JP5564400B2

JP5564400B2 - 直流電源装置，電力変換装置

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Publication number: JP5564400B2
Application number: JP2010240251A
Authority: JP
Inventors: 勉小南; 謙一恩田; 勝美石川; 恭彦河野; 徹郎児島; 正浩長洲
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2010-03-11
Filing date: 2010-10-27
Publication date: 2014-07-30
Anticipated expiration: 2030-10-27
Also published as: JP2011211886A

Description

本発明は直流電力を出力する直流電源装置に関する。

不安定な直流電源電圧を安定な直流電圧に調節する、もしくは直流電源から絶縁した直流電圧を取り出すのにＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。このＤＣ／ＤＣコンバータは直流電源に接続された半導体スイッチをスイッチングさせ電力変換を行っている。このスイッチング動作において電流・電圧の積で決まる電力損失が発生する。以下、これをスイッチング損失と言う。スイッチング損失は変圧器の一次巻線側の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４がオン・オフのスイッチングを行う毎に発生するため、高周波でスイッチングすると半導体スイッチでの発熱が大きくなる。そのため大きな冷却装置が必要となり、直流電源装置が大きくなる。また、冷却装置の小型化のためスイッチング周波数を下げると平滑化フィルタを大きくする必要がある、かつ制御性能が劣化する。

従来技術の特許文献１や特許文献２には、このスイッチング損失を低減し、スイッチング周波数を高くすることによって直流電源装置の小型・軽量化を達成することを目的とし、図３に示す半導体スイッチＱ７とそれに逆並列接続されたダイオードＤ１１とそれに直列接続された共振コンデンサＣｃ３で構成された共振回路６を変圧器２の二次巻線に接続された整流ダイオードの直流出力部と平滑化フィルタ５の間に並列接続された回路構成を提案している。

動作原理を図４に示す。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ７をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器２の二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ３とで共振し、ｍｏｄｅ２に示す経路で共振電流９が流れる。この共振電流９によって共振コンデンサＣｃ３が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線に電流が流れなくなる。ｍｏｄｅ３に示すように共振コンデンサＣｃ３に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１１→共振コンデンサＣｃ３』の経路を通り放電される。共振コンデンサＣｃ３の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線に電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ７においては、共振コンデンサＣｃ３を放電している間、ダイオードＤ１１を電流が流れており、ゼロ電流ターンオフが可能となる。

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ７をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器の二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ３とで共振し、ｍｏｄｅ６に示す経路で共振電流１０が流れる。この共振電流１０によって共振コンデンサＣｃ３が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線に電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ３に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１１→共振コンデンサＣｃ３』のｍｏｄｅ７に示す経路を通り放電される。共振コンデンサＣｃ３の電位が二次巻線電圧より大きな期間、電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。その後、半導体スイッチＱ７においてはｍｏｄｅ７に示す様に、共振コンデンサＣｃ３を放電している間、ダイオードＤ１１を電流が流れており、ゼロ電流ターンオフが可能となる。このように従来技術では、半導体スイッチＱ１・Ｑ４の組、Ｑ２・Ｑ３の組をスイッチングする際に、両組とも共振回路６を動作させソフトスイッチングを実現している。

特開平４−３６８４６４号公報ＵＳＰ５８８６８８４

従来技術では図３において、共振回路６を動作した際に共振コンデンサＣｃ３に溜まった電荷を図４におけるｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ７に示すように負荷電流によって放電する。そのため軽負荷時において負荷電流が小さくなった際、共振コンデンサＣｃ３の放電に要する時間が長くなる。よって仮に図４のｍｏｄｅ３において負荷電流が小さく共振コンデンサＣｃ３の放電に掛かる時間が長くなりｍｏｄｅ６において電荷の放電を終えていない場合、ｍｏｄｅ６でＱ７をターンオンする際に共振回路６が所望の動作をせず、整流ダイオードが逆バイアスされない可能性がある。これによりｍｏｄｅ７において半導体スイッチＱ２，Ｑ３に流れる電流を低減することができず、ソフトターンオフが不可能となる。そのため、図３に示す従来技術では、共振コンデンサＣｃ３の放電を待った後に次の半導体スイッチ組を動作させる必要がある。よって従来技術では一次側半導体スイッチをソフトスイッチングすることが可能となる条件が負荷条件によって決定される、もしくは全ての負荷条件においてソフトスイッチング可能とするために駆動周波数を低くし、共振コンデンサＣｃ３の放電時間を十分に確保する必要がある。

