JP2514872B2 - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JP2514872B2 JP2514872B2 JP3167640A JP16764091A JP2514872B2 JP 2514872 B2 JP2514872 B2 JP 2514872B2 JP 3167640 A JP3167640 A JP 3167640A JP 16764091 A JP16764091 A JP 16764091A JP 2514872 B2 JP2514872 B2 JP 2514872B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流電力を出力する直流
電源装置に関するものである。
電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】不安定な直流電源電圧を安定な直流電圧
に調整するか、電圧レベルを変化させる、あるいは直流
電源から絶縁した直流電圧を取り出すのにＤＣ・ＤＣコ
ンバータが使われている。このＤＣ・ＤＣコンバータは
内蔵している半導体スイッチをオン，オフ動作をさせて
電力変換の機能を果たすものであるが、実際の半導体ス
イッチでは、オンとオフの間の状態遷移にかなりの時間
を要するため、スイッチング損を生じる。この半導体ス
イッチのスイッチング損を図９のパルス幅制御（以下Ｐ
ＷＭという）するＤＣ・ＤＣコンバータを例にとって説
明する。図９は回路構成を示す。図において、Ｅは直流
電源、Ｑ1 〜Ｑ4 は半導体スイッチ、Ｄ1 〜Ｄ8 はダイ
オード、Ｔはトランス、Ｌd はリアクタ、Ｃd はコンデ
ンサ、ＲL は負荷を示す。まず、回路の動作を図１０に
よって説明する。図１０は電圧，電流および半導体スイ
ッチに与える信号のタイムチャートを示す。図におい
て、信号ｑ1 〜ｑ4 をそれぞれインバータ回路を構成す
る半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 に与えると、半導体スイッ
チの対Ｑ1 ，Ｑ4 及びＱ2 ，Ｑ3 が交互にオン・オフ動
作して直流電源１の電圧Ｅを交流電圧に変換する。点ａ
ｂ間の電圧Ｖabがこれである。これをトランスＴの１次
巻線に与え、トランスの２次巻線に誘起した交流電圧を
整流ダイオードで直流電圧に整流する。これをリアクタ
Ｌd とコンデンサＣd で構成した平滑フィルタに与え
る。リアクタＬd に流れる電流Ｉd は連続であるから、
半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 がオフの状態にあるときの電
流は整流ダイオードＤを通って流れる電流Ｉ0 となる。
負荷ＲL にはコンデンサＣd の電圧が印加される。負荷
ＲL に与えられる電圧は直流電源電圧Ｅと半導体スイッ
チＱ1 〜Ｑ4 のオン状態にある時間とオフ状態にある時
間との関数で決まる。一般的にはＰＷＭ制御、すなわち
一定期間内のオン時間の比率を制御して決める。
に調整するか、電圧レベルを変化させる、あるいは直流
電源から絶縁した直流電圧を取り出すのにＤＣ・ＤＣコ
ンバータが使われている。このＤＣ・ＤＣコンバータは
内蔵している半導体スイッチをオン，オフ動作をさせて
電力変換の機能を果たすものであるが、実際の半導体ス
イッチでは、オンとオフの間の状態遷移にかなりの時間
を要するため、スイッチング損を生じる。この半導体ス
イッチのスイッチング損を図９のパルス幅制御（以下Ｐ
ＷＭという）するＤＣ・ＤＣコンバータを例にとって説
明する。図９は回路構成を示す。図において、Ｅは直流
電源、Ｑ1 〜Ｑ4 は半導体スイッチ、Ｄ1 〜Ｄ8 はダイ
オード、Ｔはトランス、Ｌd はリアクタ、Ｃd はコンデ
ンサ、ＲL は負荷を示す。まず、回路の動作を図１０に
よって説明する。図１０は電圧，電流および半導体スイ
ッチに与える信号のタイムチャートを示す。図におい
て、信号ｑ1 〜ｑ4 をそれぞれインバータ回路を構成す
る半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 に与えると、半導体スイッ
チの対Ｑ1 ，Ｑ4 及びＱ2 ，Ｑ3 が交互にオン・オフ動
作して直流電源１の電圧Ｅを交流電圧に変換する。点ａ
ｂ間の電圧Ｖabがこれである。これをトランスＴの１次
巻線に与え、トランスの２次巻線に誘起した交流電圧を
整流ダイオードで直流電圧に整流する。これをリアクタ
Ｌd とコンデンサＣd で構成した平滑フィルタに与え
る。リアクタＬd に流れる電流Ｉd は連続であるから、
半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 がオフの状態にあるときの電
流は整流ダイオードＤを通って流れる電流Ｉ0 となる。
負荷ＲL にはコンデンサＣd の電圧が印加される。負荷
ＲL に与えられる電圧は直流電源電圧Ｅと半導体スイッ
チＱ1 〜Ｑ4 のオン状態にある時間とオフ状態にある時
間との関数で決まる。一般的にはＰＷＭ制御、すなわち
一定期間内のオン時間の比率を制御して決める。
【０００３】次に、図１０を用いてインバータ回路を構
成する半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 のスイッチング損の発
生メカニズムを説明する。図において、いま、半導体ス
イッチ対Ｑ1 ，Ｑ4 に信号ｑ1 ，ｑ4 がそれぞれ与えら
れてオン状態にあり、リアクタＬd の電流Ｉd は直流電
源１から流れている電流Ｉabに等しくなっているとする
（この場合のトランスＴの変圧比は１であるとす
る。）。点ａｂ間の電圧Ｖabは直流電源の電圧Ｅのレベ
ルに等しくなっている。時間ｔ1 において信号ｑ1 ，ｑ
4 をゼロとする。半導体スイッチＱ1 およびＱ4 は時間
をかけてスイッチ・オフの状態に移行する。半導体スイ
ッチＱ1 およびＱ4 にかかる電圧は徐々に増加し、従っ
て、電圧Ｖabは徐々に低下する。この間、リアクタＬd
の電流Ｉd は半導体スイッチＱ1 およびＱ4 を通って流
れ続ける。時間ｔ2に達すると半導体スイッチＱ1 およ
びＱ4 にかかる電圧が直流電源電圧Ｅに等しくなり、従
って、電圧Ｖabはゼロとなる。また、それまで半導体ス
イッチＱ1 ，Ｑ4 から流れていた電流Ｉabはゼロとな
り、代わって、平滑リアクタＬd に流れる電流Ｉd はダ
イオードＤを通して循環電流Ｉ0 となって流れ始める。
このｔ1 からｔ2 までの期間が半導体スイッチＱ1 ，Ｑ
4 がオンからオフに至る遷移期間であり、この間、半導
体スイッチＱ1 ，Ｑ4 には電流Ｉabが流れ、電圧も印加
された状態にあり、（電圧×電流）で決まる電力損失を
伴う。オフ時間が経過して時間ｔ3 において信号ｑ2 ，
ｑ3 をそれぞれ半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に与えてこれ
をスイッチ・オンさせると半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に
流れる電流Ｉabがゼロから次第に増加する。この電流が
平滑リアクタＬd に流れている電流Ｉd のレベルに達す
るまではダイオードＤに循環電流Ｉ0 も流れ続ける。こ
の間、平滑フィルタに加わる電圧はゼロレベル（実際に
はダイオードＤの電圧ドロップ分の２ボルト程度がかか
っている）であり、半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 には直流
電源電圧Ｅがかかっている。従って、電圧Ｖabはまだゼ
ロの状態にある。時間ｔ4 で半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3
の電流は平滑リアクタに流れる電流Ｉd に達する。しか
し、ダイオードＤには順方向に電流が流れた直後には逆
方向にも電流が流れるという好ましくない特性があり、
