werden üblicherweise Relhen-RC-Dämpfungsschaltungen und Zenerdioden-Schaltungen vorgesehen, um das Absorbieren aller Strom- und Spannungsspitzen, die erzeugt werden können, zu unterstützen. Alle diese Techniken haben jedoch Nachtelle. Die Totzeit beim Anlegen der Ansteuerimpulse verringert entsprechend Ihrer Größe den Wirkungsgrad und die Ausgangsleistung und macht außerdem größere Transformatoren und eine zusätzliche Ausgangsfllterkapazltät erforderlich. Weiter machen RC-Dämpfungsschaltungen und ähnliche Schaltungen nicht nur den Schaltungsaulbau komplizierter, sondern verbrauchen auch Strom und erzeugen Rauschen.

Weiterhin ist die Verwendung eines Halbleiterschalters bei einer Flammenüberwachungs-Brennstoffsteuervorrichtung bekannt (britische Patentschrift 12 61 096), bei der ein Ansteuerungsfeldeffekttranslstor 8 mit einem Treibertransistor 10 in üblicher Kaskadenschaltung zur Erreichung eines hohen Eingangswiderstandes und hoher Ansprechempfindlichkeit zusammengeschaltet ist. Ein Koppelwiderstand 22 dient zur Arbeitspunkteinstellung. Der Treibertransistor 10 dient als Stromschalter, der einem Relais 15 vorgeschaltet ist, das bei seinem Ansprechen die Brennstoffzufuhr sperrt.

Außerdem ist noch ein Stromschalter bekannt (britische Patentschrift 12 04 759), bei dem zwei Feldeffekttransistoren Q₁ und Q₂ im Gegentakt zur Ansteuerung eines Treibertransistors O₃ geschaltet sind. Auch in diesem Fall dient die Gegentaktschaltung zur Erreichung einer hohen Ansprechempfindlichkeit, während die Verwendung von Feldeffekttransistoren zur Erreichung eines hohen Eingangswiderstandes dient.

In beiden Fällen tritt das Problem der Schaltgeschwindigkeit nicht auf. Bei der Vorrichtung nach der britischen Patentschrift 12 61096 ist es völlig unwichtig, ob die Brennstoffzufuhr innerhalb einer Millisekunde, V₁₀₀-Sekunde oder innerhalb von drei Sekunden erfolgt. Bei dem Schalter nach der britischen Patentschrift 12 04 759 kam es darauf an, einen Temperaturanstieg beim Betrieb möglichst niedrig zu halten, damit dieser Schalter in Schaltungen mit hoher Integrierungsdlchte integriert werden kann.

Der Erfindung Hegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, einen Halbleiterschalter gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, der eine hohe Abschaltgeschwindigkeit aus seinem durchgeschalteten Zustand ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichnungsteil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Bei dem erfindungsgemäßen Halbleiterschalter wird Im durchgeschalteten Zustand vom Laststrom ein - relativ zur Größe des Laststroms minimaler - Steuerstrom abgezweigt und auf den im Laststromkreis liegenden Leistungstransistor geleitet, der bezogen auf die Richtung des Steuerstroms In Gegenkopplung geschaltet ist. Der Leistungstransistor gelangt dadurch in einen Leitzustand, der unterhalb seines Sättigungszustandes liegt. Beim Abschalten des Laststroms über diesen erfindungsgemäßen Halbleiterschalter können dadurch sehr kurze Schaltzeiten erreicht werden. Ein weiterer Vorteil besteht noch darin, daß der Leistungstransistor auch als Strombegrenzer wirkt und damit eine Schutzfunktion für die Last hat.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Halbleiterschalters sind in den Unteransprüchen angegeben.

Zur Einstellung der Basisspannung des Leistungstransistors wird bei dem erl'iridungsgemäßen Halbleiterschalter normalerweise ein Widerstand verwendet, der zwisehen Emitter und Basis Hegt. Dadurch wird die Kollektor-Emitterspannung durch den Ansteuerupgstranslstor und diesen Widerstand auf die Basisspannung gepellt.

Bei der Ausiührungsform nach Anspruch 2 wird dem erwähnten Widerstand ein weiterer Feldeffekttransistor parallel geschaltet, wodurch der Spannungstellungswert nicht mehr festliegt, sondern veränderlich ist. Hierdurch wird das Ansprechen der Schaltung empfindlicher gemacht

Die Anordnung in einer Gegentaktschaltung gemäß Anspruch 3 tühn einerseits ?u einer Verdoppelung der schaltbaren Leistung um! andererseits dazu, daß eine Ansteuerung ebenfalls im Gegentakt ermöglicht wird.

