JPH0767332A - スイッチング電源のスナバ回路 - Google Patents

スイッチング電源のスナバ回路

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JPH0767332A
JPH0767332A JP5271077A JP27107793A JPH0767332A JP H0767332 A JPH0767332 A JP H0767332A JP 5271077 A JP5271077 A JP 5271077A JP 27107793 A JP27107793 A JP 27107793A JP H0767332 A JPH0767332 A JP H0767332A
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power supply
capacitor
switching
snubber circuit
capacitors
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JP5271077A
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Masahiro Motonobu
昌弘 元信
Koichi Ueki
浩一 植木
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Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】スイッチング手段におけるターンオンおよびタ
ーンオフ損失を低減するとともに、スナバ回路内の電力
損失をなくしてスイッチング周波数を高めることができ
るようにする。 【構成】直流電源１に変圧器７の一次コイル７ａととも
に、直列接続されたトランジスタ２，３を周期的に開閉
することにより、変圧器７の二次コイル７ｂ側に整流さ
れた所定の直流出力を得るスイッチング電源であって、
トランジスタ２および３にそれぞれコンデンサ１５，１
６とダイオード１３，１４からなり、そのコンデンサ１
５，１６が直流電源１の端子側に接続されたスナバ回路
を設け、このスナバ回路のコンデンサ１５，１６とダイ
オード１３，１４の接続点間にダイオード１７，変圧器
７の補助コイル７ｃ，スナバリアクトル１８の直列回路
を挿入し、トランジスタ２，３のオフ動作により一次コ
イル７ａに発生する逆起電力をコンデンサ１５，１６に
蓄積し、そのトランジスタ２，３のオフ動作期間中およ
びオン動作時にコンデンサ１５，１６を放電させて、そ
の中に蓄積されたエネルギーを電源１に回生させる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば２石フォワード
方式あるいは２石フライバック方式のスイッチング電源
において、変圧器等の誘導性負荷をトランジスタ等のス
イッチング手段により周期的に開閉する際に、誘導性負
荷からスイッチング手段のオフ動作時に発生する逆起電
力を吸収するためのスナバ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】２石フォワード方式あるいは２石フライ
バック方式のスイッチング電源においては、直流電源の
特定の電圧値から所望の電圧値をもつ整流された直流出
力を得るために回路内に変圧器が設けられ、その一次コ
イル出力電圧を一定とするようなデューティ比で２個の
スイッチング手段によって周期的に開閉制御される。し
かし、スイッチング手段としての最近のトランジスタの
オフ動作時間は０．１μｓ程度と非常に短いので、変圧
器がトランジスタのオフ動作によって開操作されたと
き、非常に波頭峻度の高い逆起電力が誘導性負荷から発
生され、この過電圧によってトランジスタが損傷を受け
るおそれがあるので、スナバ回路を組み込んで逆起電力
を吸収してやらなければならない。かかるスナバ回路を
組み込んだ従来装置を図７に示す。