本発明は上記の欠点を改善するために提案されたもので、その目的は、インバータ回路を構成する半導体スイッチＱ１〜Ｑ４のスイッチング損失を抑制し、半導体冷却系の簡素化を可能とし、負荷条件によって生じる許容可能なスイッチング周波数の上限を高くすることにある。

上記の目的を達成するため、本発明は、直流電源と変圧器の一次巻線とを半導体スイッチを介して接続し、変圧器の二次巻線とリアクタとコンデンサからなる平滑化フィルタとを整流ダイオードブリッジで接続し、直流電源を生成する回路において変圧器二次巻線の一方が正極性のとき、変圧器の漏れインダクタンスまたは該二次巻線と直列接続されたインダクタとの共振により充電されるコンデンサと、該コンデンサに直列接続された半導体スイッチとダイオードとの並列回路によって構成される共振回路を変圧器二次側に持ち、変圧器二次巻線の他方が正極性となったとき前記コンデンサの放電が可能となることを特徴とした直流電源装置を発明の要旨とするものである。

本発明によって、電力変換装置のスイッチング周波数を上昇させることが可能となる。

本発明の直流電源装置、第１の実施例を示す。第１の実施例の動作を説明するための図である。従来例を示す。従来例の動作を説明するための図である。本発明の直流電源装置、第２の実施例を示す。第２の実施例の動作を説明するための図である。本発明の直流電源装置、第３の実施例を示す。第３の実施例の動作を説明するための図である。従来技術における励磁電流検出方法を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

本発明の実施例について説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す。図において、１は直流電源、２は変圧器、３および４は共振回路、５は平滑化フィルタで、Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチ、その各半導体スイッチにはダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続されている。変圧器２の二次巻線はダイオードＤ５〜Ｄ８で構成される整流ダイオードブリッジに接続され、平滑化フィルタで平滑化後、負荷に接続される。図においてダイオードＤ７には、半導体スイッチＱ５およびそれに逆並列接続されたダイオードＤ９と、それに直列接続された共振コンデンサＣｃ１によって構成された共振回路３が並列接続されている。ダイオードＤ８にも同様な回路素子で構成される共振回路４が並列接続されている。なお、半導体スイッチには、バイポーラトランジスタ，ＭＯＳ−ＦＥＴ，サイリスタ，ＧＴＯ，ＩＧＢＴ等が考えられるが、ここではＩＧＢＴを使って説明する。

図２は図１の実施例を説明するための動作原理を示したものである。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ５をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ１で共振し、ｍｏｄｅ２に示す経路で共振電流７が流れる。この共振電流７によって共振コンデンサＣｃ１が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線に電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ１に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ９→共振コンデンサＣｃ１』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ３）。共振コンデンサＣｃ１の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線には電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ５においては、共振コンデンサＣｃ１を放電している間、ダイオードＤ９を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ６をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ２で共振し、ｍｏｄｅ６に示す経路で共振電流８が流れる。この共振電流８によって共振コンデンサＣｃ２が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線には電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ２に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１０→共振コンデンサＣｃ２』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ７）。共振コンデンサＣｃ２の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線には電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ６においては、共振コンデンサＣｃ２を放電している間、ダイオードＤ１０を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。

このように、半導体スイッチＱ１・Ｑ４の組、Ｑ２・Ｑ３の組で直流電源１から電力を負荷へ供給するにあたり、Ｑ１・Ｑ４の組には共振回路３を、Ｑ２・Ｑ３の組には共振回路４を用いてソフトスイッチングを実現する。共振回路３を動作させた際に共振コンデンサＣｃ１に充電された電荷は、共振回路４を動作させている間、上述の負荷電流経路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ９→共振コンデンサＣｃ１』で放電可能となり、共振回路４を動作させた際に共振コンデンサＣｃ２に充電された電荷は、共振回路３を動作させている間、上述の負荷電流回路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１０→共振コンデンサＣｃ２』で放電可能となる。そのため従来技術で課題となった、図３における共振コンデンサＣｃ３の放電を待った後に次の半導体スイッチ組を動作させる必要があることによる駆動周波数の上限をなくすことが可能となる。言い換えると、同じ負荷条件において、スイッチング周波数を従来よりも高くすることにより直流電源装置の小型・軽量化が可能となるとともに、半導体スイッチのスイッチング損失を従来技術と同様レベルに抑えることが可能となる。ここで、従来技術では変圧器鉄心の偏磁状態を把握するため励磁電流を観測しており、励磁電流は変圧器一次巻線電流および変圧器二次巻線電流を電流センサにてそれぞれ検出し、演算することにより算出していた。このため変圧器一次側および二次側に電流センサが必要となる。図９に従来技術における励磁電流検出方法を示す。図９に於いて、変圧器一次巻線電流Ｉ₁を一次側電流センサ１９にて、二次巻線電流Ｉ₂を二次側電流センサ２０にて検出する。励磁電流Ｉ_exは変圧器の巻数比をＮ₁：Ｎ₂とすると、一次および二次電流を用いて次式で算出される。