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 は、時間ｔ4以降も、平滑リ
アクタＬd に流れるＩd を流すと同時にダイオードＤに
逆方向の電流を流すことになり増加する一方である。ダ
イオードＤが逆方向特性を回復する時間ｔ5 に至って、
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に流れる電流はＩd に等しく
なる。また半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 にかかる電圧がゼ
ロになる（実際には半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 の電圧ド
ロップ分の２ボルト程度の電圧がかかる）。従って、電
圧Ｖabも確立する。この時間ｔ3 からｔ5 までの期間が
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 がオフからオン状態に遷移す
る過程であり、半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 には電圧Ｅが
かかっている状態で電流が流れるので電力損失を伴う。
時間ｔ5 以降は半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 はオン状態に
あり、平滑フィルタには直流電源電圧Ｅが変圧器で変圧
されて加えられる。一定時間経過後に信号ｑ2 ，ｑ3 を
ゼロとすると前述の時間ｔ1 〜ｔ2 と同様な経過を経て
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 はスイッチ・オフとなる。次
に、信号ｑ1 ，ｑ4 を半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 に与え
ると前述の時間ｔ3 〜ｔ5 と同様な経過を経て最初の状
態に移行する。
成する半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 のスイッチング損の発
生メカニズムを説明する。図において、いま、半導体ス
イッチ対Ｑ1 ，Ｑ4 に信号ｑ1 ，ｑ4 がそれぞれ与えら
れてオン状態にあり、リアクタＬd の電流Ｉd は直流電
源１から流れている電流Ｉabに等しくなっているとする
（この場合のトランスＴの変圧比は１であるとす
る。）。点ａｂ間の電圧Ｖabは直流電源の電圧Ｅのレベ
ルに等しくなっている。時間ｔ1 において信号ｑ1 ，ｑ
4 をゼロとする。半導体スイッチＱ1 およびＱ4 は時間
をかけてスイッチ・オフの状態に移行する。半導体スイ
ッチＱ1 およびＱ4 にかかる電圧は徐々に増加し、従っ
て、電圧Ｖabは徐々に低下する。この間、リアクタＬd
の電流Ｉd は半導体スイッチＱ1 およびＱ4 を通って流
れ続ける。時間ｔ2に達すると半導体スイッチＱ1 およ
びＱ4 にかかる電圧が直流電源電圧Ｅに等しくなり、従
って、電圧Ｖabはゼロとなる。また、それまで半導体ス
イッチＱ1 ，Ｑ4 から流れていた電流Ｉabはゼロとな
り、代わって、平滑リアクタＬd に流れる電流Ｉd はダ
イオードＤを通して循環電流Ｉ0 となって流れ始める。
このｔ1 からｔ2 までの期間が半導体スイッチＱ1 ，Ｑ
4 がオンからオフに至る遷移期間であり、この間、半導
体スイッチＱ1 ，Ｑ4 には電流Ｉabが流れ、電圧も印加
された状態にあり、（電圧×電流）で決まる電力損失を
伴う。オフ時間が経過して時間ｔ3 において信号ｑ2 ，
ｑ3 をそれぞれ半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に与えてこれ
をスイッチ・オンさせると半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に
流れる電流Ｉabがゼロから次第に増加する。この電流が
平滑リアクタＬd に流れている電流Ｉd のレベルに達す
るまではダイオードＤに循環電流Ｉ0 も流れ続ける。こ
の間、平滑フィルタに加わる電圧はゼロレベル（実際に
はダイオードＤの電圧ドロップ分の２ボルト程度がかか
っている）であり、半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 には直流
電源電圧Ｅがかかっている。従って、電圧Ｖabはまだゼ
ロの状態にある。時間ｔ4 で半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3
の電流は平滑リアクタに流れる電流Ｉd に達する。しか
し、ダイオードＤには順方向に電流が流れた直後には逆
方向にも電流が流れるという好ましくない特性があり、
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 は、時間ｔ4以降も、平滑リ
アクタＬd に流れるＩd を流すと同時にダイオードＤに
逆方向の電流を流すことになり増加する一方である。ダ
イオードＤが逆方向特性を回復する時間ｔ5 に至って、
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に流れる電流はＩd に等しく
なる。また半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 にかかる電圧がゼ
ロになる（実際には半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 の電圧ド
ロップ分の２ボルト程度の電圧がかかる）。従って、電
圧Ｖabも確立する。この時間ｔ3 からｔ5 までの期間が
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 がオフからオン状態に遷移す
る過程であり、半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 には電圧Ｅが
かかっている状態で電流が流れるので電力損失を伴う。
時間ｔ5 以降は半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 はオン状態に
あり、平滑フィルタには直流電源電圧Ｅが変圧器で変圧
されて加えられる。一定時間経過後に信号ｑ2 ，ｑ3 を
ゼロとすると前述の時間ｔ1 〜ｔ2 と同様な経過を経て
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 はスイッチ・オフとなる。次
に、信号ｑ1 ，ｑ4 を半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 に与え
ると前述の時間ｔ3 〜ｔ5 と同様な経過を経て最初の状
態に移行する。
【０００４】以上説明したように、インバータ回路の半
導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 にはオンとオフの間の移り変わ
りに電力損失を伴う。これらを合わせて以下スイッチン
グ損と言う。時間ｔ2 において、半導体スイッチＱ1 ，
Ｑ4 を流れる電流Ｉabが急激に減少する。また、時間ｔ
5 において、ダイオードＤが逆方向特性を回復した時に
電流Ｉabが急変する。この時に、電流の変化率（ｄＩab
／ｄｔ）と、半導体スイッチの配線等にあるインダクタ
ンスの積に対応したスパイク電圧が発生して、これがス
イッチング・オフした半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 に過電
圧として印加される。このスパイク電圧は半導体スイッ
チＱ1 ，Ｑ4 を破壊したり、故障確率を高めてしまう。
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 をオフさせた時にも同様な過
電圧が発生する。
