DE4421249A1

DE4421249A1 - Schaltstromversorgungsgerät mit Snubber-Schaltung

Info

Publication number: DE4421249A1
Application number: DE4421249A
Authority: DE
Inventors: Masahiro Motonobu; Kouichi Ueki
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1993-06-17
Filing date: 1994-06-17
Publication date: 1994-12-22
Anticipated expiration: 2014-06-18
Also published as: DE4421249C2; JPH0767332A; US5548503A

Description

Die Erfindung betrifft Schaltstromversorgungsgeräte (nachfolgend vereinfachend als Schaltnetz teile bezeichnet, des Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps (forward type) oder des Zwei-Tran sistor-Sperrwandlertyps (flyback type), bei denen eine induktive Last wie ein Transformator etc. durch Schaltglieder wie Transistoren oder ähnliches zyklisch mit einer Stromquelle verbunden bzw. von ihr getrennt wird. Genauer betrifft die vorliegende Erfindung eine sogenannte Snubber-Schaltung eines solchen Schaltnetzteils, das heißt eine Überspannungs-Schutzschal tung, die dazu dient, die von der induktiven Last beim Abschalten der Schaltglieder erzeugte elektromotorische Gegenkraft (Gegen-EMK) zu absorbieren.

Ein Schaltnetzteil des Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps oder des Zwei-Transistor-Sperr wandlertyps weist einen Transformator auf und dient dazu, aus einer Gleichstromquelle eine Gleichspannung gewünschter Höhe zu gewinnen. Der Transformator wird mit Hilfe zweier Schaltglieder zyklisch an die Gleichstromquelle angeschlossen bzw. von ihr getrennt, wobei das Schalten mit einem Tastverhältnis erfolgt, das die Ausgangsspannung einer Primärwicklung des Transformators auf einen konstanten Wert bringt. Das Schaltnetzteil ist mit einer Snubber- Schaltung zum Absorbieren der Gegen-EMK versehen, da in letzter Zeit für Schaltanwendungen entwickelte Transistoren eine kurze Abschaltzeit von 0,1 µs aufweisen, die dazu führt, daß von dem eine induktive Last darstellenden Transformator, wenn er durch Abschalten der Transisto ren von der Stromquelle getrennt wird, eine sehr steile Gegen-EMK induziert wird. Die tran siente Überspannung kann die Transistoren beschädigen.

Ein Beispiel eines Schaltnetzteils, das mit einer bekannten Snubber-Schaltung versehen ist, ist in Fig. 7 dargestellt und wird nachfolgend beschrieben.

Fig. 7 zeigt ein Schaltbild eines Schaltnetzteils des Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps, das mit zwei Transistoren 2 und 3 als Schaltgliedern versehen ist, die in der Figur als einpolige Schalter dargestellt sind. Das Schaltnetzteil von Fig. 7 erzeugt aus einer Spannung V_i einer Gleichstromquelle 1 eine vorbestimmte Ausgangsgleichspannung V_o. Leistung wird von der Gleichstromquelle 1 einer Primärwicklung 7a eines Transformators 7 über die Transistoren 2 und 3 zur Spannungstransformation zugeführt. Die Transistoren 2 und 3 werden mit einem Tastverhältnis entsprechend der Ausgangsspannung V_o gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. An eine Sekundärwicklung 7b des Transformators 7, die mit der Primärwicklung 7a phasengleich ist, ist eine Ausgangsschaltung mit einer Diode 8 zur Gleichrichtung der Wechselspannung von Sekundärwicklung 7b, einer Freilaufdiode 9, einer Glättungsdrossel 10 und einem Glättungs kondensator 11 großer Kapazität angeschlossen.

Auf der Seite der Primärwicklung 7a sind Dioden 4 und 5 in einer im einzelnen aus Fig. 7 ersichtlichen Weise zwischen die beiden Enden der Primärwicklung 7a und die beiden Anschlüsse der Gleichstromquelle 1 geschaltet. Die Dioden 4 und 5 dienen dazu, die beim Abschalten der Transistoren 2 und 3 auftretende Gegen-EMK zu absorbieren und rückzugewin nen. Wenn in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt wird, die die Spannung V_i der Gleichstromquelle 1 übersteigt, dann werden die Dioden 4 und 5 leitend, um die Gegen-EMK dadurch zu absorbieren, daß der die Stromquellenspannung übersteigende Teil der Gegen-EMK rückgespeist wird. Die Dioden 4 und 5 können jedoch die schnell ansteigende Gegen-EMK von der Primärwicklung 7a, die nach Abschalten der Transistoren 2 und 3 mit etwa 0,1 µs anzu steigen beginnt, nicht sofort absorbieren, da die Dioden 4 und 5 eine sogenannte Durchlaßver zögerungszeit von 0,5 µs aufweisen, während derer sie noch nicht leiten, obwohl die an ihnen anliegende Spannung schon von der Sperrichtung in die Durchlaßrichtung umgeschaltet ist. Zur Absorbierung der transienten Überspannung ist eine Snubber-Schaltung 6 parallel zur Primär wicklung 7a zwischen die Transistoren 2 und 3 geschaltet. Die Snubber-Schaltung 6 enthält einen Kondensator 61 und einen Widerstand 62. Die Transistoren 2 und 3 können vor einer Beschädigung oder einem Durchbruch geschützt werden, und die Weiterleitung von durch den steilen Anstieg der Gegen-EMK verursachten Störungen zu externen Schaltungen kann unter drückt werden, selbst wenn die Steigung oder der Spitzenwert der von der Primärwicklung 7a erzeugten Gegen-EMK groß ist, indem die Gegen-EMK in der Snubber-Schaltung 6 unmittelbar nach dem Abschalten der Transistoren 2 und 3 absorbiert wird. Dies gelingt durch Einsatz eines Kondensators 61 großer Kapazität und eines Widerstands 62 geringen Widerstandswerts.