【０００３】図７は、スイッチング手段として２個のト
ランジスタ２，３（図では単極スイッチで示す）を備え
た２石フォワード方式のスイッチング電源回路を示す。
図７において、直流電源１のもつ電圧Ｖｉから所望の直
流出力電圧Ｖｏがこのスイッチング電源によって作られ
る。電圧変換用の変圧器７の一次コイル７ａは、電源１
から２個のトランジスタ２，３を介して給電されてお
り、これらのトランジスタは出力電圧Ｖｏの値に応じて
所定のデューティ比で同時に開閉操作される。変圧器７
の一次コイル７ａと同相の二次コイル７ｂに接続される
出力回路は、二次コイル７ｂからの交流電圧を整流する
ダイオード８，フライホイーリング用のダイオード９，
平滑用のリアクトル１０および大容量の平滑コンデンサ
１１とからなる。
【０００４】変圧器７の一次コイル７ａ側には、トラン
ジスタ２，３のオフ動作時の逆起電力の吸収と電源への
回生を兼ねたダイオード４，５が、一次コイル７ａの両
端と電源１の両端との間に図示のようにたすき掛け状に
接続されている。これらのダイオード４，５は、一次コ
イル７ａに電源電圧Ｖｉを超える逆起電力が発生したと
き両ダイオード４，５を導通して、電源電圧以上の逆起
電力を電源に回生する形で逆起電力を吸収する。しか
し、これらのダイオード４，５の動作には０．５μｓ程
度のいわゆる順回復時間が必要で、それらに掛かる電圧
が逆方向から順方向に変わってもこの時間後にしか導通
しないから、トランジスタ２，３の０．１μｓ程度のご
く短い時間後に立ち上がる一次コイル７ａからの逆起電
力を直ちに吸収することができない。このため、コンデ
ンサ６１と抵抗６２からなるスナバ回路６が一次コイル
７ａに並列で、かつトランジスタ２，３の間に直列に挿
入されている。トランジスタ２，３のオフ動作の直後
に、一次コイル７ａから発生する逆起電力の峻度や波高
値が高くとも、コンデンサ６１の容量を大きく、そして
抵抗６２の値を小さく選定することにより、逆起電力を
このスナバ回路６に吸収してトランジスタ２，３を損傷
や破壊から守るとともに、逆起電力の高い波頭峻度に基
づく外部回路に与えるノイズを抑制することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが図７に示すス
ナバ回路には、トランジスタのオフ動作時だけでなくオ
ン動作時にも電流が流れてしまい、トランジスタのター
ンオン損失が発生してしまう。すなわち、図７において
トランジスタ２，３が同時にオン動作したとき、電源１
からトランジスタ２，コンデンサ６１，抵抗６２および
トランジスタ３の経路が形成され、抵抗６２によっての
み制限される大電流が過渡的に流れ、トランジスタ２，
３にターンオン損失が発生する。この過渡電流はスナバ
回路６のコンデンサ６１に対する充電電流であり、コン
デンサ６１の容量を小さくして抵抗６２の抵抗値を大き
くすれば減少するが、スナバ回路６の逆起電力の吸収能
力と相反するものであるので、この過渡電流値を小さく
するには限度がある。
【０００６】一方、トランジスタ２，３がオフ動作した
とき、一次コイル７ａに発生した逆起電力がスナバ回路
６により吸収されるが、この際一次コイル７ａの漏れイ
ンダクタンスや配線のインダクタンスのエネルギーはコ
ンデンサ６１を充電する形で蓄積され、コンデンサ６１
に蓄積されたエネルギーはトランジスタ２，３のオフ動
作期間内に抵抗６２で消費される。このように、抵抗６
２はコンデンサ６１の充放電動作に伴ってコンデンサ６
１に蓄積されるエネルギーを消費する役目を果たさねば
ならず、コンデンサ６１の一回の充放電あたりに消費す
べくエネルギーはコンデンサ６１の容量に比例し、充電
電圧の二乗に比例する。スナバ回路としての性能を向上
するにはコンデンサ６１の容量を大きくしなければなら
ず、抵抗６２で消費すべきエネルギー値がかなり高くな
る。さらに、前記トランジスタ２，３に生じるターンオ
ン損失および抵抗６２に生じる電力損失は、トランジス
タ２，３の開閉動作の周波数に比例して増加することか