導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 にはオンとオフの間の移り変わ
りに電力損失を伴う。これらを合わせて以下スイッチン
グ損と言う。時間ｔ2 において、半導体スイッチＱ1 ，
Ｑ4 を流れる電流Ｉabが急激に減少する。また、時間ｔ
5 において、ダイオードＤが逆方向特性を回復した時に
電流Ｉabが急変する。この時に、電流の変化率（ｄＩab
／ｄｔ）と、半導体スイッチの配線等にあるインダクタ
ンスの積に対応したスパイク電圧が発生して、これがス
イッチング・オフした半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 に過電
圧として印加される。このスパイク電圧は半導体スイッ
チＱ1 ，Ｑ4 を破壊したり、故障確率を高めてしまう。
半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 をオフさせた時にも同様な過
電圧が発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来技術ではインバー
タ回路の半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 のオン・オフのスイ
ッチング毎にスイッチング損があるために、高周波でス
イッチングさせると半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 の発熱量
が大きくなる。これは大きな半導体冷却系を必要として
直流電源装置を大きくし、効率も低下させる。一方、半
導体スイッチＱ1〜Ｑ4 の発熱量を抑えるとスイッチン
グ周波数を高くすることができないので、平滑フィルタ
を大きくする必要があり、装置が大きくなり、制御性も
ある程度犠牲になる。また、半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4
にかかるスパイク電圧が過大になるため、直流電源装置
の信頼性を低下させる。
タ回路の半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 のオン・オフのスイ
ッチング毎にスイッチング損があるために、高周波でス
イッチングさせると半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 の発熱量
が大きくなる。これは大きな半導体冷却系を必要として
直流電源装置を大きくし、効率も低下させる。一方、半
導体スイッチＱ1〜Ｑ4 の発熱量を抑えるとスイッチン
グ周波数を高くすることができないので、平滑フィルタ
を大きくする必要があり、装置が大きくなり、制御性も
ある程度犠牲になる。また、半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4
にかかるスパイク電圧が過大になるため、直流電源装置
の信頼性を低下させる。
【０００６】本発明は上記の欠点を改善するために提案
されたもので、その目的は、インバータ回路を構成する
半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 がＰＷＭスイッチングの過渡
状態において発生するスイッチング損を抑制して、半導
体冷却系の簡素化を可能とし、許容スイッチング周波数
の上限をより高くすることにある。
されたもので、その目的は、インバータ回路を構成する
半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 がＰＷＭスイッチングの過渡
状態において発生するスイッチング損を抑制して、半導
体冷却系の簡素化を可能とし、許容スイッチング周波数
の上限をより高くすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明は直流電源とトランスの１次巻線とを半導体ス
イッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線とリア
クタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フィルタと
を整流ダイオードを介して接続し、前記コンデンサから
負荷に給電する直流電源において、ダイオードと半導体
スイッチとの並列回路と、これに直列に接続された共振
コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイオード
の直流出力側に並列に設け、かつ、共振スイッチを構成
する共振コンデンサと半導体スイッチの接続点と平滑フ
ィルタのリアクタとコンデンサの接続点との間をスナバ
ダイオードを介して接続し、半導体スイッチに流れる電
流を共振スイッチの作動によってゼロに減らしてから半
導体スイッチをオフさせ、また半導体スイッチをオンさ
せるには、流れる電流の増加を共振回路と作用するリア
クタによって抑制し、電流が小さい期間にオンを確立さ
せることを特徴とする直流電源装置を発明の要旨とす
る。さらに本発明は直流電源とトランスの１次巻線とを
半導体スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻
線とリアクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フ
ィルタとを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデ
ンサから負荷に給電する直流電源において、共振コンデ
ンサとこの共振コンデンサを放電させるダイオードの直
列回路を前記整流ダイオードの直流出力と並列に設け、
共振コンデンサとダイオードの接続点と平滑フィルタの
リアクタとコンデンサの接続点との間に共振コンデンサ
を充電させるスナバダイオードを介して接続し、半導体
スイッチに流れる電流を共振スイッチの作動によってゼ
ロに減らしてから半導体スイッチをオフさせ、また半導
体スイッチをオンさせるには、流れる電流の増加を共振
回路と作用するリアクタによって抑制し、電流が小さい
期間にオンを確立させることを特徴とする直流電源装置
を発明の要旨とする。
め本発明は直流電源とトランスの１次巻線とを半導体ス
イッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線とリア
クタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フィルタと
を整流ダイオードを介して接続し、前記コンデンサから
負荷に給電する直流電源において、ダイオードと半導体
スイッチとの並列回路と、これに直列に接続された共振
コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイオード
の直流出力側に並列に設け、かつ、共振スイッチを構成
する共振コンデンサと半導体スイッチの接続点と平滑フ
ィルタのリアクタとコンデンサの接続点との間をスナバ
ダイオードを介して接続し、半導体スイッチに流れる電
流を共振スイッチの作動によってゼロに減らしてから半
導体スイッチをオフさせ、また半導体スイッチをオンさ
せるには、流れる電流の増加を共振回路と作用するリア
クタによって抑制し、電流が小さい期間にオンを確立さ
せることを特徴とする直流電源装置を発明の要旨とす
る。さらに本発明は直流電源とトランスの１次巻線とを
半導体スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻
線とリアクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フ
ィルタとを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデ
ンサから負荷に給電する直流電源において、共振コンデ
ンサとこの共振コンデンサを放電させるダイオードの直
列回路を前記整流ダイオードの直流出力と並列に設け、