Außerdem ist wahlweise Ansteuerung der beiden Gegentakthälften über jeweils deren Ansteuerungsfeldeffekttransistor möglich. Dabei wird auch das Schalten von Wechselspannung bzw. Wechselstrom ermöglicht.

Die Einspeisung der Last über einen Transformator gemäß Anspruch 4 führt zu dem Vorteil, daß der Transformator zur Änderung der Spannung verwendet werden kann. In dieser Ausführungsform kann der erfindungsgeniäße Halbleiterschalter vorteilhafterweise als Spannungswandler arbeiten, wobei eine nachgeschaltete Gleichrichteranordnung auch eine Gleich/Gleichspannungswandlung ermöglicht.

Bei der Ausführungsform nach F i g. 5 wird die auf die Ansteuerungsfeldeffekttransistoren wirkende Gegenkopplungsspannung zum Teil kompensiert. Der Abgriff liegt nämlich auf einem niedrigeren Potential als der entsprechende Anschluß des zugehörigen Leistungstransistors. Diese Verminderung der Gegenkopplungswirkung ermöglicht eine feinere und damit genauere Ansteuerung der Leistungstransistoren, das heißt man kann näher an den Sättigungszustand herankommen, ohne in ihn hinelnzugelangen.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Halbleiterschalters als eine erste Ausführungsform der Erfindung,

Flg. 2 ein Schaltbild eines Haiblelterschalters als eine zweite Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 3 ein Schaltbild eines Haiblelterschalters in einer dritten Ausführungsform der Erfindung, und

Fig. 4 ein Schaltbild einer Modifizierung des Halbleiterschaiters von Fig. 3 als eine vierte Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform eines Halbleiterschalters 2, der einen Leistungstransistor 4 enthält, der durch einen in besonderer Weise angeschlossenen Feldeffekttransistor (FET) 6 angesteuert wird, welcher einen aus dem Laststrom gewonnenen Ansteuerstrom liefert, um den Leistungstransistor im Nichtsättigungszustand zu betreiben.

Der Leistungstransistor 4 ist als NPN-Transistor dargestellt, dessen Emitterelektrode an Masse liegt und dessen Kollektorelektrode über eine Last 8, bei der es sich um eine ohmsche Last oder um eine Blindlast handeln kann, mit einer Gleichstromklemme 10 verbunden ist, an die eine Gleichspannung l·", angelegt wird. Die Basiselektrode ist über einen Widerstand 12 mit Masse und außerdem mit der Sourceelektrode des Feldeffekttransistors 6 verbunden, dessen Drainelektrode mit dem Kollektor des Transistors 4 verbunden ist. Die Gateelektrode des Feldeffekttransistors ist mit einer Eingangsklemme 14 verbunden, an die Steuersignalspannungsimpulse angelegt werden.

Der Ansteuerfeldeffekttransistor 6 hat eine sehr hohe Eingangsimpedanz In der Größenordnung von einem oder mehreren Megohm und extrem hohe Leltungsschaltgeschwindlgkelt in der Größenordnung von einigen Nanosekunden. Der Feldeffekttransistor kann von irgendeinem Typ sein, typischerweise handelt es sich aber um einen MOSFET.

Der Transistor 4 Ist grundsätzlich ein Hochleistungstransistor, der durch eine hohe Sirombelastbarkeit und durch relativ hohe Schaltgeschwindigkeiten beim Betrieb außerhalb der Sättigung gekennzeichnet ist, während seine Abschaltgeschwindigkeit drastisch kleiner ist, wenn man ihn in den Sättigungszustand gelangen läßt. Der Transistor ist zwar als NPN-Transistor dargestellt, es