ら、トランジスタ２，３のスイッチング周波数を上げて
回路の性能を上げようとすると両損失が増えてしまい、
抵抗６２の温度上昇を招くことからスイッチング周波数
を上げることができないという欠点を有している。
【０００７】そこで、本発明の目的は、前述した従来装
置の欠点を除去し、スイッチング手段におけるターンオ
ンおよびターンオフ損失をなくして、スイッチング周波
数を高くすることが可能なスイッチング電源のスナバ回
路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前述した目的を達成する
ため本発明は、直流電源から給電される２個のスイッチ
ング手段により、周期的に開閉される誘導性負荷から整
流された直流電源を得るスイッチング電源であって、前
記スイッチング手段のオフ動作時に発生する逆起電力を
吸収するスナバ回路において、前記２個のスイッチング
手段にそれぞれ並列に接続されたコンデンサとダイオー
ドからなり、前記各々のコンデンサが直流電源端子側に
接続したスナバ回路、およびそれぞれのスナバ回路のコ
ンデンサとダイオードとの接続点間に接続され、誘導性
負荷に電磁結合されてスイッチング手段のオン期間内に
スナバ回路のコンデンサの充電電圧に対する相加的な電
圧を発生する手段と、前記スイッチング手段のオフ期間
中に流れる電流を阻止する極性に挿入されるダイオード
との直列回路を設ける。あるいは、前記２個のスイッチ
ング手段にそれぞれ並列に接続されたコンデンサとダイ
オードからなり、前記各々のコンデンサが直流電源端子
側に接続されたスナバ回路、およびそれぞれのスナバ回
路のコンデンサとダイオードとの接続点間に接続された
スナバリアクトルと、前記２個のスイッチング手段と同
じ開閉動作をする開閉素子との直列回路を設ける。
【０００９】
【作用】請求項１記載の発明において、スイッチング手
段に並列に接続されたスナバ回路には、誘導性負荷の発
生する逆起電力を吸収してエネルギーが蓄積されている
ので、スイッチング手段がオン動作したときにはスナバ
回路に電流は流れず、そのコンデンサも充電されること
がないことから、スイッチング手段のオン動作時には誘
導性負荷がとる電流がスイッチング手段に流れるだけ
で、従来のようにスナバ回路のコンデンサを充電するた
めの過渡的な電流がスイッチング手段に流れることがな
く、スイッチング手段のターンオン損失を従来より減少
させることができる。また、スイッチング手段がオフ動
作したとき、このスナバ回路は導通して誘導性負荷が発
生する逆起電力を吸収し、漏れインダクタンスや配線イ
ンダクタンスのエネルギーを充電電圧の形でコンデンサ
内に蓄積し、スイッチング手段のオフ動作期間内にも２
個のコンデンサの電圧が電源電圧になるまで放電されて
回生されるとともに、コンデンサに蓄積された電源電圧
に相当するエネルギーは次のスイッチング手段のオン動
作期間に入ったときに放電されて回生される。電源にエ
ネルギーを回生するには、このスナバ回路内の起電力を
電源電圧よりも高くすることが必要であり、コンデンサ
の充電電圧に加えてスイッチング手段のオン期間内に、
コンデンサの充電電圧に対して相加的な方向の電圧を発
生する電圧発生手段を設け、この電圧発生手段の電圧は
コンデンサの充電電圧と合わせて電源電圧よりも高くな
るように選定されるので、コンデンサはスイッチング手
段のオン期間内に放電され、その中に蓄積されていたエ
ネルギーが電源に回生される。
【００１０】また、請求項２記載の発明においては、ス
イッチング手段がオフ動作したとき、コンデンサ内に充
電電圧の形で蓄積された漏れインダクタンスや配線イン
ダクタンスのエネルギーは、次のスイッチング手段のオ
ン動作期間に入ったときに同じ動作をする開閉素子を通
し放電されて回生される。スイッチング手段がオン動作
のとき、このスナバ回路内の起電力は、各コンデンサが
それぞれ電源電圧にほぼ等しい電圧に充電されており、
これらコンデンサの充電電圧およびこれらコンデンサと