共振コンデンサとダイオードの接続点と平滑フィルタの
リアクタとコンデンサの接続点との間に共振コンデンサ
を充電させるスナバダイオードを介して接続し、半導体
スイッチに流れる電流を共振スイッチの作動によってゼ
ロに減らしてから半導体スイッチをオフさせ、また半導
体スイッチをオンさせるには、流れる電流の増加を共振
回路と作用するリアクタによって抑制し、電流が小さい
期間にオンを確立させることを特徴とする直流電源装置
を発明の要旨とする。
【０００８】
【作用】本発明は直流電源装置において、ダイオードと
半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続され
た共振コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイ
オードの直流出力側に並列に設けたことによって、半導
体スイッチのスイッチングの過渡状態において発生する
スイッチング損の発生を抑制することができる作用を有
する。
半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続され
た共振コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイ
オードの直流出力側に並列に設けたことによって、半導
体スイッチのスイッチングの過渡状態において発生する
スイッチング損の発生を抑制することができる作用を有
する。
【０００９】
【実施例】次に本発明の実施例について説明する。な
お、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱
しない範囲で、種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
お、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱
しない範囲で、種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
【００１０】図１は本発明の直流電源装置の第１の実施
例を示す。図において、１は直流電源、２は平滑フィル
タ、３は共振スイッチ、４は制御装置で、Ｑ1 〜Ｑ4 は
インバータ回路を構成する半導体スイッチで、夫々の半
導体スイッチに並列に整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4 が接続
されている。半導体スイッチＱ1 とＱ2 との接続点ａ
と、半導体スイッチＱ3 とＱ4 との接続点ｂとの間にト
ランスＴの１次巻線が接続され、２次巻線は共振リアク
タＬR を介してダイオードＤ5 〜Ｄ8 よりなるブリッジ
に与えられ、このブリッジの出力は平滑フィルタ２を介
して負荷ＲL に与えられる。なお、共振スイッチ３は整
流ブリッジの出力側と平滑フィルタ２との間に挿入され
ている。制御装置４は半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 とＱR
のオン，オフ信号を与えるものである。なお、半導体ス
イッチとしてはバイポーラ・トランジスタ（Bipolar Tr
ansistor），ＭＯＳ・ＦＥＴ，サイリスタ，ゲート・タ
ーンオフ・サイリスタ（ＧＴＯ），ＩＧＢＴ（Insulate
d Gate Bipolar Transistor ）等が使われるが、ここで
は代表としてバイポーラ・トランジスタを使って説明す
る。
例を示す。図において、１は直流電源、２は平滑フィル
タ、３は共振スイッチ、４は制御装置で、Ｑ1 〜Ｑ4 は
インバータ回路を構成する半導体スイッチで、夫々の半
導体スイッチに並列に整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4 が接続
されている。半導体スイッチＱ1 とＱ2 との接続点ａ
と、半導体スイッチＱ3 とＱ4 との接続点ｂとの間にト
ランスＴの１次巻線が接続され、２次巻線は共振リアク
タＬR を介してダイオードＤ5 〜Ｄ8 よりなるブリッジ
に与えられ、このブリッジの出力は平滑フィルタ２を介
して負荷ＲL に与えられる。なお、共振スイッチ３は整
流ブリッジの出力側と平滑フィルタ２との間に挿入され
ている。制御装置４は半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 とＱR
のオン，オフ信号を与えるものである。なお、半導体ス
イッチとしてはバイポーラ・トランジスタ（Bipolar Tr
ansistor），ＭＯＳ・ＦＥＴ，サイリスタ，ゲート・タ
ーンオフ・サイリスタ（ＧＴＯ），ＩＧＢＴ（Insulate
d Gate Bipolar Transistor ）等が使われるが、ここで
は代表としてバイポーラ・トランジスタを使って説明す
る。
【００１１】図２は図１の実施例を説明するための動作
波形を示したものである。Ｉabは点ａ，ｂ間に流れる電
流、Ｖabは点ａ，ｂ間の電圧、ＩR は共振スイッチに流
れる電流、ＶR はコンデンサＣR の両端電圧、Ｉ0 は整
流ブリッジより平滑フィルタ２，負荷Ｒl に流れる電流
を示す。ｑ1 〜ｑ4 ，ｑR は制御信号を示す。
波形を示したものである。Ｉabは点ａ，ｂ間に流れる電
流、Ｖabは点ａ，ｂ間の電圧、ＩR は共振スイッチに流
れる電流、ＶR はコンデンサＣR の両端電圧、Ｉ0 は整
流ブリッジより平滑フィルタ２，負荷Ｒl に流れる電流
を示す。ｑ1 〜ｑ4 ，ｑR は制御信号を示す。
【００１２】次に動作について説明する。制御装置４か
らオン信号ｑ１，ｑ４が与えられていてインバータ回路
の半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態にあるとする。
電流Ｉａｂ（Ｉｄに等しい）が流れて直流電源１から平
滑フィルタ２を介して負荷ＲＬに給電している。信号ｑ
１，ｑ４の停止、すなわちインバータ回路の半導体スイ
ッチＱ１、Ｑ４のスイッチオフに先だって、時間ｔ０１
において共振スイッチ３の半導体スイッチＱＲを制御装
置４からの信号ｑＲによってオンさせると、共振コンデ
ンサＣＲに直流電源１から電流が流れ始める。この時の
電流ＩＲは共振リアクタＬＲと共振コンデンサＣＲの直
列共振電流であり、流れる方向は図示の矢印とは逆であ
る。半導体スイッチＱ１，Ｑ４および共振リアクタＬＲ
に流れる電流は電流ＩｄとＩＲの和であり、パルス状に
増加する。共振コンデンサＣＲの共振電流によって直流
電源電圧Ｅ（トランスの変圧比が１の場合）より高いレ
ベルにまで充電される。時間ｔ０２で充電が終わり、次
に、共振コンデンサＣＲに蓄えられた電荷は共振ダイオ
ードＤＲ，共振コンデンサＣＲを通して放電が始まり、
矢印の方向に電流ＩＲが流れる。リアクタＬｄの作用で
電流Ｉｄは電流ＩａｂとＩＲの和に等しい大きさでほぼ
一定であるから、電流ＩＲの増加にともない電流Ｉａｂ
は減少する。時間ｔ０３で電流ＩＲがＩｄに等しくなる
と電流Ｉａｂはゼロになる。さらに放電が進み時間ｔ
０５で共振コンデンサＣＲの電荷がゼロになると共振ダ
イオードＤＲに流れる電流はゼロになる。共振リアクタ
Ｌｄに流れる電流は連続てあるから、共振ダイオードＤ
Ｒの電流がゼロになった時点で、電流Ｉｄはダイオード
ＤＲからダイオードＤ５，Ｄ６あるいはＤ７，Ｄ８に切
り替わって流れる電流Ｉ０となる。これによってリアク
タＬｄの電流Ｉｄの連続性は保たれる。
らオン信号ｑ１，ｑ４が与えられていてインバータ回路
の半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態にあるとする。
電流Ｉａｂ（Ｉｄに等しい）が流れて直流電源１から平
滑フィルタ２を介して負荷ＲＬに給電している。信号ｑ
１，ｑ４の停止、すなわちインバータ回路の半導体スイ
ッチＱ１、Ｑ４のスイッチオフに先だって、時間ｔ０１
において共振スイッチ３の半導体スイッチＱＲを制御装
置４からの信号ｑＲによってオンさせると、共振コンデ