kann sich aber auch um einen PNP-Translstor handeln, in welchem Fall die Vorspannungen entsprechend umgekehrt werden müssen. Darüber hinaus wird ein N-Kanal-FET bei einem NPN-Translstor und ein P-Kanal-FET bei einem PNP-Translstor benutzt. Charakteristisch ist eine Stromverstärkung ß, die sich In Abhängigkeit von der Temperatur bis zu einem Vielfachen verändern kann. Dieser Faktor führt, gekoppelt mit veränderlichen BeIastungszuständen, dazu, daß es zu einem gesättigten Leiten sowie zu einem Betrieb mit schlechtem Wirkungsgrad kommt, wenn der Transistor direkt angesteuert wird. Während der Transistor 4 eine relativ kurze Abschaltzeit In der Größenordnung von 50 bis 100 ns für ein nichtgesättigtes Leiten aufweisen kann, kann Im Sättlgungszustand die Abschaltzelt tausendfach zunehmen. Das ist auf die Speicherung von überschüssiger Ladung durch die innere Kapazität an dem Basls-Kollektor-Übergang des Transistors zurückzuführen. Diese Ladung muß entfernt werden, bevor der Transistor nichtleitend gemacht wird. Bei der hler getroffenen Schaltungsanordnung verhindert die Verbindung des Draln-Source-Strompfades des Feldeffekttransistors 6, daß der Bipolartransistor 4 in den Sättigungszustand kommt, so daß er in seiner Betriebsart mit hoher Schaltgeschwindigkeit arbeitet, wobei die Ansteuerung durch den Feldeffekttransistor außerdem den Betriebswirkungsgrad des Schalters 2 gegenüber dem eines in herkömmlicher Welse angesteuerten Transistorschalters beträchtlich erhöht.

Die Steuerimpulse werden an die Eingangsklemme 14 mit einer Amplitude angelegt, die die Gateschwellenspannung des Feldeffekttransistors 6 übersteigt. Die Steuerimpulse können ohne weiteres mit Anstiegs- und Abfallzeiten, die der Schaltgeschwindigkeit des Feldeffekttransistors entsprechen, durch eine Logikschaltungsanordnung, die als mit niedriger Leistung betreibbare integrierte Schaltung ausgebildet ist, beispielsweise In MOS- oder TTL-Form, erzeugt werden. Beim Auftreten der Anstiegsflanke eines Steuerimpulses und beim Einschalten des Feldeffekttransistors weist dieser am Anfang einen relativ großen EIN-Widerstand zwischen der Drain- und der Sourceelektrode auf und wirkt als eine Stromquelle und leitet einen relativ großen Ansteuerstrom I₀ mit begrenztem Maximalwert. Dieser Strom Hießt von der Last über den Drain-Source-Pfad zu der Basis des Transistors 4, um diesen Transistor schnell einzuschalten. Ein geringer Strom wird außerdem dem Widerstand 12 zugeführt, welch letzterer anschließend während der Abschaltphase des Schaltbetriebes wirksam Ist. Eine extrem geringe Leistung wird zum Ansteuern des Feldeffekttransistors wegen der großen Eingangsirn- ^x pedanz an der Gateelektrode des Feldeffekttransistors benötigt. Welter wird der Wirkungsgrad des Schaltungsbetriebes dadurch, daß der Transistoransteuerstrom dem Laststrom entnommen wird, stark verbessert. Nachdem der Transistor 4 leitet und die Kollektor-Emitter-Span- ^S5 nung des Transistors auf den Sättigungswert abgefallen ist, wird der Transistor am Eintritt In seinen Sättlgungszustand durch das Fließen des Transistoransteuerstroms über den FET-Drain-Source-Strompfad gehindert. Während dieser Zeit wirkt der Feldeffekttransistor als ein ^OT relativ kleiner Widerstand mit begrenztem Minimalwert, R_EIN (min), gegenüber dem Ansteuerstromfluß. Dieser Teil des Schaltungsbetriebes wird besser verständlich, wenn folgender Ausdruck betrachtet wird:

Vce = Vbe + dbi + Ib₂) Rein
wobei

Vce die Koliektor-Emitter-Spannung des eingeschalteten Transistors 4 ist

Vbe die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 4 ist,

Ibi der Basisansteuerstrom ist,
I_b2 der Strom in dem Abschaltwiderstand 12 ist,

und
Rein der EIN-Widerstand des Feldeffekttransitors 6 ist.

Demgemäß verringert der Spannungsabfall an dem Feldeffekttransistor die Spannung an der Basis des Transistors 4 und verhindert, daß der Basls-Kollektor-Übergang vorwärts-vorgespannt wird, so daß der Transistor 4 niemals in die Sättigung gelangen kann, ungeachtet jedweder Änderungen in der Belastung oder In der Stromverstärkung ß.