Die in Fig. 7 gezeigte Snubber-Schaltung ist jedoch mit einem Einschaltverlust der Transistoren verbunden, da ein Strom durch die Snubber-Schaltung nicht nur dann fließt, wenn die Transi storen ausgeschaltet werden, sondern auch dann, wenn sie eingeschaltet werden. Bei der in Fig. 7 gezeigten Schaltung entsteht, wenn die Transistoren 2 und 3 gleichzeitig eingeschaltet werden, ein geschlossener Kreis zwischen den Anschlüssen der Stromquelle 1 über den Transi stor 2, den Kondensator 61, den Widerstand 62 und den Transistor 3. Durch diesen geschlos senen Stromkreis fließt ein großer transienter Strom, der nur durch den Widerstand 62 begrenzt wird und einen Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verursacht. Dieser transiente Strom ist ein Ladestrom für den Kondensator 61 der Snubber-Schaltung 6, der durch Einsatz eines Kondensators 61 kleiner Kapazität und eines Widerstands 62 großen Widerstandswerts verringert wird. Diese Möglichkeiten zur Verringerung des transienten Stroms sind jedoch begrenzt, da die Verringerung dieses transienten Stroms, die Fähigkeit der Snubber-Schaltung 6, die Gegen-EMK zu absorbieren, verschlechtert.

Wenn die Transistoren 2 und 3 abgeschaltet werden, wird die in der Primärwicklung 7a erzeugte Gegen-EMK von der Snubber-Schaltung 6 absorbiert, wobei in der Streuinduktivität der Primärwicklung 7a und der Verdrahtungsinduktivität enthaltene Energie durch Aufladen des Kondensators 61 gespeichert wird und die gespeicherte Energie des Kondensators 61 während der Abschaltperiode der Transistoren 2 und 3 im Widerstand 62 verbraucht wird. Der Wider stand 62 ist also dazu vorgesehen, die in dem Kondensator 61 gespeicherte Energie als Folge des Ladens und Entladens des Kondensators 61 zu verbrauchen. Die Energie, die bei jedem Lade/Entladezyklus verbraucht werden sollte, ist proportional der Kapazität des Kondensators 61 und dem Quadrat der Ladespannung. Zur Verbesserung der Fähigkeiten der Snubber-Schal tung sollte die Kapazität des Kondensators erhöht werden, womit die im Widerstand 62 zu ver brauchende Energie zunimmt. Da der zuvor erwähnte Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 und der Leistungsverlust im Widerstand 62 proportional zur Ein-Aus-Schaltfrequenz der Transi storen 2 und 3 zunehmen, bewirkt ein Anstieg der Schaltfrequenz der Transistoren 2 und 3 einen Anstieg dieser beiden Verluste, was mit einer Erhöhung der Temperatur des Widerstands 62 verbunden ist. Deshalb eignet sich die bekannte Snubber-Schaltung nicht für hochfrequen tes Schalten.

Unter Berücksichtigung des Voranstehenden besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Snubber-Schaltung für ein Schaltstromversorgungsgerät bzw. ein eine solche Snubber-Schaltung enthaltendes Schaltstromversorgungsgerät so auszubilden, daß die Abschalt- und Einschaltverluste in den Schaltgliedern vermieden werden und eine Erhöhung der Schaltfrequenz ermöglicht wird.

Diese Aufgabe wird durch eine Snubber-Schaltung gemäß Patentanspruch 1 bzw. Patentanspruch 2 bzw. ein Schaltstromversorgungsgerät gemäß den Patentansprüchen 5 und 6 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.