ンサＣＲに直流電源１から電流が流れ始める。この時の
電流ＩＲは共振リアクタＬＲと共振コンデンサＣＲの直
列共振電流であり、流れる方向は図示の矢印とは逆であ
る。半導体スイッチＱ１，Ｑ４および共振リアクタＬＲ
に流れる電流は電流ＩｄとＩＲの和であり、パルス状に
増加する。共振コンデンサＣＲの共振電流によって直流
電源電圧Ｅ（トランスの変圧比が１の場合）より高いレ
ベルにまで充電される。時間ｔ０２で充電が終わり、次
に、共振コンデンサＣＲに蓄えられた電荷は共振ダイオ
ードＤＲ，共振コンデンサＣＲを通して放電が始まり、
矢印の方向に電流ＩＲが流れる。リアクタＬｄの作用で
電流Ｉｄは電流ＩａｂとＩＲの和に等しい大きさでほぼ
一定であるから、電流ＩＲの増加にともない電流Ｉａｂ
は減少する。時間ｔ０３で電流ＩＲがＩｄに等しくなる
と電流Ｉａｂはゼロになる。さらに放電が進み時間ｔ
０５で共振コンデンサＣＲの電荷がゼロになると共振ダ
イオードＤＲに流れる電流はゼロになる。共振リアクタ
Ｌｄに流れる電流は連続てあるから、共振ダイオードＤ
Ｒの電流がゼロになった時点で、電流Ｉｄはダイオード
ＤＲからダイオードＤ５，Ｄ６あるいはＤ７，Ｄ８に切
り替わって流れる電流Ｉ０となる。これによってリアク
タＬｄの電流Ｉｄの連続性は保たれる。
【００１３】時間ｔ05以前の、共振ダイオードＤR が通
電している時間ｔ04において制御装置４からの信号ｑR
で半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 をオフさせると電圧Ｖabは
ゼロとなり、半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 にはほぼ直流電
源電圧Ｅの電圧がかかる。半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 の
電流はすでに時間ｔ03の時点でゼロになっているのでス
イッチ・オフの過程ではスイッチング損は生じない。一
方、時間ｔ01の時点で半導体スイッチＱR がオンすると
きには、共振リアクタＬR の電流抑制作用によって電流
ＩR は徐々に増加することになるので、スイッチング・
オンの過渡状態では電流ＩR はまだ小さいレベルにあ
る。このため半導体スイッチの電圧と電流の積できまる
スイッチング損は小さい。共振ダイオードＤR が通電し
ていて電流ＩR が図示の方向に流れている期間に半導体
スイッチＱR をオフさせると、すでに半導体スイッチＱ
R の電流はゼロになっているからオフにともなうスイッ
チング損は生じない。
電している時間ｔ04において制御装置４からの信号ｑR
で半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 をオフさせると電圧Ｖabは
ゼロとなり、半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 にはほぼ直流電
源電圧Ｅの電圧がかかる。半導体スイッチＱ1 ，Ｑ4 の
電流はすでに時間ｔ03の時点でゼロになっているのでス
イッチ・オフの過程ではスイッチング損は生じない。一
方、時間ｔ01の時点で半導体スイッチＱR がオンすると
きには、共振リアクタＬR の電流抑制作用によって電流
ＩR は徐々に増加することになるので、スイッチング・
オンの過渡状態では電流ＩR はまだ小さいレベルにあ
る。このため半導体スイッチの電圧と電流の積できまる
スイッチング損は小さい。共振ダイオードＤR が通電し
ていて電流ＩR が図示の方向に流れている期間に半導体
スイッチＱR をオフさせると、すでに半導体スイッチＱ
R の電流はゼロになっているからオフにともなうスイッ
チング損は生じない。
【００１４】時間ｔ06に制御装置４から信号ｑ2 ，ｑ3
をインバータ回路の半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に与えこ
れをオンさせる。この時点では、リアクタＬd に流れる
電流Ｉd はダイオードＤ5 〜Ｄ8 に流れる電流Ｉ0 であ
る。共振リアクタＬR の作用で半導体スイッチＱ2 ，Ｑ
3 がオンしても電流Ｉabは急激には増加しない。スイッ
チングの過渡期間は大きな定数をもつリアクタＬd のた
めＩd は一定であるとみなせる。電流Ｉ0 とＩabの和は
Ｉd に等しく一定であるから、ＩabはＩ0 の減少にみあ
って増加する。電流Ｉabのレベルが小さいうちに半導体
スイッチＱ2 ，Ｑ3 のオンの過渡期間が終了するので半
導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 のスイッチング損は小さい。電
流Ｉ0 がゼロに達する時間ｔ07以降はリアクタＬd に流
れる電流Ｉd のすべてが半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 を通
して流れる電流Ｉabとなる。
をインバータ回路の半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 に与えこ
れをオンさせる。この時点では、リアクタＬd に流れる
電流Ｉd はダイオードＤ5 〜Ｄ8 に流れる電流Ｉ0 であ
る。共振リアクタＬR の作用で半導体スイッチＱ2 ，Ｑ
3 がオンしても電流Ｉabは急激には増加しない。スイッ
チングの過渡期間は大きな定数をもつリアクタＬd のた
めＩd は一定であるとみなせる。電流Ｉ0 とＩabの和は
Ｉd に等しく一定であるから、ＩabはＩ0 の減少にみあ
って増加する。電流Ｉabのレベルが小さいうちに半導体
スイッチＱ2 ，Ｑ3 のオンの過渡期間が終了するので半
導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 のスイッチング損は小さい。電
流Ｉ0 がゼロに達する時間ｔ07以降はリアクタＬd に流
れる電流Ｉd のすべてが半導体スイッチＱ2 ，Ｑ3 を通
して流れる電流Ｉabとなる。
【００１５】次に半導体スイッチＱＲをオンさせると前
記ｔ０１，ｔ０５と同じ過程を経て半導体スイッチ
Ｑ２，Ｑ３がオフする。一定時間経過後に半導体スイッ
チＱ１，Ｑ４をオンさせると前記ｔ０６，ｔ０７の過程
を経て最初の状態に戻る。これで半導体スイッチＱ１〜
Ｑ４のオン・オフの１サイクルが終わる。引き続いてこ
のオン・オフのサイクルを繰り返して直流電源１から負
荷ＲＬに制御された電圧で電力が送られる。以上説明し
たように、インバータ回路の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４
のスイッチングのタイミングとして、オン時には、出力
電流の流れるループに挿入されているリアクタの電流増
加抑制の機能を利用し、スイッチングオンの過渡期間に
おける電流増加を抑える。すなわち、電流の小さい期間
にスイッチングを完了させスイッチング損失の発生を抑
制する。電流が増加するのはスイッチングオン完了後で
あり、スイッチング損失は発生しない。また、スイッチ
ングオフ時には、オフに先だって、まず、付加した共振
回路を作動させて、半導体スイッチに流れる電流をゼロ
レベルまで減少させる。電流ゼロの状態になってから半
導体スイッチをオフさせる。したがってスイッチングオ
フの過渡期間に発生する損失をゼロに抑えられる。共振
回路の半導体スイッチは共振回路自体の作動でオン、オ
フともにスイッチング損失は生じない。
記ｔ０１，ｔ０５と同じ過程を経て半導体スイッチ
Ｑ２，Ｑ３がオフする。一定時間経過後に半導体スイッ
チＱ１，Ｑ４をオンさせると前記ｔ０６，ｔ０７の過程
を経て最初の状態に戻る。これで半導体スイッチＱ１〜
Ｑ４のオン・オフの１サイクルが終わる。引き続いてこ
のオン・オフのサイクルを繰り返して直流電源１から負
荷ＲＬに制御された電圧で電力が送られる。以上説明し
たように、インバータ回路の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４