Beim Auftreten der Rückflanke des Steuerimpulses \ schaltet der Feldeffekttransistor fast sofort ab, so daß kein weiterer Ansteuerstrom über ihn fließt. Die Abschaltzeit des Transistors 4 wird durch Ladung begrenzt, welche durch die Basis-Kollektor- und die Basis-Emltter-Kapazltät des Transistors gespeichert worden ist und welche während dieser Übergangsperlode weiterhin Basisstrom liefert, um den Transistor eingeschaltet zu halten. Der Ableitwiderstand 12 dient als ein , Strompfand zum schnellen Abführen der gespeicherten Ladung und zum Beenden des Basisstroms, wodurch der Transistor abgeschaltet wird. Da der Transistor nicht In einem gesättigten Zustand betrieben wird. Ist die gespeicherte Ladung nicht übermäßig und kann schnell über den Strompfad des Widerstands 12 abgeführt werden.

Exemplarische Schaltungselemente und Werte für den Leistungsschalter 2, die zu Erläuterungszwecken angegeben werden und auf die sich die Erfindung keineswegs beschränkt, sind folgende:

Bipolartransistor 4
Feldeffekttransistor 6
Widerstand 12
Spannungsquelle V,
Steuerimpulse
Laststrom
R_Ei_N(min)
Id

N PN-Ty ρ

N-Kanal MOSFET

22 Ω

28 V (Gleichspannung)

0-12 V (Spitzenspannung)

10 A

2Ω

2 A

65 Fig. 2 zeigt eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung, in der ein zweiter Feldeffekttransistor 18 In der Schaltung vorgesehen Ist, um den Abschaltstrom zu leiten. Der Leistungsschalter dieser Ausführungsform gleicht ansonsten im Aufbau und im Betrieb dem von Fig. 1. Entsprechende Schaltungselemente tragen die gleichen Bezugszeichen wie zuvor, sind aber mit einem hochgesetzten Strich versehen. Der Feldeffekttransistor 18 ist von einem Leitungstyp, der dem des Feldeffekttransistors 6' entgegengesetzt ist, und wird durch eine negative Spannung eingeschaltet. Seine Sourceelektrode ist mit Masse verbunden und seine Drainelektrode 1st mit der Basiselektrode des Transistors 4' verbunden. Die Gateelektrode des Feldeffekttransistors 18 1st über einen Kondensator 20 mit der Eingangsklemme 14' und über einen Widerstand 22 mit Masse verbunden.

Im Betrieb arbeitet der Schalter während des Einschaltens in derselben Weise wie es oben mit Bezug auf Flg. 1 beschrieben worden ist. Während dieser Zeit lädt sich der Kondensator 20 auf die Spitzenspannung der Steuerimpulse auf, und der Feldeffekttransistor 18 ist nichtleitend. Bei Auftreten der Rückflanken des Steuerimpulses schaltet der Feldeffekttransistor 6' ab, wie zuvor. In diesem Zeitpunkt wird eine negative Spannung kurzzeitig

an die Gateelektrode des Feldeffekttransistors 18 angelegt, um diesen Feldeffekttransistor einzuschalten und einen Slromplad niedriger Impedanz für den Abschaltstrom zu schaffen. Der Betrieb des Feldeffekttransistors 18 verbessert daher die hohe Abschaltgeschwindigkeit des Leistungsschalters 2' welter.

Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform des Halbleiterschalter in einer Spannungswandlerschaltung 32, die eine Gleichspannung in eine Wechselspannung umwandelt und ohne weiteres benutzt werden kann, um eine Gleichspannung zu erzeugen, indem zusätzlich eine herkömmliche Gleichrichterbrückenschaltung am Ausgang vorgesehen wird.