Da in der Snubber-Schaltung des Schaltnetzteils nach Anspruch 1, die zu den Schaltgliedern parallel geschaltet ist, durch Absorbieren der in der induktiven Last erzeugten Gegen-EMK bereits Energie gespeichert ist, fließt, wenn die Schaltglieder eingeschaltet werden, kein Strom zum Aufladen der Kondensatoren durch die Snubber-Schaltung. Da kein transienter Strom zur Aufladung der Kondensatoren der Snubber-Schaltung durch die Schaltglieder fließt, mit Aus nahme eines Stroms, den die induktive Last während des Einschaltvorgangs der Schaltglieder zieht, wird der Einschaltverlust der Snubber-Schaltung im Vergleich zur bekannten Snubber- Schaltung verringert. Wenn die Schaltglieder ausgeschaltet werden, wird die Snubber-Schal tung leitend, absorbiert die von der induktiven Last erzeugte Gegen-EMK und speichert die Energie der Streuinduktivität und der Verdrahtungsinduktivität in Form einer Ladespannung in den Kondensatoren. Während des Abschaltens der Schaltglieder werden die beiden Kondensa toren zur Spannungsrückgewinnung entladen, bis ihre Spannung die Stromquellenspannung erreicht. Die in den Kondensatoren gespeicherte Energie entsprechend der Stromquellenspan nung wird zur Rückgewinnung entladen, wenn die Schaltglieder den nächsten Einschaltvorgang beginnen. Da es nötig ist, die EMK in der Snubber-Schaltung zur Energierückspeisung an die Stromquelle über die Stromquellenspannung hinaus zu erhöhen, ist eine Spannungsgenerator einrichtung für die Snubber-Schaltung vorgesehen, die einen Spannungsüberschuß über die Ladespannung der Kondensatoren erzeugt. Die Spannung der Spannungsgeneratoreinrichtung ist so gewählt, daß die Summe der Spannung der Spannungsgeneratoreinrichtung und der Ladespannung der Kondensatoren die Stromquellenspannung übersteigt. Daher werden die Kondensatoren zur Rückspeisung von in ihnen gespeicherter Energie an die Stromquelle wäh rend der Einschaltphase der Schaltglieder entladen.

Bei der Ausführungsform nach Anspruch 2, wo die Verbindungs-Trenn-Anordnung gleichzeitig mit den Schaltgliedern ein- und ausgeschaltet wird, wird die in den Kondensatoren in Form der Ladespannung gespeicherte Energie der Streuinduktivität und der Verdrahtungsinduktivität zur Energierückgewinnung über die Verbindungs-Trenn-Anordnung entladen, wenn die Schaltglie der das nächste Mal eingeschaltet werden. Da die Kondensatoren auf eine Spannung etwa gleich der Stromquellenspannung aufgeladen werden und die EMK der Snubber-Schaltung um eine Resonanzspannung zwischen den Kondensatoren und der Snubber-Drossel höher wird als die Stromquellenspannung, werden die Kondensatoren während der Einschaltphase der Transi storen entladen und die in ihnen gespeicherte Energie wird in die Stromquelle rückgespeist.

Die Erfindung wird nachfolgend an Hand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die beilie genden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines Schaltnetzteils gemäß der vor liegenden Erfindung,

Fig. 2 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schaltnetzteils von Fig. 1,

Fig. 3 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schaltnetzteils von Fig. 3,

Fig. 5 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform eines Schaltnetzteils gemäß der vorlie genden Erfindung,

Fig. 6 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform eines Schaltnetzteils gemäß der vorlie genden Erfindung, und

Fig. 7 ein Schaltbild eines Schaltnetzteils nach dem Stand der Technik.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils eines Zwei-Transistor- Durchflußwandlertyps gemäß der vorliegenden Erfindung. Gleiche Teile in den Fig. 1 und 7 sind mit denselben Bezugszahlen bezeichnet und werden an dieser Stelle nicht noch einmal erläutert. Das Schaltnetzteil von Fig. 1 unterscheidet sich von dem Schaltnetzteil nach Fig. 7 darin, daß dem Transistor 2 ein Snubber-Schalter mit einem Kondensator 15 und einer Diode 13 und dem Transistor 3 eine Snubber-Schaltung mit einem Kondensator 16 und einer Diode 14 jeweils parallel geschaltet sind. Die Dioden 13 und 14 sind so gepolt, daß ein von der Gegen- EMK, die in der Primärwicklung 7a des Transformators 7 erzeugt wird, wenn die Transistoren 2 und 3 abgeschaltet werden, verursachter Strom in die Kondensatoren 15 und 16 fließt. Das Schaltnetzteil von Fig. 1 unterscheidet sich von demjenigen von Fig. 7 außerdem darin, daß eine Reihenschaltung aus einer Hilfswicklung 7c des Transformators 7, einer Diode 17 und einer Snubber-Drossel 18 zur Unterdrückung regenerativen Stroms zwischen die Verbindungs punkte zwischen Kondensator 15 und Diode 13 einerseits und Kondensator 16 und Diode 14 andererseits geschaltet ist.

Die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 1 soll unter Bezug auf Fig. 2 beschrieben wer den, die Wellenformen an Hauptteilen des Schaltnetzteils von Fig. 1 darstellt.

Da die Transistoren 2 und 3 gesperrt sind, wenn die Stromquelle 1 an das Schaltnetzteil ange schlossen wird, lädt ein zwischen dem positiven und dem negativen Anschluß der Stromquelle 1 über den Kondensator 15, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und den Kon densator 16 fließender Strom die Kondensatoren 15 und 16 auf.

Da die Kondensatoren 15 und 16 bereits aufgeladen sind, wenn die Transistoren 2 und 3 zum Zeitpunkt t1 ein Einschaltsignal erhalten, wie in Fig. 2(a) gezeigt, fließt kein Strom durch die Snubber-Schaltung, wodurch der Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verringert wird. Fig. 2(b) zeigt einen Strom Il, der über die Kondensatoren 15 und 16 durch den Transformator 7 fließt. Fig. 2(c) zeigt einen Strom Ic durch den Kondensator 15 stellvertretend für die Ströme durch die Kondensatoren 15 und 16. Wenn aufgrund eines Einschaltvorgangs der Transistoren 2 und 3 ein Strom durch die Primärwicklung 7a zu fließen beginnt, fließt von dem Kondensator 15 ein Rückgewinnungsstrom in entgegengesetzter Richtung zum Ladestrom, und zwar fließt dieser Rückgewinnungsstrom vom Kondensator 16 über die Diode 17, die Hilfswicklung 7c und die Snubber-Drossel 18. Der Rückgewinnungsstrom entlädt die Kondensatoren 15 und 16 und speist in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie in die Stromquelle 1 zurück.