のスイッチングのタイミングとして、オン時には、出力
電流の流れるループに挿入されているリアクタの電流増
加抑制の機能を利用し、スイッチングオンの過渡期間に
おける電流増加を抑える。すなわち、電流の小さい期間
にスイッチングを完了させスイッチング損失の発生を抑
制する。電流が増加するのはスイッチングオン完了後で
あり、スイッチング損失は発生しない。また、スイッチ
ングオフ時には、オフに先だって、まず、付加した共振
回路を作動させて、半導体スイッチに流れる電流をゼロ
レベルまで減少させる。電流ゼロの状態になってから半
導体スイッチをオフさせる。したがってスイッチングオ
フの過渡期間に発生する損失をゼロに抑えられる。共振
回路の半導体スイッチは共振回路自体の作動でオン、オ
フともにスイッチング損失は生じない。
【００１６】図３は本発明の第２の実施例を示す。図１
の第１の実施例における半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 を使
ったブリッジ・インバータ回路に代わって、半導体スイ
ッチをＱ01のみで構成した従来から知られている１石フ
ォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータを使っている。このコ
ンバータはＱ01がオンしている期間のみトランスの巻線
ｎ1 からｎ2 に電力変換が行われて給電が可能である。
半導体スイッチＱ01がオフしている期間にはトランスＴ
に蓄えられた励磁エネルギーが巻線ｎ3 から直流電源１
に回収される。このときのトランスＴの巻線に誘起する
電圧は半導体スイッチＱ01がオンしている期間とは逆の
極性になっていてトランスＴは磁気的にリセットされ
る。従って、トランスＴから見ると交流電圧の半波のみ
が給電に寄与する。
の第１の実施例における半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 を使
ったブリッジ・インバータ回路に代わって、半導体スイ
ッチをＱ01のみで構成した従来から知られている１石フ
ォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータを使っている。このコ
ンバータはＱ01がオンしている期間のみトランスの巻線
ｎ1 からｎ2 に電力変換が行われて給電が可能である。
半導体スイッチＱ01がオフしている期間にはトランスＴ
に蓄えられた励磁エネルギーが巻線ｎ3 から直流電源１
に回収される。このときのトランスＴの巻線に誘起する
電圧は半導体スイッチＱ01がオンしている期間とは逆の
極性になっていてトランスＴは磁気的にリセットされ
る。従って、トランスＴから見ると交流電圧の半波のみ
が給電に寄与する。
【００１７】図４において時間ｔ01〜ｔ05の期間に半導
体スイッチＱR の作用で半導体スイッチＱ01をソフトに
スイッチング・オフする。この過程は図１の実施例と同
じである。時間ｔ04からｔ′05の期間にトランスＴの電
圧Ｖn が負の極性になるところが図１の実施例とは異な
る。時間ｔ06〜ｔ07の半導体スイッチＱ01のスイッチン
グ・オンの過程も図１の実施例と同じである。図３の実
施例においても共振スイッチ３の効果は図１の場合と同
様で、半導体スイッチＱ01のスイッチング損を極めて小
さい値に抑えることができる。本発明は図１，図３の実
施例で説明したように半導体スイッチＱR およびＱ1 〜
Ｑ4 、あるいはＱ01は大きな電流値をスイッチングする
ことはないので、電流の変化分（ｄＩab／ｄｔあるいは
ｄＩQ01 ／ｄｔ）と配線等のインダクタンスとの積で決
まるスパイク電圧は小さなレベルにとどまり、その結果
として、半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 ，Ｑ01，ＱR にかか
る電圧ストレスが小さくなり、制御装置のノイズによる
誤動作も発生しにくくなる。また、直流電源装置から外
部に出ていくノイズも少なくなる。
体スイッチＱR の作用で半導体スイッチＱ01をソフトに
スイッチング・オフする。この過程は図１の実施例と同
じである。時間ｔ04からｔ′05の期間にトランスＴの電
圧Ｖn が負の極性になるところが図１の実施例とは異な
る。時間ｔ06〜ｔ07の半導体スイッチＱ01のスイッチン
グ・オンの過程も図１の実施例と同じである。図３の実
施例においても共振スイッチ３の効果は図１の場合と同
様で、半導体スイッチＱ01のスイッチング損を極めて小
さい値に抑えることができる。本発明は図１，図３の実
施例で説明したように半導体スイッチＱR およびＱ1 〜
Ｑ4 、あるいはＱ01は大きな電流値をスイッチングする
ことはないので、電流の変化分（ｄＩab／ｄｔあるいは
ｄＩQ01 ／ｄｔ）と配線等のインダクタンスとの積で決
まるスパイク電圧は小さなレベルにとどまり、その結果
として、半導体スイッチＱ1 〜Ｑ4 ，Ｑ01，ＱR にかか
る電圧ストレスが小さくなり、制御装置のノイズによる
誤動作も発生しにくくなる。また、直流電源装置から外
部に出ていくノイズも少なくなる。
【００１８】図５は本発明の第３の実施例を示す。図に
おいて、１は直流電源、４は制御装置、ＲL は負荷、Ｑ
1 〜Ｑ4 ，ＱR は半導体スイッチ、Ｄ1 〜Ｄ8 はダイオ
ード、ＤS はスナバダイオード、ＬR は共振リアクタ、
ＣRは共振コンデンサ、ＤR は共振ダイオード、Ｌd は
平滑用リアクタ、Ｃd は平滑用コンデンサ、Ｔはトラン
スを示す。図１の実施例における共振コンデンサＣR と
半導体スイッチＱR の接続点と平滑フィルタのリアクタ
Ｌd とコンデンサＣd の接続点との間に新たにスナバダ
イオードＤS を付加した構成になっている。スナバダイ
オードＤS と共振コンデンサＣR の直列回路が平滑リア
クタＬd と並列に接続されている。
おいて、１は直流電源、４は制御装置、ＲL は負荷、Ｑ
1 〜Ｑ4 ，ＱR は半導体スイッチ、Ｄ1 〜Ｄ8 はダイオ
ード、ＤS はスナバダイオード、ＬR は共振リアクタ、
ＣRは共振コンデンサ、ＤR は共振ダイオード、Ｌd は
平滑用リアクタ、Ｃd は平滑用コンデンサ、Ｔはトラン
スを示す。図１の実施例における共振コンデンサＣR と
半導体スイッチＱR の接続点と平滑フィルタのリアクタ
Ｌd とコンデンサＣd の接続点との間に新たにスナバダ
イオードＤS を付加した構成になっている。スナバダイ
オードＤS と共振コンデンサＣR の直列回路が平滑リア
クタＬd と並列に接続されている。
【００１９】図６はこの動作を説明するための図であ
る。図において、Ｉabは点ａ，ｂ間を流れる電流、Ｖab
は点ａ，ｂ間の電圧、ＩS はスナバダイオードＤS を流
れる電流、ＩR は共振電流、ＶR は共振コンデンサＣR
の両端電圧、Ｉ0はダイオードブリッジＤ5 〜Ｄ8 を流
れる電流、ｑ1 〜ｑ4 ，ｑR は半導体スイッチをオン，
オフさせる信号を示す。図６における時間ｔ01〜ｔ06の
期間の動作はダイオードＤs の存在には関わりなく図２
の場合と同様である。時間ｔ06の時点では整流ダイオー
ドに電流Ｉ0 が流れているので点ＰＮ間の電圧はゼロで
ある（実際にはダイオードの電圧降下分の約２ボルトの
電圧が出ている）。従って、共振コンデンサＣR の電荷
はダイオードＤR を通して放電していまい、この両端の
電圧ＶR はほぼゼロになっている。時間ｔ06の時点で半
導体スイッチＱ2，Ｑ3 をオンさせると電流Ｉabが徐々
に増加して、一方、電流Ｉ0 は減少する。電流Ｉ0 がゼ
ロになった時点ｔ08で点ＰＮ間の電圧は高くなり、共振
コンデンサＣR とダイオードＤS の直列回路に電流ＩS
が流れだし時間ｔ09までコンデンサＣR を充電する。こ
のコンデンサＣR の電圧はダイオードＤS の作用で、次
に半導体スイッチＱRがオンするまで保持される。時間
ｔ09以降については電圧ＶR を除いては図２の場合と同
様である。
る。図において、Ｉabは点ａ，ｂ間を流れる電流、Ｖab
は点ａ，ｂ間の電圧、ＩS はスナバダイオードＤS を流