スナバリアクトルとの間の共振電圧によって電源電圧よ
りも高くなるので、コンデンサはスイッチング手段のオ
ン期間内に放電され、その中に蓄積されたエネルギーが
電源に回生される。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳
細に説明する。図１は本発明の一実施例を示す２フォワ
ード方式のスイッチング電源の回路図であり、図７に示
す従来装置と同一のものには同一の符号を付してその説
明は省略する。図１に示す実施例において図７に示す従
来装置と異なる点は、スイッチング手段としてのトラン
ジスタ２，３には、それぞれコンデンサ１５，１６とダ
イオード１３，１４からなるスナバ回路が並列に接続さ
れ、ダイオード１３，１４はトランジスタ２，３がオフ
動作状態のときに、変圧器７の一次コイル７ａに発生し
た逆起電力による電流がコンデンサ１５，１６に流れる
ような極性に接続され、そして、トランジスタ２，３に
並列に接続されたコンデンサ１５，１６とダイオード１
３，１４との接続点間には、変圧器７の補助コイル７ｃ
とダイオード１７、および回生電流のピーク値を抑制す
るスナバリアクトル１８の直列回路が接続されている点
である。
【００１２】図１に示す本発明の実施例の動作を図２に
示す主要部の波形図を参照しながら説明する。スイッチ
ング電源に電源１が接続されると、トランジスタ２，３
がオフ状態であることから、電源１の正極−コンデンサ
１５−ダイオード１３−一次コイル７ａ−ダイオード１
４−コンデンサ１６−電源１の負極の電流経路により、
コンデンサ１５，１６に充電電流が流れてコンデンサ１
５，１６が充電される。
【００１３】図２（ａ）に示すように、時点ｔ１でトラ
ンジスタ２，３へのオン指令が出力されてトランジスタ
２，３がオン動作するとき、スナバ回路のコンデンサ１
５，１６は既に充電されていることから、スナバ回路に
は電流が流れず、これによってトランジスタ２，３のタ
ーンオン損失が軽減される。トランジスタ２，３を介し
て変圧器７に流れる電流Ｉｌ、およびコンデンサ１５，
１６に流れる電流を図２（ｂ），（ｃ）に示し、図２
（ｃ）では両コンデンサ１５，１６を代表してコンデン
サ１５に流れる電流Ｉｃを示している。。トランジスタ
２，３がオン動作して一次コイル７ａに電流が流れ始め
る時点に対応して、コンデンサ１５には充電電流と逆方
向に回生電流が流れ（コンデンサ１６はダイオード１７
−補助コイル７ｃ−スナバリアクトル１８を介して回生
電流が流れる）、これによってコンデンサ１５，１６は
放電されてコンデンサ１５，１６に蓄積されていたエネ
ルギーが電源１に回生される。
【００１４】図２（ａ）の時点ｔ２において、トランジ
スタ２，３の指令がオンからオフとなると、トランジス
タ２，３がオフ動作して変圧器７の一次コイル７ａに流
れる電流Ｉｌが図２（ｂ）に示すように急速に遮断され
る。これによって、一次コイル７ａに逆起電力が発生
し、両ダイオード１３，１４が直ちに導通し、コンデン
サ１５−ダイオード１３−一次コイル７ａ−ダイオード
１４−コンデンサ１６の電流経路によって、コンデンサ
１５，１６に充電電流が図２（ｃ）に示すように流れて
コンデンサ１５，１６が充電される。このコンデンサ１
５，１６の充電によって、一次コイル７ａの漏れインダ
クタンスや配線インダクタンスが持っていたエネルギー
は、コンデンサ１５，１６に移されて充電電圧の形で蓄
積される。コンデンサ１５，１６の充電電圧は、ダイオ
ード１３，１４に対して逆耐圧方向にかかるので、コン
デンサ１５，１６はトランジスタ２，３のオフ動作期間
を通じて放電されず、コンデンサ１５，１６は吸収した
エネルギーをそのまま保持する。なお、図１に示す実施
例におけるスナバ回路には図７に示す抵抗６２に相当す
るものがないので、逆起電力の吸収時の動作時定数は非
常に小さく、逆起電力は発生後ごく短時間内にコンデン
サ１５，１６によって吸収される。図２（ｄ）にはトラ
ンジスタ２または３に掛かる電圧Ｅが示されており、図