Zum Zeitpunkt t2 in Fig. 2, wenn sich das Steuersignal den Transistoren 2 und 3 von EIN zu AUS ändert, werden die Transistoren 2 und 3 ausgeschaltet, und der durch die Primärwicklung 7a des Transformators 7 fließende Strom Il fällt rasch zurück, wie in Fig. 2(b) gezeigt. Als Reaktion darauf wird in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt die Dioden 13 und 14 werden leitend und ein Ladestrom fließt über die Diode 13, die Primärwicklung 7a und die Diode 14 zu den Kondensatoren 15 und 16, um diese aufzuladen, wie in Fig. 2(c) gezeigt. Durch das Aufladen der Kondensatoren 15 und 16 wird die Energie von der Streuinduktivität der Primärwicklung 7a und der Verdrahtungsinduktivität auf die Kondensatoren übertragen und in diesen in Form einer Ladespannung gespeichert. Da die Ladespannung der Kondensatoren 15 und 16 in Sperrichtung an den Dioden 13 und 14 anliegt, behalten die Kondensatoren 15 und 16 die absorbierte Energie während der Abschaltphase der Transistoren 2 und 3, ohne entladen zu werden. Da die Snubber-Schaltung der Ausführungsform von Fig. 1 keinerlei dem Wider stand 62 von Fig. 7 entsprechende Elemente enthält, ist die Zeitkonstante der Absorption der Gegen-EMK so gering, daß die Gegen-EMK kurz nach ihrer Erzeugung in den Kondensatoren 15 und 16 absorbiert ist. Fig. 2(d) zeigt eine an den Transistoren 2 oder 3 anliegende Spannung E. Wie aus Fig. 2(d) ersichtlich, erreicht die Spannung E (nahezu gleich V_i) eine Schaltungsspan nung, nachdem die Absorption der Gegen-EMK in der Snubber-Schaltung vorüber ist, ohne als Antwort auf den Abschaltvorgang der Transistoren 2 und 3 steil anzusteigen. Damit wird voll kommen verhindert, daß die Transistoren 2 und 3 einer transienten Überspannung ausgesetzt werden.

Die Hilfswicklung 7c des Transformators 1 in Fig. 1 erzeugt eine Spannung in Phase mit der Primärwicklung 7a. Die Diode 17 ist so gepolt, daß sie einen Stromfluß von der Stromquelle 1 verhindert. Die Hilfswicklung 7c liegt in Reihe mit den Kondensatoren 15 und 16. Wenn die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet werden, wird in der Hilfswicklung 7c eine Spannung in einer solchen Richtung induziert, daß sie sich zur Ladespannung der Kondensatoren 15 und 16 addiert. Da die Hilfswicklung 7c so ausgelegt ist, daß die Summe ihrer Spannung und der Lade spannung der Kondensatoren 15 und 16 die Stromquellenspannung V_i übersteigt, fließt zu dem Zeitpunkt, wo gemäß Darstellung in Fig. 2(b) ein Strom durch die Primärwicklung 7a zu fließen beginnt, der Rückgewinnungsstrom in entgegengesetzter Richtung zum Ladestrom der Konden satoren 15 und 16, wie in Fig. 2(c) gezeigt ist. Die Kondensatoren 15 und 16 werden durch diesen Rückgewinnungsstrom entladen, und die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie wird zur Stromquelle 1 zurückgespeist. Es ist günstig, die von der Hilfswicklung 7c erzeugte Spannung um einen gewissen Sicherheitsabstand höher einzustellen, damit die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie vollständig zurückgewonnen wird. Deshalb fließt ein geringer Strom durch die Primärwicklung 7a, den Transformator 7 und die Hilfswick lung 7c zur Stromquelle 1. Der kleine transiente Strom ist in dem Strom Il der Primärwicklung 7a in einem frühen Stadium des Stroms Il enthalten, was einen geringen Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verursacht, der jedoch vernachlässigbar ist. Die Snubber-Drossel 18, die mit der Hilfswicklung 7c in Reihe geschaltet ist, dämpft die Steilheit des Anstiegs des transien ten Stroms.