れる電流、ＩR は共振電流、ＶR は共振コンデンサＣR
の両端電圧、Ｉ0はダイオードブリッジＤ5 〜Ｄ8 を流
れる電流、ｑ1 〜ｑ4 ，ｑR は半導体スイッチをオン，
オフさせる信号を示す。図６における時間ｔ01〜ｔ06の
期間の動作はダイオードＤs の存在には関わりなく図２
の場合と同様である。時間ｔ06の時点では整流ダイオー
ドに電流Ｉ0 が流れているので点ＰＮ間の電圧はゼロで
ある（実際にはダイオードの電圧降下分の約２ボルトの
電圧が出ている）。従って、共振コンデンサＣR の電荷
はダイオードＤR を通して放電していまい、この両端の
電圧ＶR はほぼゼロになっている。時間ｔ06の時点で半
導体スイッチＱ2，Ｑ3 をオンさせると電流Ｉabが徐々
に増加して、一方、電流Ｉ0 は減少する。電流Ｉ0 がゼ
ロになった時点ｔ08で点ＰＮ間の電圧は高くなり、共振
コンデンサＣR とダイオードＤS の直列回路に電流ＩS
が流れだし時間ｔ09までコンデンサＣR を充電する。こ
のコンデンサＣR の電圧はダイオードＤS の作用で、次
に半導体スイッチＱRがオンするまで保持される。時間
ｔ09以降については電圧ＶR を除いては図２の場合と同
様である。
【００２０】次にダイオードＤS の効果を説明する。共
振コンデンサＣR とダイオードＤS の回路はサージ抑制
の機能を持つ。ダイオードには順方向に通電した直後に
逆方向の電圧を印加すると一定期間逆方向に電流が流れ
るという欠点がある。整流ダイオードＤ5 〜Ｄ8に流れ
ている電流Ｉ0 がゼロになった直後は点Ｘ，Ｙ間は短絡
状態になっていてリアクタＬR に流れる電流はＩd 以上
に増加する。ダイオードの逆方向特性が回復して逆電流
がゼロとなるとリアクタＬR に流れた過剰な電流のパス
がなくなり、点ＰＮ間にサージ電圧が現れる。しかし、
このサージ電圧の原因である過剰電流に対して、コンデ
ンサＣR ，ダイオードＤS およびコンデンサＣd の回路
によるパスを形成してあるのでサージ電圧が過大になる
ことが防がれる。このダイオードＤS は図３の第２の実
施例にも適用できることはいうまでもない。また、この
ダイオードＤS は、半導体スイッチＱR がなくても作用
する。すなわち、ダイオードＤS の通電によって共振コ
ンデンサＣR は充電し、この際にサージ電圧の抑制効果
を生み出す。次に、ダイオードＤS の通電によって共振
コンデンサＣR は放電し、最初の状態に戻る。
振コンデンサＣR とダイオードＤS の回路はサージ抑制
の機能を持つ。ダイオードには順方向に通電した直後に
逆方向の電圧を印加すると一定期間逆方向に電流が流れ
るという欠点がある。整流ダイオードＤ5 〜Ｄ8に流れ
ている電流Ｉ0 がゼロになった直後は点Ｘ，Ｙ間は短絡
状態になっていてリアクタＬR に流れる電流はＩd 以上
に増加する。ダイオードの逆方向特性が回復して逆電流
がゼロとなるとリアクタＬR に流れた過剰な電流のパス
がなくなり、点ＰＮ間にサージ電圧が現れる。しかし、
このサージ電圧の原因である過剰電流に対して、コンデ
ンサＣR ，ダイオードＤS およびコンデンサＣd の回路
によるパスを形成してあるのでサージ電圧が過大になる
ことが防がれる。このダイオードＤS は図３の第２の実
施例にも適用できることはいうまでもない。また、この
ダイオードＤS は、半導体スイッチＱR がなくても作用
する。すなわち、ダイオードＤS の通電によって共振コ
ンデンサＣR は充電し、この際にサージ電圧の抑制効果
を生み出す。次に、ダイオードＤS の通電によって共振
コンデンサＣR は放電し、最初の状態に戻る。
【００２１】これまでの実施例の説明では、共振リアク
タＬR をトランスＴの２次巻線と直列に挿入していた
が、共振リアクタＬR はトランスＴの１次巻線側に挿入
しても同様に作用する。また、トランスＴの１次−２次
巻線間の漏洩リアクタンスも等価的に共振リアクタの作
用をするので、漏洩リアクタンスが必要な大きさを持っ
ていれば、改めて、共振リアクタＬR を挿入しなくてよ
い。
タＬR をトランスＴの２次巻線と直列に挿入していた
が、共振リアクタＬR はトランスＴの１次巻線側に挿入
しても同様に作用する。また、トランスＴの１次−２次
巻線間の漏洩リアクタンスも等価的に共振リアクタの作
用をするので、漏洩リアクタンスが必要な大きさを持っ
ていれば、改めて、共振リアクタＬR を挿入しなくてよ
い。
【００２２】図７に本発明に適用する制御装置４の構成
例を示す。図８はその動作を説明するための波形例を示
す。αは直流電源装置の出力電圧で、これは平滑フィル
タ２のコンデンサＣd の電圧に対応する。αと基準の直
流電圧とを誤差増幅器に入力し、その出力βを得る。三
角波発生器はチョッパあるいはＤＣ／ＤＣコンバータを
スイッチング動作させる周波数の三角電圧波形γを出力
する。コンパレータはその入力のβとγを比較してβが
γよりレベルが高い期間にＰＷＭ信号δを出力する。単
安定マルチバイブレータはＰＷＭ信号δがゼロレベルに
なる時点からあらかじめ定めた時間までの幅を持つパル
ス信号εを出力する。一方、フリップフロップはＰＷＭ
信号δがゼロから立ち上がる時点に同期した２つの信号
θ1 およびθ2 を交互に出力する。ＯＲ回路はＰＷＭ信
号δとパルス信号εの和をとって信号πを出力する。Ａ
ＮＤ回路１は信号θ1 とπとの積をとって信号ω1 を出
力する。同様にＡＮＤ２の出力として信号ω2 を得る。
図３の１石フォワード・コンバータを動作させるには信
号πおよびεをそれぞれ半導体スイッチＱ01およびＱR
に与える。図１，５のＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ
るには半導体スイッチ対であるＱ1 ，Ｑ4 に信号ω1 を
与え、Ｑ2 ，Ｑ3 には信号ω2 を与える。また、ＱR に
は信号εを与える。
例を示す。図８はその動作を説明するための波形例を示
す。αは直流電源装置の出力電圧で、これは平滑フィル
タ２のコンデンサＣd の電圧に対応する。αと基準の直
流電圧とを誤差増幅器に入力し、その出力βを得る。三
角波発生器はチョッパあるいはＤＣ／ＤＣコンバータを
スイッチング動作させる周波数の三角電圧波形γを出力
する。コンパレータはその入力のβとγを比較してβが
γよりレベルが高い期間にＰＷＭ信号δを出力する。単
安定マルチバイブレータはＰＷＭ信号δがゼロレベルに
なる時点からあらかじめ定めた時間までの幅を持つパル
ス信号εを出力する。一方、フリップフロップはＰＷＭ
信号δがゼロから立ち上がる時点に同期した２つの信号
θ1 およびθ2 を交互に出力する。ＯＲ回路はＰＷＭ信
号δとパルス信号εの和をとって信号πを出力する。Ａ
ＮＤ回路１は信号θ1 とπとの積をとって信号ω1 を出
力する。同様にＡＮＤ２の出力として信号ω2 を得る。
図３の１石フォワード・コンバータを動作させるには信
号πおよびεをそれぞれ半導体スイッチＱ01およびＱR
に与える。図１，５のＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ
るには半導体スイッチ対であるＱ1 ，Ｑ4 に信号ω1 を
与え、Ｑ2 ，Ｑ3 には信号ω2 を与える。また、ＱR に
は信号εを与える。
【００２３】
【発明の効果】本発明は、（１）半導体スイッチのスイ
ッチング損失低減のための付加手段、（２）同スイッチ
ング時に生じるサージ電圧の抑制手段、（３）ならびに
これらの制御法に関するものである。したがって、従来
の回路に付加して使えるので、電圧制御範囲が広くと
れ、制御性がよく、したがって信頼性が高く、小容量か
ら大容量の装置に適用して実績の豊富なＰＷＭ制御イン
バータ回路に付加すると大きな効果を生む。具体的に
は、半導体スイッチのスイッチング損失がほぼゼロにな
ることから、スイッチング周波数を任意に選択できる。
周波数を高く選べばトランスやフィルタのリアクタやコ
ンデンサの小形化を図れ、これは装置の小形化、軽量化
に寄与する。装置の効率向上にも寄与する。発熱の減少