からわかるようにそのオフ動作後もそれに掛かる電圧Ｅ
（ほぼＶｉに等しい）は急峻に立ち上がることなく、ス
ナバ回路の逆起電力吸収動作が終わった時点に初めて回
路電圧に達し、トランジスタ２，３に掛かる過渡的な過
電圧はほぼ完全に防止される。
【００１５】図１の実施例における変圧器７の補助コイ
ル７ｃは変圧器７の一次コイル７ａと同相の電圧を発生
し、ダイオード１７は電源１からの電流の流入を阻止す
る方向に接続されている。この補助コイル７ｃはコンデ
ンサ１５，１６と直列に接続されている。トランジスタ
２，３がオン動作したとき、補助コイル７ｃにはコンデ
ンサ１５，１６の充電電圧に相加する方向に電圧が発生
し、両電圧の和が電源電圧Ｖｉを超えるように補助コイ
ル７ｃの発生電圧が選ばれているので、図２（ｂ）に示
すように一次コイル７ａに電流が流れ始める時点に対応
して、スナバ回路には図２（ｃ）に示すようにコンデン
サ１５，１６に対する充電電流とは逆方向に回生電流が
流れ、これによってコンデンサ１５，１６は放電され、
その中に蓄積されていたエネルギーが電源１に回生され
る。この際、コンデンサ１５，１６内のエネルギーを完
全に回生しうるよう、実際上は補助コイル７ｃの発生電
圧に余裕を見て多少高めに選定しておくのが望ましく、
このため一次コイル７ａ，変圧器７および補助コイル７
ｃを経て、電源に向けて流れる若干のいわば通過電流が
発生するので、図２（ｂ）に示すように一次コイル７ａ
の電流Ｉｌにはその流れ始めの時点で小さな過渡電流が
生じることになり、トランジスタ２，３にターンオン損
失が若干発生することになるが、その程度のターンオン
損失は殆ど問題とならない。補助コイル７ｃに直列に接
続されたスナバリアクトル１８は、この過渡電流の立ち
上がりの波頭峻度を緩和する機能を有するものである。
【００１６】トランジスタ２，３がオフ動作状態となっ
たとき、変圧器７の補助コイル７ｃにはコンデンサ１
５，１６の充電電圧と逆方向の電圧が発生しており、コ
ンデンサ１５，１６に蓄積されたエネルギーの電源１へ
の回生は行われないが、図２（ｄ）に示すように、トラ
ンジスタ２，３に掛かる電圧Ｅが電源電圧Ｖｉに立ち上
がった時点で、一次コイル７ａに発生する逆起電力が電
源電圧Ｖｉよりも高いので、２個のダイオード４，５が
導通し回生が開始され、一次コイル７ａに発生する逆起
電力が電源電圧Ｖｉにまで下降する時点ｔ３で両ダイオ
ード４，５が非導通になり、両ダイオード４，５による
回生作用が止まる。この時点でコンデンサ１５，１６に
は電源電圧Ｖｉに相当するエネルギーが蓄積されてお
り、コンデンサ１５および１６の電圧の和は２Ｖｉのた
め、コンデンサ１６−ダイオード１７−補助コイル７ｃ
−スナバリアクトル１８−コンデンサ１５−電源１の経
路で回生電流が流れ、トランジスタ２，３に掛かる電圧
が電源電圧の１／２Ｖｉに落ちると、トランジスタ２，
３が次にオン動作するまでその状態が保たれる。
【００１７】図３は本発明の異なる実施例を示す２石フ
ォワード方式のスイッチング電源の回路図であり、図１
に示す実施例と同一のものには同一の符号を付して詳細
な説明は省略する。ところで、図１に示す前述の実施例
では、トランジスタ２，３のオン時に変圧器７の補助コ
イル７ｃには正極性の電圧が発生するので、この電圧に
よって補助コイル７ｃからスナバリアクトル１８−ダイ
オード１３−一次コイル７ａ−ダイオード１４−ダイオ
ード１７を通して補助コイル７ｃに戻る循環電流が流れ
る。このため、トランジスタ２，３のオン時の損失が増
大する問題がある。図３に示す実施例はこの問題点を解
決するもので、この実施例が図１に示す実施例と異なる
点は、変圧器７の補助コイル７ｃに変えてトランジスタ
２，３と同じオン・オフ動作をする開閉素子としてのト
ランジスタ２１が接続されている点てある。
【００１８】図３に示す本発明の実施例の動作を図４に
示す主要部の波形図を参照しながら説明する。スイッチ
ング電源に電源１が接続されると、トランジスタ２，３