Wenn die Transistoren 2 und 3 ausgeschaltet werden, wird die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie nicht zur Stromquelle 1 zurückgespeist, da die in der Hilfswicklung 7c des Transformators 7 induzierte Spannung der Ladespannung der Kondensatoren 15 und 16 entgegengerichtet ist. Da jedoch die in der Primärwicklung 7a erzeugt Gegen-EMK die Strom quellenspannung V_i übersteigt, wenn die an den Transistoren 2 und 3 anliegende Spannung E die Stromquellenspannung V_i erreicht, wie in Fig. 2(d) gezeigt, wird eine Energierückspeisung durch den Leitzustand der Dioden 4 und 5 eingeleitet. Die Dioden 4 und 5 werden zu einem Zeitpunkt t₃ nicht-leitend, zu dem die in der Primärwicklung 7a erzeugte Gegen-EMK unter die Stromquellenspannung V_i abfällt, womit die Energierückspeisung durch die Dioden 4 und 5 beendet wird. Da in diesem Moment Energie entsprechend der Stromquellenspannung V_i in den Kondensatoren 15 und 16 gespeichert ist und die Summe der Spannungen der Kondensatoren 15 und 16 2 V_i beträgt, fließt ein Rückgewinnungsstrom über den Kondensator 16, die Diode 17, die Hilfswicklung 7c, die Snubber-Drossel 18 und den Kondensator 15 zur Stromquelle 1. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet werden, nachdem die an den Transistoren 2 und 3 anliegende Spannung unter ½ V_i abgefallen ist.

Fig. 3 ist ein Schaltbild, das eine andere Ausführungsform eines Schaltnetzteils des Zwei-Tran sistor-Durchlaßwandlertyps gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. In Fig. 3 sind solche Teile, die Teilen in Fig. 1 gleichen, mit denselben Bezugszahlen versehen und werden nicht noch einmal beschrieben.

Bei der anhand von Fig. 1 beschriebenen ersten Ausführungsform wird eine Spannung positiver Polarität in der Hilfswicklung 7c des Transformators 7 erzeugt, wenn die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet werden. Die positive Spannung verursacht einen zirkulierenden Strom, der von der Hilfswicklung 7c über die Snubber-Drossel 18, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und die Diode 17 zurück zur Hilfswicklung 7c fließt. Dieser zirkulierende Strom verur sacht eine Zunahme des Verlusts in den Transistoren 2 und 3, wenn diese eingeschaltet sind. Das Schaltnetzteil von Fig. 3 vermeidet diese Verlustzunahme dadurch, daß die Hilfswicklung 7c des Transformators 7 durch einen Transistor 21 ersetzt ist, der gleichzeitig mit den Transi storen 2 und 3 ein- und ausgeschaltet wird.

Die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 3 soll unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert werden, die Wellenformen an Hauptteilen des Schaltnetzteiles von Fig. 3 darstellt.

Da sich die Transistoren 2 und 3 im Sperrzustand befinden, wenn die Stromquelle an das Schaltnetzteil angeschlossen wird, werden die Kondensatoren 15 und 16 von einem Ladestrom aufgeladen, der von dem positiven Anschluß der Stromquelle 1 über den Kondensator 15, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und den Kondensator 16 zum negativen Anschluß der Stromquelle 1 fließt.

Da die Kondensatoren 15 und 16 bereits geladen sind, wenn die Transistoren 2 und 3 zum Zeitpunkt t1 ein Einschaltsignal zum Einschalten der Transistoren 2 und 3 erhalten, wie in Fig. 4(a) gezeigt, fließt kein Strom durch die Snubber-Schaltung, womit der Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 in ähnlicher Weise verringert wird, wie dies bei der ersten Ausführungs form der Fall ist. Bei der zweiten Ausführungsform wird zu diesem Zeitpunkt zugleich der Tran sistor 21 eingeschaltet, und die Energie der Streuinduktivität und der Verdrahtungsinduktivität, die in den Kondensatoren 15 und 16 in der Form der Ladespannung gespeichert ist, wird zur Stromquelle 1 zurückgespeist, wie nachfolgend erläutert.

Zu einem Zeitpunkt t2 in Fig. 4(a), wenn das Steuersignal an den Transistoren 2 und 3 zu AUS geändert wird und die Transistoren 2 und 3 ausgeschaltet werden, fällt der durch die Primär wicklung 7a des Transformators 7 fließende Strom Il rasch ab, wie in Fig. 2(b) gezeigt. Als Reaktion darauf wird in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt. Zur gleichen Zeit wird der Transistor 21 abgeschaltet, wie in Fig. 4(e) gezeigt, und die Kondensatoren 15 und 16 werden auf eine Spannung E aufgeladen, die nahezu gleich der Stromquellenspannung V_i ist, und zwar über einen die Diode 13, die Primärwicklung 7a und die Diode 14 zwischen den Kon densatoren 15 und 16 enthaltenden Strompfad, wie in den Fig. 4(c) und 4(f) gezeigt. Durch das Aufladen der Kondensatoren 15 und 16 wird Energie von der Streuinduktivität der Primär wicklung 7a und der Verdrahtungsinduktivität auf die Kondensatoren 15 und 16 übertragen und in ihnen in Form der Ladespannung gespeichert. Die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie wird in den Kondensatoren zurückgehalten, während die Transistoren 2, 3 und 21 ausgeschaltet sind, und zur Energierückspeisung entladen, wenn die Transistoren 2, 3 und 21 zum Zeitpunkt t4 eingeschaltet werden. Da die Kondensatoren 15 und 16 auf die Spannung E nahezu gleich der Stromquellenspannung V_i aufgeladen sind und da die EMK der Snubber-Schaltung um eine Resonanzspannung zwischen den Kondensatoren 15, 16 und der Snubber-Drossel 18 höher wird als die Stromquellenspannung, werden die Kondensatoren 15 und 16 entladen, während die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet sind, und die in den Konden satoren 15 und 16 gespeicherte Energie wird zur Stromquelle 1 zurückgespeist.