本実施例では、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７において、変圧器一次巻線に備えた一次側電流センサ１のみを用いて直接、励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握することが可能であり、変圧器鉄心の偏磁を検出した場合、電圧印加時間を短くするなどして消磁し、ヒステリシス曲線が原点中心として描かれるようなＩＧＢＴのスイッチングパターンを生成することにより偏磁抑制制御が可能となる。つまり、本実施例に於いて、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７では変圧器二次巻線が等価的に開放された状態となり、変圧器一次巻線に励磁電流のみが流れる。このとき、一次側電流センサの出力値は、

となり、変圧器一次巻線に備えた電流センサでこの励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握し偏磁抑制制御を行うことが可能となる。よって本実施例では図９に於いて、二次側電流センサ２０を設置する必要はない。

図５は本発明の第２の実施例を示す。図１の第１の実施例と同じ素子には同じ記号を用いている。図１の実施例と異なる点は、二次側に配置する共振回路の接続箇所である。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ９をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ５で共振し、ｍｏｄｅ２に示す経路で共振電流１３が流れる。この共振電流１３によって共振コンデンサＣｃ５が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線には電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ５に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１３→共振コンデンサＣｃ５』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ３）。共振コンデンサＣｃ５の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線に電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ９においては、共振コンデンサＣｃ５を放電している間、ダイオードＤ１３を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ８をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ４で共振し、ｍｏｄｅ６に示す経路で共振電流１４が流れる。この共振電流１４によって共振コンデンサＣｃ４が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線には電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ４に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１２→共振コンデンサＣｃ４』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ７）。共振コンデンサＣｃ４の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線に電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ８においては、共振コンデンサＣｃ４を放電している間、ダイオードＤ１２を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。

このように、半導体スイッチＱ１・Ｑ４の組、Ｑ２・Ｑ３の組で直流電源１から電力を負荷へ供給するにあたり、Ｑ１・Ｑ４の組には共振回路１２を、Ｑ２・Ｑ３の組には共振回路１１を用いてソフトスイッチングを実現する。共振回路１２を動作させた際に共振コンデンサＣｃ５に充電された電荷は、共振回路１１を動作させている間、上述の負荷電流経路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１３→共振コンデンサＣｃ５』で放電可能となり、共振回路１１を動作させた際に共振コンデンサＣｃ４に充電された電荷は、共振回路１２を動作させている間、上述の負荷電流経路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１２→共振コンデンサＣｃ４』で放電可能となる。そのため従来技術で課題となった、図３における共振コンデンサＣｃ３の放電を待った後に次の半導体スイッチ組を動作させる必要があることによる駆動周波数の上限をなくすことが可能となる。言い換えると、同じ負荷条件において、スイッチング周波数を従来よりも高くすることにより直流電源装置の小型・軽量化が可能となるとともに、半導体スイッチのスイッチング損失を従来技術と同様レベルに抑えることが可能となる。

ここで、本発明の他の実施形態として、共振回路１１をダイオードＤ５と並列接続し、共振回路１２をダイオードＤ７と並列接続する構成が考えられる。さらには、共振回路１１をダイオードＤ６と並列接続し、共振回路１２をダイオードＤ８と並列接続する構成も考えられる。これらの実施形態においても、電力変換装置のスイッチング周波数を上昇させるという効果を奏することが可能である。本実施例に於いても、第１の実施例と同様、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７において、変圧器二次巻線が等価的に開放された状態となり、変圧器一次巻線に励磁電流のみが流れる時に、変圧器一次巻線に備えた電流センサでこの励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握し偏磁抑制制御を行うことが可能となる。