がオフ状態であることから、電源１の正極−コンデンサ
１５−ダイオード１３−一次コイル７ａ−ダイオード１
４−コンデンサ１６−電源１の電流経路により、コンデ
ンサ１５，１６に充電電流が流れてコンデンサ１５，１
６が充電される。
【００１９】図４（ａ）に示すように、時点ｔ１でトラ
ンジスタ２，３へのオン指令が出力されてトランジスタ
２，３がオン動作するとき、スナバ回路のコンデンサ１
５，１６は既に充電されていることからスナバ回路には
電流が流れず、これによってトランジスタ２，３のター
ンオン損失が軽減される。これまでは図１に示す実施例
と同様である。本実施例では、このときトランジスタ２
１が同時にオンし、以下に説明するが、この時点でコン
デンサ１５，１６に充電電圧の形で蓄積された漏れイン
ダクタンスや配線インダクタンスのエネルギーを電源に
回生する。
【００２０】すなわち、図４（ａ）の時点ｔ２におい
て、トランジスタ２，３の指令がオンからオフになる
と、トランジスタ２，３がオフ動作して変圧器７の一次
コイル７ａに流れる電流Ｉｅが図４（ｂ）に示すように
急速に遮断される。これによって、一次コイル７ａに逆
起電力が発生する。同時に図４（ｅ）に示すようにトラ
ンジスタ２１がオフし、コンデンサ１５−ダイオード１
３−一次コイル７ａ−ダイオード１４−コンデンサ１６
の電流経路によって、コンデンサ１５，１６に充電電流
が流れコンデンサ１５，１６は電源電圧Ｖｉにほぼ等し
い電圧Ｅに充電される｛図４（ｃ）および（ｆ）｝。こ
れらコンデンサ１５，１６の充電によって、一次コイル
７ａの漏れインダクタンスや配線インダクタンスのエネ
ルギーは、コンデンサ１５，１６に移されて充電電圧の
形で蓄積される。そして、これらコンデンサ１５，１６
に蓄積されたエネルギーは、トランジスタ２，３および
２１のオフ動作期間中保持され、時点ｔ４において、次
のトランジスタ２，３および２１のオン動作に入ったと
きに放電されて回生される。このスナバ回路内の起電力
は、２個のコンデンサ１５，１６がそれぞれ電源電圧Ｖ
ｉにほぼ等しい電圧Ｅに充電され、これらコンデンサ１
５，１６の充電電圧Ｅおよびこれらコンデンサ１５，１
６とスナバリアクトル１８との間の共振電圧によって電
源電圧が高くなるので、コンデンサ１５，１６はトラン
ジスタ２，３のオン期間内に放電され、その中に蓄積さ
れたエネルギーが電源１に回生される。
【００２１】この実施例は、前述したように図１に示す
実施例の変圧器７の補助コイル７ｃを取り除き、この補
助コイル７ｃに変えてトランジスタ２１を設けたもので
あるので、図１の実施例におけるトランジスタ２，３の
オン時に補助コイル７ｃからスナバリアクトル１８−ダ
イオード１３−一次コイル７ａ−ダイオード１４−ダイ
オード１７を通して補助コイル７ｃに戻る循環電流によ
る損失が防止される。
【００２２】なお、ダイオード１７はトランジスタ２，
３のオフ時にトランジスタ２１も同時にオフするので、
図２の実施例では必ずしも必要でないが、トランジスタ
２，３とトランジスタ２１の動作のずれにより、これら
のオン動作にオーバラップを生じたときの通電防止に効
果がある。図５および図６は、それぞれ更に異なる実施
例を示す２石フォワード方式のスイッチング電源の回路
図であり、図１に示す実施例と同一のものには同一の符
号を付して詳細な説明は省略する。
【００２３】図５あるいは図６に示す実施例において、
図１に示す実施例と相違する点は、それぞれ図１のコン
デンサ１５，１６に代えてデプレッションモードで動作
するｎチャンネル形のＭＯＳ−ＦＥＴ１９，２０を設け
た点である。ＭＯＳ−ＦＥＴ１９，２０はドレインが電
源１の正極端子側に接続され、ソースとゲートの接続点
がダイオード１３のアノードに接続され、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２０はドレインがダイオード１４のカソードに接続さ
れ、ソースとゲートが電源１の負極端子側に接続されて
いる。ＭＯＳ−ＦＥＴ１９，２０におけるドレイン・ソ