Da die Hilfswicklung 7c in Fig. 1 bei der zweiten Ausführungsform durch den Transistor 21 ersetzt ist, vermeidet die zweite Ausführungsform den Verlust durch den zirkulierenden Strom, der andernfalls von der Hilfswicklung 7c über die Snubber-Drossel 18 , die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und die Diode 17 zurück zur Hilfswicklung 7c fließen würde.

Die Diode 17 ist für die Ausführungsform von Fig. 3 nicht immer unverzichtbar, da der Transi stor 21 abgeschaltet wird, wenn die Transistoren 2 und 3 abgeschaltet werden. Die Diode 17 kann jedoch dafür wirksam sein, zu verhindern, daß die Snubber-Schaltung leitend wird, wenn eine Zeitnacheilung zwischen den Ein-Ausschaltvorgängen des Transistors 21 und der Transi storen 2 und 3 besteht.

Die Fig. 5 und 6 sind Schaltbilder, die noch andere Ausführungsformen des Zwei-Transistor- Durchflußwandlertyps des Schaltnetzteils darstellen, wobei gleiche Teile wie in Fig. 1 mit den selben Bezugszahlen bezeichnet und nicht noch einmal erläutert sind. Die Ausführungsform der Fig. 5 oder 6 ist mit n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren 19 und 20 anstelle der Kondensatoren 15 und 16 versehen. Der Drainanschluß des MOS-FET 19 ist mit dem positiven Anschluß der Stromquelle 1 verbunden, während Source und Gate zusammengeschlossen und mit der Anode der Diode 13 verbunden sind. Der Drainanschluß des MOS-FET 20 ist mit der Kathode der Diode 14 verbunden, während Source und Gate zusammengeschlossen und mit dem negativen Anschluß der Stromquelle 1 verbunden sind. Die Drain-Source-Ausgangskapazität Coss und die Drain-Gate-Rückkopplungskapazität Crss der MOS-FETs 19 und 20 betragen etwa 3000 pF, wenn ihre Drain-Source-Spannung 0 Volt ist, und nehmen mit einer Zunahme der Drain-Source- Spannung ab. Die Kapazität Coss nimmt auf etwa 250 pF und die Kapazität Crss auf etwa 100 pF ab, wenn die Drain-Source-Spannung 30 V beträgt. Die Ausführungsformen der Fig. 5 und 6 benutzen diese Spannungsabhängigkeit der Kapazitäten Coss und Crss der MOS-FETs 19 und 20, daß also die Kapazitäten Coss und Crss groß sind, wenn die Drain-Source-Spannung nied rig ist, und klein sind, wenn diese Spannung hoch ist.

Wie aus den Fig. 5 und 6 ersichtlich, stimmt die Ausführungsform von Fig. 5 im übrigen mit derjenigen von Fig. 1 und diejenige von Fig. 6 mit derjenigen von Fig. 3 überein.

Da die Arbeitsweise des Schaltnetzteiles von Fig. 5 oder 6 nahezu gleich derjenigen von Fig. 1 bzw. Fig. 3 ist, kann sich die nachfolgende Erläuterung auf die Wirkung der MOS-FETs 19 und 20 beschränken, die von der Drain-Source-Spannung abhängt wenn die Transistoren 2 und 3 vom Zustand EIN zum Zustand AUS geschaltet werden.

In Fig. 5 oder 6 beträgt die zwischen Drain und Source der MOS-FETs 19 und 20 anliegende Spannung 0 Volt, wenn die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet sind, und die Kapazitäten Coss und Crss der MOS-FETs sind groß. Als Folge des Abschaltens der Transistoren 2 und 3 wird in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt, und ein Ladestrom fließt über die Dioden 4 und 5 zu den MOS-FETs 19 und 20. Da die in den MOS-FETs 19 und 20 gespeicherte Energie (Drain-Source-Spannung) sich durch Teilen des Ladestroms durch die Kondensatorkapazität errechnet und da die Kondensatorkapazität bei den Ausführungsformen groß ist, steigt die Drain-Source-Spannung längs einer Kurve, die unter einer geraden Linie liegt, längs der die Drain-Source-Spannung ansteigt, wenn ein normaler Kondensator konstanter Kapazität geladen wird. Daher kann der Abschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verringert werden.

Beispielhaft beschrieben wurden Schaltstromversorgungsgeräte, bei dem die Primärwicklung 7a eines Transformators 7 über einen ersten und einen zweiten Transistor 2, 3 zyklisch an eine Gleichstromquelle 1 anschließbar bzw. von ihr trennbar ist. Eine Snubber-Schaltung verhindert, daß beim Ausschalten der Transistoren an diesen eine Überspannung auftritt. Die Snubber- Schaltung umfaßt parallel zum ersten Transistor 2 eine erste Reihenschaltung aus einer ersten Kapazität 15, 19 und einer ersten Diode 13, und parallel zum zweiten Transistor 3 eine zweite Reihenschaltung aus einer zweiten Kapazität 16, 20 und einer zweiten Diode 14, sowie eine dritte Reihenschaltung auf, die zwischen dem Verbindungspunkt von Kapazität 15, 19 und Diode 13 der ersten Reihenschaltung und dem Verbindungspunkt von Kapazität 16, 20 und Diode 14 der zweiten Reihenschaltung eine Hilfswicklung 7c des Transformators 7, eine Drossel 18 und eine dritte Diode 17 enthält. Die beim Abschalten der Transistoren in der Primärwicklung induzierte Gegen-EMK wird in den Kapazitäten gespeichert. Beim Einschalten der Transistoren erzeugt die Hilfswicklung 7c eine sich zur Ladespannung der Kapazitäten addierende Zusatzspannung. Dadurch werden die Kapazitäten während der Abschaltdauer und beim nachfolgenden Einschaltvorgang entladen, und die zuvor gespeicherte Energie wird zur Stromquelle zurückgespeist. Anstelle der Hilfswicklung 7c kann die dritte Reihenschaltung ein weiteres Schaltglied 21 enthalten, das gleichzeitig mit den beiden Transistoren ein- und ausge schaltet wird.