図７は本発明の第３の実施例を示す。図１および図５の実施例と同じ素子には同じ記号を用いている。図１の実施例と異なる点は、共振回路における半導体スイッチおよびダイオードの極性である。また図８に動作原理を示す。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、変圧器２の二次巻線には負荷電流および変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ６で共振することによる共振電流１７が重畳して流れる。共振コンデンサＣｃ６が共振によって充電された後、共振電流１７が流れなくなり変圧器２の二次巻線には負荷電流のみが流れる（ｍｏｄｅ２）。ｍｏｄｅ３において半導体スイッチＱ１０を導通させることにより整流ダイオードが逆バイアスされ、変圧器２の二次巻線は開放されたと等価な状態になり、変圧器２の一次巻線には励磁電流のみしか流れず半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなりスイッチング損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ１０においては、共振コンデンサＣｃ６を放電し終えた後、ｍｏｄｅ４においてゼロ電流ターンオフが可能となる。

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、変圧器２の二次巻線には負荷電流および変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ７で共振することによる共振電流１８が重畳して流れる。共振コンデンサＣｃ７が共振によって充電された後、共振電流１８が流れなくなり変圧器２の二次巻線には負荷電流のみが流れる（ｍｏｄｅ６）。Ｍｏｄｅ７において半導体スイッチＱ１１を導通させることにより整流ダイオードが逆バイアスされ、変圧器２の二次巻線は開放されたと等価な状態になり、変圧器２の一次巻線には励磁電流のみしか流れず半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなりスイッチング損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ１１においては、共振コンデンサＣｃ７を放電し終えた後、ｍｏｄｅ８においてゼロ電流ターンオフが可能となる。

上記した各実施例において、負荷条件によって駆動周期内で共振コンデンサの放電時間を確保できない場合、つまり共振コンデンサが充電を行おうとする動作時に、当該共振コンデンサの放電がまだ終了していない場合には、当該共振コンデンサの放電が終了するまで共振動作を止めて、その後、共振コンデンサの放電が終了した際に共振動作を再開するようにすると良い。本実施例に於いても、第１の実施例と同様、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７において、変圧器二次巻線が等価的に開放された状態となり、変圧器一次巻線に励磁電流のみが流れる時に、変圧器一次巻線に備えた電流センサでこの励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握し偏磁抑制制御を行うことが可能となる。

ここで、本発明の他の実施形態として、共振回路１５をダイオードＤ５と並列接続し、共振回路１６をダイオードＤ６と並列接続する構成が考えられる。さらには、共振回路１５をダイオードＤ５と並列接続し、共振回路１６をダイオードＤ７と並列接続する構成も考えられる。さらには、共振回路１５をダイオードＤ６と並列接続し、共振回路１６をダイオードＤ８と並列接続する構成も考えられる。これらの実施形態においても、電力変換装置のスイッチング周波数を上昇させるという効果を奏することが可能である。

本発明は直流電力を出力する直流電源装置に関するものであり、直流電源装置を用いるあらゆる分野に適用可能である。特に、直流電源として車両に搭載された発電機または、鉄道の架線から電力を供給される電源を備え、負荷としてエアコンや照明用のインバータを備える自動車や鉄道車両のような車両に適用可能である。

１直流電源
２変圧器
３，４，６，１１，１２，１５，１６共振回路
５平滑化フィルタ
７，８，９，１０，１３，１４，１７，１８共振電流
１９一次側電流センサ
２０二次側電流センサ
Ｅ直流電源装置
Ｑ１〜Ｑ１１半導体スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９〜Ｄ１５フライホイールダイオード
Ｄ５〜Ｄ８整流ダイオード
Ｌｃ共振リアクタ（変圧器２の漏れインダクタンスまたは追加リアクタ）
Ｌｏ平滑用リアクタ
Ｃｃ１〜Ｃｃ７共振コンデンサ
Ｃｏ平滑用コンデンサ
Ｉ₁ 変圧器一次巻線電流
Ｉ₂ 変圧器二次巻線電流