ース間の出力容量（Ｃｏｓｓ）およびドレイン・ゲート
間の帰還容量（Ｃｒｓｓ）は、ドレイン・ソース間電圧
が零ボルトの場合にＣｏｓｓおよびＣｒｓｓとも約３０
００ｐＦの容量を有し、ドレイン・ソース間電圧が上昇
するに伴って低下し、ドレイン・ソース間電圧が３０ボ
ルトの場合にＣｏｓｓが約２５０ｐＦ，Ｃｒｓｓが約１
００ｐＦに低下するものである。このように、ＭＯＳ−
ＦＥＴ１９，２０のＣｏｓｓおよびＣｒｓｓがドレイン
・ソース間電圧に依存し、ドレイン・ソース間電圧が低
い場合には大きな容量を有し、ドレイン・ソース間電圧
が高い場合には小さな容量となる特性を利用したもので
ある。
【００２４】図５あるいは図６に示す実施例のスイッチ
ング電源の動作は図１あるいは図３に示す実施例とほぼ
同一であるので、重複する説明が省略するが、ＭＯＳ−
ＦＥＴ１９，２０がドレイン・ソース間電圧に依存する
ところの動作を、トランジスタ２，３がオンからオフに
切り換えられる場合を用いて説明する。図５あるいは図
６において、トランジスタ２，３がオン動作していると
きＭＯＳ−ＦＥＴ１９，２０のドレイン・ソース間に印
加される電圧はほぼ零であり、ＣｏｓｓおよびＣｒｓｓ
は大きな容量となっている。トランジスタ２，３がオン
動作状態からオフ動作に切り換わると、一次コイル７ａ
に逆起電力が発生し、ダイオード４，５を介してＭＯＳ
−ＦＥＴ１９，２０に充電電流が流れる。ここで、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ１９，２０に蓄積されるエネルギー（ドレイ
ン・ソース間電圧）の立ち上がりは、充電電流を分子と
し、コンデンサ容量を分母とした商で求められ、分母を
構成するコンデンサ容量が大きいことから、通常のコン
デンサのようにコンデンサ容量が一定の場合にはドレイ
ン・ソース間電圧が直線的に立ち上がるのに対して、こ
の直線を下回るカーブを描きながら立ち上がる。これに
よって、トランジスタ２，３のターンオフ損失を低減す
ることができる。
【００２５】なお、前述した実施例においては２石フォ
ワード方式のスイッチング電源について説明したが、２
石フライバック方式のものにも本発明を適用することが
できるものである。
【００２６】
【発明の効果】以上に説明したように本発明によれば、
直流電源から給電される２個のスイッチング手段によ
り、周期的に開閉される誘導性負荷から整流された直流
電源を得るスイッチング電源であって、前記スイッチン
グ手段のオフ動作時に発生する逆起電力を吸収するスナ
バ回路において、前記２個のスイッチング手段にそれぞ
れ並列に接続されたコンデンサとダイオードからなり、
前記各々のコンデンサが直流電源端子側に接続したスナ
バ回路、およびそれぞれのスナバ回路のコンデンサとダ
イオードとの接続点間に接続され、誘導性負荷に電磁結
合されてスイッチング手段のオフ期間内にスナバ回路の
コンデンサの充電電圧に対する相加的な電圧を発生する
手段と、前記スイッチング手段のオン期間中に流れる電
流を阻止する極性に挿入されるダイオードとの直列回
路、あるいは前記各々のコンデンサが直流電源端子側に
接続したスナバ回路、およびそれぞれのスナバ回路のコ
ンデンサとダイオードとの接続点間に接続されたリアク
トルと、前記スイッチング手段と同じ開閉動作をする開
閉素子との直列回路を設けたことにより、スイッチング
手段のオン動作時にスナバ回路にスイッチング手段から
の電流が流入することがなくなるので、スイッチング手
段のターンオン損失を従来のものより低減することがで
き、かつスイッチング手段のオフ動作時に誘導性負荷か
らの逆起電力を吸収した際にスナバ回路に蓄積されたエ
ネルギーは、スイッチング手段の次のオフ期間中および
オン動作時に電源に回生されるので、スナバ回路内の電
力消費をなくしてエネルギーを有効利用することができ
る。そして、スナバ回路内の逆起電力吸収用のコンデン
サに従来のように抵抗を接続する必要がないので、吸収
動作を従来よりも早くすることができるので、スイッチ