Obwohl voranstehend Ausführungsformen der Erfindung in bezug auf ein Schaltnetzteil des Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps beschrieben wurden, können die Snubber-Schaltungen der vorliegenden Erfindung ebenso bei Schaltnetzteilen des Zwei-Transistor-Sperrwandlertyps verwendet werden. Im übrigen sei daran erinnert, daß der Begriff "Schaltnetzteil" hier vereinfa chend für ein Schaltstromversorgungsgerät, das also nicht notwendigerweise mit einem Netz verbunden zu sein braucht, verwendet wurde.

Wie voranstehend beschrieben, wird gemäß der vorliegenden Erfindung der Einschaltverlust der Schaltglieder verringert, da ein Strom von den Schaltgliedern nicht durch die Snubber- Schaltung fließt, wenn die Schaltglieder eingeschaltet werden. Der Leistungsverbrauch in der Snubber-Schaltung ist verringert, und die Energie wird wirkungsvoll ausgenutzt, da in der Snubber-Schaltung bei der Absorption der Gegen-EMK von der induktiven Last beim Ausschalten der Schaltglieder gespeicherte Energie während der nächsten Ausschaltperiode und des Einschaltvorgangs der Schaltglieder zurückgewonnen wird. An die Schaltglieder wird keine transiente Überspannung angelegt wenn sie abgeschaltet werden, da die Gegen-EMK schneller absorbiert wird, indem zum Absorbieren der Gegen-EMK mit Kondensatoren verbundene Widerstände vermieden werden.

Claims

1. Snubber-Schaltung eines Schaltstromversorgungsgeräts, das von einer induktiven Last (7a, 7), die mittels zweier Schaltglieder (2, 3) zyklisch mit einer Gleichstromquelle (1) ver bunden bzw. von ihr getrennt wird, eine gleichgerichtete Ausgangsleistung gewinnt, wobei die Snubber-Schaltung zum Absorbieren einer beim Abschalten der Schaltglieder erzeugten Gegen- EMK, umfaßt:
zwei Paare aus je einer Kapazität (15, 16; 19, 20) und einer Diode (13, 14), die zu den Schaltgliedern (2, 3) parallel geschaltet sind, und
eine Reihenschaltung ferner umfassend die Kapazitäten, die auf den Seiten der Gleich stromquelle (1) angeschlossen sind, eine Spannungsgeneratoreinrichtung (7c, 7), die zwischen die Verbindungspunkte der Kapazität und der Diode geschaltet und elektromagnetisch mit der induktiven Last gekoppelt ist, um zur Aufladespannung der Kapazitäten während der Einschalt periode der Schaltglieder eine Zusatzspannung zu erzeugen, und eine Diode (17), die mit der Spannungsgeneratoreinrichtung verbunden und so gepolt ist, daß sie einen Stromfluß durch die Reihenschaltung während der Ausschaltperiode der Schaltglieder verhindert.

2. Snubber-Schaltung eines Schaltstromversorgungsgeräts, das von einer induktiven Last (7a, 7), die mittels zweier Schaltglieder (2, 3) zyklisch mit einer Gleichstromquelle (1) ver bunden bzw. von ihr getrennt wird, eine gleichgerichtete Ausgangsleistung gewinnt, wobei die Snubber-Schaltung zum Absorbieren einer beim Abschalten der Schaltglieder erzeugten Gegen- EMK, umfaßt:
zwei Paare aus je einer Kapazität (15, 16; 19, 20) und einer Diode (13, 14), die zu den Schaltgliedern (2, 3) parallel geschaltet sind, und
eine Reihenschaltung ferner umfassend die Kapazitäten, die auf den Seiten der Gleich stromquelle (1) angeschlossen sind, eine Snubber-Drossel (18), die zwischen die Verbindungs punkte der Kapazität und der Diode geschaltet ist, und eine Verbindungs-Trenn-Einrichtung (21), die mit der Snubber-Drossel (18) verbunden ist und gleichzeitig mit den Schaltgliedern (2, 3) ein- und ausgeschaltet wird.

3. Snubber-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die induktive Last die Primärwicklung (7a) eines Transformators (7) und die Spannungsgeneratoreinrichtung eine Hilfswicklung (7c) des Transformators (7) zur Induktion einer Spannung in gleicher Rich tung wie die der Primärwicklung umfaßt.

4. Snubber-Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn zeichnet, daß die Kapazitäten (19, 20) MOS-Feldeffekttransistoren umfassen.