In der Schaltungsanordnung Ist ein NPN-Transistor 38 und ein N-Kanal-FET 40 vorgesehen, wobei der Emitter des Transistors 38 mit Masse und der Kollektor mit einem Endanschluß 42 der ersten Primärwicklung 44 eines Transformators 46 verbunden ist. Die Basis ist über den Widerstand 48 mit Masse und außerdem mit der Sourceelektrode des Feldeffekttransistors 40 verbunden. Die Drainelektrode des Feldeffekttransistors ist mit der Klemme 42 verbunden, und die Gateelektrode ist mit einer ersten Eingangsklemme 50 verbunden, an die Ansteuerimpulse niedriger Leistung mit einer ersten Polarität angelegt werden, welche durch die Spannungskurve V_d] dargestellt sind. Eine Batterie 52 liegt zwischen Masse und einer Klemme 54, die die Wicklung 44 mit einer zweiten Primärwicklung 56 verbindet. Weiterhin 1st ein NPN-Transistor 58 und ein N-Kanal-FET 60 vorgesehen, wobei der Emitter des Transistors 58 mit Masse und der Kollektor mit einem Endanschluß 62 der Wicklung 56 verbunden ist. Die Basis ist über den Ableitwiderstand 64 mit Masse und außerdem mit der Sourceelektrode des Feldeffekttransistors 60 verbunden. Die Dralnelektrode des Feldeffekttransistors 60 Ist mit der Klemme 62 verbunden und seine Gateelektrode ist mit einer zweiten Eingangsklemme 66 verbunden, an die Ansteuerimpulse niedriger Leistung angelegt werden, deren Polarität zu der der an die Eingangsklemme 50 angelegten Impulse entgegengesetzt ist und die durch die Spannungskurve ν_Λ dargestellt sind. Der Transformator 46 hat eine über eine Anzapfung an Masse liegende Sekundärwicklung 68, an der die Ausgangswechselspannung abgenommen wird. Die Sekundärwicklung kann, wie oben erwähnt. In herkömmlicher Welse mit einer Brückenglelchrichterschaltung (nicht dargestellt) verbunden sein, damit eine Ausgangsgleichspannung abgenommen werden kann.

Im Betrieb der Schaltung nach Fig. 3 werden die Ansteuerimpulse V_1n und V_Λ an die Eingangsklemmen 50 und 66 in Gegenphase angelegt. Während des AnIIegens eines Impulses mit der Kurzen form V_1n schaltet daher der Feldeffekttransistor 40 schnell ein, wobei er anfänglich als Stromquelle wirkt, um einen relativ starken Ansteuerstrom zur Basis des Transistors 38 zu leiten und diesen Transistor einzuschalten. Nachdem der Transistor eingeschaltet ist, wirkt der Feldeffekttransistor als ein kleiner Widerstand, um ausreichend Strom zum Aufrechterhalten eines nichtgesättigten Leitens in dem Transistor zu liefern. Der Transistor 38 wird am Eintritt in die Sättigung durch den Spannungsabfall an dem Feldeffektransistor 40 gehindert, der verhindert, daß der Basis-Kollektor-Übergang vorwärts-vorgespannt wird. Laststrom fließt von der positiven Klemme 54 über die Primärwicklung 44 und über den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors 38, wobei ein geringer Bruchteil des Laststroms über den Drain-Source-Strompfad des Feldeffekttransistors 40 fließt. Die Spannung, die an der Primär-

60

65 wicklung 44 erzeugt wird, Ist mit der Sekundärwicklung 68 in bekannter Welse transformatorgekoppelt, um eine Halbschwingung der Ausgangsspannung zu bilden.

Während dieses Teils des Betriebes Ist ein Impuls mit der Kurvenform V_dl nicht an die ElngangsUemme 66 angelegt, um den Feldeffekttransistor 60 und den Transistor 58 abgeschaltet zu halten, so daß kein Strom in der Primärwicklung 56 (ließen kann.

Beim Aufhören des an die Eingangsklemme 50 angelegten Impulses schaltet der Feldeffekttransistor 40 ab, was bewirkt, daß der Transistor 38 abschaltet. Da die Schaltung mit minimaler Totzelt betrieben wird, bei der es sich um die Verzögerung zwischen der Abfallzeit des Impulses V_dt und der Anstiegszeit des Impulses V'_Λ handelt, wird der Impuls V_d2 unmittelbar Im Anschluß an den Impuls V_dl an die Eingangsklemme 66 angelegt. Der Feldeffekttransistor 60 schaltet ein, um Ansteuerstrom zu der Basis des Transistors 58 zu leiten und diesen Transistor einzuschalten. Laststrom fließt von der positiven Klemme 54 über die Primärwicklung 56 und den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors 58, wobei ein relativ geringer Anteil des Laststroms über den Feldeffekttransistor 60 Hießt. Die an der Primärwicklung 56 erzeugte Spannung wird mit der Sekundärwicklung 68 transformatorgekoppelt, um die andere Halbschwingung der Ausgangsspannung zu bilden.