ング手段のオフ動作時にスイッチング手段に過渡的な過
電圧が掛かるのを低減できるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すスイッチング電源の回
路図
【図２】図１における主要部の信号波形図
【図３】本発明の異なる実施例を示すスイッチング電源
の回路図
【図４】図３における主要部の信号波形図
【図５】本発明の更に異なる実施例を示すスイッチング
電源の回路図
【図６】本発明の更に異なる実施例を示すスイッチング
電源の回路図
【図７】従来装置を示すスイッチング電源の回路図
【符号の説明】
１ 直流電源 ２ トランジスタ（スイッチング手段） ３ トランジスタ（スイッチング手段） ４ ダイオード ５ ダイオード ７ 誘導性負荷（変圧器） ７ａ 一次コイル ７ｂ 二次コイル ７ｃ 補助コイル １３ ダイオード １４ ダイオード １５ コンデンサ １６ コンデンサ １７ ダイオード １８ スナバリアクトル １９ ＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング手段） ２０ ＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング手段） ２１ トランジスタ（開閉素子）

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流電源から給電される２個のスイッチン
    グ手段により周期的に開閉される誘導性負荷から整流さ
    れた直流電源を得るスイッチング電源であって、前記ス
    イッチング手段のオフ動作時に発生する逆起電力を吸収
    するスナバ回路において、前記２個のスイッチング手段
    にそれぞれ並列に接続されたコンデンサとダイオードか
    らなり、前記各々のコンデンサが直流電源端子側に接続
    されたスナバ回路、およびそれぞれのスナバ回路のコン
    デンサとダイオードとの接続点間に接続され、誘導性負
    荷に電磁結合されてスイッチング手段のオン期間内にス
    ナバ回路のコンデンサの充電電圧に対する相加的な電圧
    を発生する手段と、前記スイッチング手段のオフ期間中
    に流れる電流を阻止する極性に挿入されるダイオードと
    の直列回路を備えてなることを特徴とするスイッチング
    電源のスバナ回路。
  2. 【請求項２】請求項１記載のスイッチング電源のスナバ
    回路において、誘導性負荷が変圧器の一次コイルであ
    り、電圧発生手段が前記一次コイルと同方向の電圧を誘
    起する変圧器の補助コイルであることを特徴とするスイ
    ッチング電源のスナバ回路。
  3. 【請求項３】直流電源から給電される２個のスイッチン
    グ手段により周期的に開閉される誘導性負荷から整流さ
    れた直流電源を得るスイッチング電源であって、前記ス
    イッチング手段のオフ動作時に発生する逆起電力を吸収
    するスナバ回路において、前記２個のスイッチング手段
    にそれぞれ並列に接続されたコンデンサとダイオードか
    らなり、前記各々のコンデンサが直流電源端子側に接続
    されたスナバ回路、およびそれぞれのスナバ回路のコン
    デンサとダイオードとの接続点間に接続されたスナバリ
    アクトルと、前記２個のスイッチング手段と同じ開閉動
    作をする開閉素子との直列回路を備えてなることを特徴
    とするスイッチング電源のスナバ回路。
  4. 【請求項４】請求項１ないし３記載のスイッチング電源
    のスナバ回路において、スナバ回路のコンデンサとして
    ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたことを特徴とするスイッチング
    電源のスナバ回路。
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