5. Schaltstromversorgungsgerät, umfassend
Eingangsanschlüsse zum Anschluß einer Gleichspannungsquelle (1),
ein erstes und ein zweites Schaltglied (2, 3),
eine Steuereinrichtung zur Steuerung der Schaltglieder (2, 3) derart, daß beide Schalt glieder gleichzeitig zyklisch ein- und ausgeschaltet werden,
eine über das erste und das zweite Schaltglied (2, 3) an die Eingangsanschlüsse anschließbare und von ihnen trennbare induktive Last (7, 7a), und
eine Snubber-Schaltung zum Verhindern einer beim Ausschalten der Schaltglieder an diesen auftretenden Überspannung, wobei die Snubber-Schaltung umfaßt:
eine erste Reihenschaltung aus einer ersten Kapazität (15, 19) und einem ersten, eine Diodenkennlinie aufweisenden Bauelement (13), die parallel zum ersten Schaltglied (2) geschal tet ist, wobei die erste Kapazität mit einem dem einen Eingangsanschluß zugewandten Anschluß des ersten Schaltglieds (2) verbunden ist,
eine zweite Reihenschaltung aus einer zweiten Kapazität (16, 20) und einem zweiten, eine Diodenkennlinie aufweisenden Bauelement (14), die parallel zum zweiten Schaltglied (3) geschaltet ist, wobei die zweite Kapazität mit einem dem anderen Eingangsanschluß zugewand ten Anschluß des zweiten Schaltglieds (3) verbunden ist, und
eine dritte Reihenschaltung aus einer Spannungsgeneratoreinrichtung (7, 7c) und einem dritten, eine Diodenkennlinie aufweisenden Bauelement (17) zwischen dem Verbin dungspunkt von Kapazität (15, 19) und Bauelement (13) der ersten Reihenschaltung und dem Verbindungspunkt von Kapazität (16, 20) und Bauelement (14) der zweiten Reihenschaltung,
wobei die Spannungsgeneratoreinrichtung (7, 7c) so ausgebildet ist, daß sie während der Einschaltperiode der Schaltglieder (2, 3) eine sich zur Ladespannung der Kapazitäten addie rende Zusatzspannung erzeugt, und das dritte Bauelement (17) mit Diodenkennlinie so gepolt ist, daß es einen Stromfluß durch die dritte Reihenschaltung während der Ausschaltperiode der Schaltglieder (2, 3) verhindert.

6. Schaltstromversorgungsgerät, umfassend
Eingangsanschlüsse zum Anschluß einer Gleichspannungsquelle (1),
ein erstes und ein zweites Schaltglied (2, 3),
eine Steuereinrichtung zur Steuerung der Schaltglieder (2, 3) derart, daß beide Schalt glieder gleichzeitig zyklisch ein- und ausgeschaltet werden,
eine über das erste und das zweite Schaltglied (2, 3) an die Eingangsanschlüsse anschließbare und von ihnen trennbare induktive Last (7, 7a), und
eine Snubber-Schaltung zum Verhindern einer beim Ausschalten der Schaltglieder an diesen auftretenden Überspannung, wobei die Snubber-Schaltung umfaßt:
eine erste Reihenschaltung aus einer ersten Kapazität (15, 19) und einem ersten, eine Diodenkennlinie aufweisenden Bauelement (13), die parallel zum ersten Schaltglied (2) geschal tet ist, wobei die erste Kapazität mit einem dem einen Eingangsanschluß zugewandten Anschluß des ersten Schaltglieds (2) verbunden ist,
eine zweite Reihenschaltung aus einer zweiten Kapazität (16, 20) und einem zweiten, eine Diodenkennlinie aufweisenden Bauelement (14), die parallel zum zweiten Schaltglied (3) geschaltet ist, wobei die zweite Kapazität mit einem dem anderen Eingangsanschluß zugewand ten Anschluß des zweiten Schaltglieds (3) verbunden ist, und
eine dritte Reihenschaltung aus einer Drossel (18) und einem gleichzeitig mit den bei den Schaltgliedern (2, 3) ein- und ausgeschalteten weiteren Schaltglied (21) zwischen dem Verbindungspunkt von Kapazität (15, 19) und Bauelement (13) der ersten Reihenschaltung und dem Verbindungspunkt von Kapazität (16, 20) und Bauelement (14) der zweiten Reihenschal tung.

7. Schaltstromversorgungsgerät nach einem der Ansprüche 5 oder 6, bei dem die induktive Last die Primärwicklung (7a) eines Transformators (7) ist, deren einer Anschluß über das erste Schaltglied (2) mit dem einen und über eine Diode (5) mit dem anderen Eingangsan schluß verbunden ist, während ihr anderer Anschluß über eine Diode (4) mit dem einen und über das zweite Schaltglied (3) mit dem anderen Eingangsanschluß verbunden ist.

8. Schaltstromversorgungsgerät nach den Ansprüchen 5 und 7, bei dem die Span nungsgeneratoreinrichtung eine Hilfswicklung (7c) des Transformators (7) ist.

9. Schaltstromversorgungsgerät nach Anspruch 5 oder den Ansprüchen 5 und 7, bei dem die dritte Reihenschaltung eine Drossel (18) enthält.