In einem Beispiel wurden die Ansteuerimpulse mit einer Frequenz von 80 kHz angelegt, um eine Ausgangsfrequenz von 40 kHz zu erzeugen. Bei dieser Frequenz und bei einer Transistorabschaltzeit von unter 100 ns hat es sich erwiesen, daß eine Totzelt von nur 200 bis 300 ns ausreicht, um eine Überlappung im Betrieb der Leistungsschalter 34 und 36 zu vermeiden, die zwischen 196 und 2,5% der Ansteuerimpulsbreite liegt.

Flg. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform, deren Aufbau und Betriebsweise der von Fig. 3 gleicht, mit der Ausnahme, daß die Treiberströme für die Leistungstransistoren über Anzapfungen an den Primärwicklungen entnommen werden, um den Schaltungswirkungsgrad zu verbessern. Schaltungselemente, die denen in Fig. 3 entsprechen, tragen gleiche Bezugszeichen, allerdings mit einem hochgesetzten Strich. Demgemäß ist der Drain-Source-Strompfad des Feldeffekttransistors 40' zwischen eine Anzapfung 70 an der Wicklung 44' und die Basiselektrode des Transistors 38' geschaltet. Ebenso ist der Drain-Source-Strompfad des Feldeffekttransistors 60' zwischen eine Anzapfung 72 an der Wicklung 56' und die Basiselektrode des Transistors 58' geschaltet. Die Spannungen, die zwischen den Anzapfungen und den diesen entsprechenden Endanschlüssen erzeugt werden, welches die gleichen wie bei den Feldeffekttransistoren sind, dienen zum Erzeugen der Spannung, die an den Kollektor- und Emitterelektroden der Leistungstransistoren gebildet wird, und gestatten dadurch den Transistoren, sich einem gesättigten Leiten weiter zu nähern als im Betrieb der Ausführungsform von F i g. 3. Es muß allerdings darauf geachtet werden, daß die abgezapften Spannungen eine relativ geringe Größe haben, damit vermieden wird, daß die Feldeffekttransistoren in einem Zustand gesättigten Leitens gelangen. Diese Ausfuhrungsform der Erfindung ist dann brauchbar, wenn eine weitere Verbesserung des Betriebswirkungsgrades der Leistungsschalter erwünscht ist. Die Verwendung von etwas längeren Totzelten als in der vorangehenden Ausführungsform kann jedoch erforderlich sein, um eine Überlappung im Schaltbetrieb sicher zu verhindern.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Halbleiterschalter mit einem mit seiner Emitter-Kollektorstrecke im Laststromkreis liegenden Leislungstransistor (4), dessen Basis Source bzw. Drain eines Ansteuerungsfeldeffekttransistors (6) vorgeschaltet 1st, dadurch gekennzeichnet, daß diejenige der beiden Elektroden Source bzw. Drain des Ansteuerungsfeldeffekttransistors (6), die nicht an der Basis des Leistungstransistors (4) liegt, unmittelbar an den gemeinsamen Schaltungsknoten von Last und Leistungstransistors (4) angeschlossen ist, wobei die Polung in Form einer Gegenkopplung derart gewählt Ist, daß der Leistungstransistor (4) In einem Zustand unterhalb seines Sätt'.gungszustandes verbleibt.

2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Basis und Emitter des Leistungstransistors der Drain-Source-Strompfad eines weiteren Feldeffekttransistors (18) geschaltet ist, dessen Leitungstyp zu dem des Ansteuerfeldeffekttransistors (6') entgegengesetzt 1st und an dessen Gateelektrode ebenfalls das Steuersignal anliegt.

3. Halbleiterschalter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch seine Anordnung In einer Gegentaktschaltung, In der die Last in den Emitter-Kollektorkreis von zwei In Reihe gegeneinander geschalteten Leistungstransistoren (38, 58) unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps eingekoppelt wird.

4. Halbleiterschalter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Last über einen Transformator (46) eingekoppelt wird und daß die Versorgungsspannung (52) zwischen den gemeinsamen Schaltungsknoten der beiden Leistungstransistoren (38, 58) und dem Mittelabgriff (54) der Transformator-Primärwicklung (44, 56) eingespeist wird.

5. Halbleiterschalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verminderung der Gegenkopplung bei den Ansteuerungsfeldeffekttranslstoren (40', 60') diejenige der beiden Elektroden Source bzw. Drain, die nicht an der Basis des Leistungstransistors (38', 58') liegt, an einem Abgriff (70, 72) nahe des zugehörigen Endes der Translbrmatorprlmärwlcklung (44', 56') liegt.

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