Claims

直流電源と、
前記直流電源と変圧器の一次巻線とを一次側半導体スイッチを介して接続して構成される一次側回路と、
前記変圧器の二次巻線とリアクタおよびコンデンサからなる平滑化フィルタとを整流ダイオードブリッジを介して接続して構成される二次側回路と、
を備え、直流電源を生成する直流電源装置において、
前記変圧器の二次巻線の一方が正極性のとき、
変圧器の漏れインダクタンスまたは該二次巻線と直列接続されたインダクタとの共振により充電される共振コンデンサと、
前記共振コンデンサに直列接続された二次側半導体スイッチとダイオードの並列回路と、
によって構成される共振回路を前記二次側回路に持ち、
前記並列回路は、前記ダイオードの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と逆、かつ前記二次側半導体スイッチの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と同一となる向きに接続され、
前記変圧器の二次巻線の他方が正極性となる期間に前記共振コンデンサの放電が可能であること
を特徴とした直流電源装置。
請求項１に記載の直流電源装置において、前記整流ダイオードブリッジを構成する複数のダイオードの内、少なくとも２つのダイオードに前記共振回路を並列接続したことを特徴とする直流電源装置。
前記一次側半導体スイッチがオフ状態からオン状態へ遷移した際に、前記変圧器の漏れインダクタンスまたは前記変圧器の二次巻線と直列接続されたリアクトルと前記共振コンデンサとで共振することによって前記共振コンデンサを充電し、
前記二次側半導体スイッチを導通させることによって整流ダイオードブリッジを逆バイアスし、前記一次側半導体スイッチに流れる負荷電流を低減またはゼロとした状態で、前記一次側半導体スイッチをターンオフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
請求項１乃至３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記直流電源装置の駆動周期内で前記共振コンデンサの放電時間を確保できない場合は、前記共振コンデンサの放電が終えるまで、前記二次側半導体スイッチのスイッチングを行わないことを特徴とする直流電源装置。
車両に搭載された発電機または架線から直流電力を供給される直流電源と、
前記直流電源と変圧器の一次巻線とを一次側半導体スイッチを介して接続して構成される一次側回路と、
前記変圧器の二次巻線とリアクタおよびコンデンサからなる平滑化フィルタとを整流ダイオードブリッジを介して接続して構成される二次側回路と、
前記平滑化フィルタと接続されるインバータと、
前記インバータにより駆動されるエアコンまたは照明、を備える車両において、
前記変圧器の二次巻線の一方が正極性のとき、変圧器の漏れインダクタンスまたは該二次巻線と直列接続されたインダクタとの共振により充電される共振コンデンサと、
前記共振コンデンサに直列接続された二次側半導体スイッチとダイオードの並列回路と、
によって構成される共振回路を前記二次側回路に持ち、
前記並列回路は、前記ダイオードの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と逆、かつ前記二次側半導体スイッチの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と同一となる向きに接続され、
前記変圧器の二次巻線の他方が正極性となる期間に前記共振コンデンサの放電が可能であることを特徴とした車両。
請求項５に記載の車両において、前記整流ダイオードブリッジを構成する複数のダイオードの内、少なくとも２つのダイオードに前記共振回路を並列接続したことを特徴とする車両。
前記一次側半導体スイッチがオフ状態からオン状態へ遷移した際に、前記変圧器の漏れインダクタンスまたは前記変圧器の二次巻線と直列接続されたリアクトルと前記共振コンデンサとで共振することによって前記共振コンデンサを充電し、
前記二次側半導体スイッチを導通させることによって整流ダイオードブリッジを逆バイアスし、前記一次側半導体スイッチに流れる負荷電流を低減またはゼロとした状態で、前記一次側半導体スイッチをターンオフさせることを特徴とする請求項５または６に記載の車両。
請求項５乃至７のいずれかに記載の車両において、
前記直流電源装置の駆動周期内で前記共振コンデンサの放電時間を確保できない場合は、前記共振コンデンサの放電が終えるまで、前記二次側半導体スイッチのスイッチングを行わないことを特徴とする車両。
請求項１乃至４のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記二次側半導体スイッチを動作させて、前記整流ダイオードが逆バイアスされ前記変圧器の二次巻線が開放状態となった際に、前記変圧器の一次巻線に備えた電流センサにより励磁電流を検出することにより、前記変圧器の鉄心の偏磁状態を把握し、偏磁抑制制御を行うことを特徴とした電力変換器。