に伴い半導体スイッチの冷却のために付加する放熱フィ
ンの小形化が図れ、これも装置の小形化、軽量化に寄与
する。半導体スイッチのスイッチングに伴って発生する
サージ電圧の抑制効果が高いので信頼性が高くなり、半
導体スイッチ、ダイオードとしてより低い耐圧、したが
って低価格の部品の選定を可能とする。これは装置の信
頼性向上、コストダウンに寄与する。サージ電圧の発生
に付随して生じる高周波電磁ノイズもサージ電圧の低減
に伴い減少する。これは装置から発生する公害として問
題視されている電磁ノイズ放射の低減に寄与する。
ッチング損失低減のための付加手段、（２）同スイッチ
ング時に生じるサージ電圧の抑制手段、（３）ならびに
これらの制御法に関するものである。したがって、従来
の回路に付加して使えるので、電圧制御範囲が広くと
れ、制御性がよく、したがって信頼性が高く、小容量か
ら大容量の装置に適用して実績の豊富なＰＷＭ制御イン
バータ回路に付加すると大きな効果を生む。具体的に
は、半導体スイッチのスイッチング損失がほぼゼロにな
ることから、スイッチング周波数を任意に選択できる。
周波数を高く選べばトランスやフィルタのリアクタやコ
ンデンサの小形化を図れ、これは装置の小形化、軽量化
に寄与する。装置の効率向上にも寄与する。発熱の減少
に伴い半導体スイッチの冷却のために付加する放熱フィ
ンの小形化が図れ、これも装置の小形化、軽量化に寄与
する。半導体スイッチのスイッチングに伴って発生する
サージ電圧の抑制効果が高いので信頼性が高くなり、半
導体スイッチ、ダイオードとしてより低い耐圧、したが
って低価格の部品の選定を可能とする。これは装置の信
頼性向上、コストダウンに寄与する。サージ電圧の発生
に付随して生じる高周波電磁ノイズもサージ電圧の低減
に伴い減少する。これは装置から発生する公害として問
題視されている電磁ノイズ放射の低減に寄与する。
【図１】本発明の直流電源装置の第１の実施例を示す。
【図２】第１の実施例の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図３】本発明の第２の実施例を示す。
【図４】第２の実施例の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図５】本発明の第３の実施例を示す。
【図６】第３の実施例の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図７】本発明を構成する制御装置の一例を示す。
【図８】制御装置の動作を説明するための図である。
【図９】従来例を示す。
【図１０】従来例の動作を説明する図である。
１ 直流電源 ２ 平滑フィルタ ３ 共振スイッチ ４ 制御装置 Ｅ 直流電源電圧 Ｔ トランス ＲL 負荷 Ｑ1 〜Ｑ4 ，ＱR 半導体スイッチ Ｄ1 〜Ｄ8 ダイオード ＤS スナバダイオード ＬR 共振リアクタ Ｌd 平滑用リアクタ Ｃd 平滑用コンデンサ ＣR 共振コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−178422（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−295675（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−236165（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−142980（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−104787（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源とトランスの１次巻線とを半導
体スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線と
リアクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フィル
タとを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデンサ
から負荷に給電する直流電源において、ダイオードと半
導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続された
共振コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイオ
ードの直流出力側に並列に設け、かつ、共振スイッチを
構成する共振コンデンサと半導体スイッチの接続点と平
滑フィルタのリアクタとコンデンサの接続点との間をス
ナバダイオードを介して接続し、半導体スイッチに流れ
る電流を共振スイッチの作動によってゼロに減らしてか
ら半導体スイッチをオフさせ、また半導体スイッチをオ
ンさせるには、流れる電流の増加を共振回路と作用する
リアクタによって抑制し、電流が小さい期間にオンを確
立させることを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】 直流電源とトランスの１次巻線とを半導
体スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線と
リアクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フィル
タとを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデンサ
から負荷に給電する直流電源において、共振コンデンサ
とこの共振コンデンサを放電させるダイオードの直列回
路を前記整流ダイオードの直流出力と並列に設け、共振
コンデンサとダイオードの接続点と平滑フィルタのリア
クタとコンデンサの接続点との間に共振コンデンサを充
電させるスナバダイオードを介して接続し、半導体スイ
ッチに流れる電流を共振スイッチの作動によってゼロに
減らしてから半導体スイッチをオフさせ、また半導体ス
イッチをオンさせるには、流れる電流の増加を共振回路
と作用するリアクタによって抑制し、電流が小さい期間
にオンを確立させることを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3167640A JP2514872B2 (ja) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3167640A JP2514872B2 (ja) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04368464A JPH04368464A (ja) | 1992-12-21 |
| JP2514872B2 true JP2514872B2 (ja) | 1996-07-10 |
Family
ID=15853523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3167640A Expired - Lifetime JP2514872B2 (ja) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2514872B2 (ja) |
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-
1991
- 1991-06-12 JP JP3167640A patent/JP2514872B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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| JPH04368464A (ja) | 1992-12-21 |
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