JP6018870B2 - 直流電源装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は，直流電源装置に関し，特に鉄道車両に設置される半導体スイッチング素子を用いたＤＣ−ＤＣ変換による直流電源装置およびその制御方法に関する。

直流電圧の大きさを任意の値に変える場合や，不安定な直流電源の安定化させる場合，あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を必要とする場合などにおいて，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは，直流から交流を生成する一次回路と，絶縁用変圧器と，交流を直流に変換する二次回路（整流回路）から構成される。

ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，印加周波数を高くすることで絶縁用変圧器を小型化することができるが，高周波化に伴うスイッチング損失の抑制が課題となる。この課題を解決するため共振回路を利用してスイッチング損失を低減させるソフトスイッチング方式が知られており，特許文献１に記載された回路構成を図１０に示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは，直流を交流に変換する一次回路と，変圧器と，交流を直流に変換する二次回路と，平滑化フィルタから構成され，直流負荷に給電している。

このＤＣ−ＤＣコンバータは，一次回路でのスイッチング損失を低減させるために，二次回路の出力端子間に共振コンデンサとスイッチング素子（以下，共振スイッチと略称する）の直列回路を接続している。そして，共振コンデンサと変圧器の二次側漏れインダクタンスにより共振回路を形成し，一次回路の主スイッチング素子のターンオフに先立って共振スイッチをオンさせ，共振コンデンサの充放電電流を利用して主スイッチング素子が遮断すべき変圧器の二次電流をゼロ，一次電流を変圧器の励磁電流のみのレベルまで低減させることで，擬似ゼロ電流遮断（以下，ゼロ電流遮断）を実現し，一次回路のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

一方で，このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは，負荷が軽負荷の場合や，初期起動時に以下に示す課題がある。

一つ目に，連続動作中に接続される負荷が軽負荷となると，一次回路はパルス幅を短くして，供給するエネルギーを小さくするが，ソフトスイッチングの都合により，主スイッチング素子と共振スイッチのパルスの幅を共振回路の共振周期の１／２より長くする必要があるため，供給するエネルギーにも下限値がある。この供給エネルギーの下限値に対して，負荷で消費するエネルギーが小さいと，ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側フィルタコンデンサ電圧を一定に保つことができず，過電圧になるといった課題がある。

二つ目に，ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側フィルタコンデンサ電圧が低いとき，たとえば出力側フィルタコンデンサの初期充電を行う際，変圧器の二次側端子電圧と出力側フィルタコンデンサ電圧の差電圧が大きく，この差電圧に応じて出力電流が流れるため，出力電流を抑制するのが難しく，過電流になってしまうといった課題がある。

この二つの課題を解決するために，ＤＣ−ＤＣコンバータのパルスを間引くことにより，所定の期間エネルギー供給を停止させる方法があり，例えば特許文献２には，平滑回路の出力電圧が前記目標電圧より大きい場合に，平滑回路の出力電圧が目標電圧となるように，デューティ信号出力手段が出力するパルス信号の単位時間当たりのパルス数を少なくするパルス数低減手段を備えることが示されている。

また，特許文献３には，出力電圧が所定の基準電圧を超えると所定の連続するパルスをセットで間引く，すなわち１周期分のパルスを間引き，それでも出力電圧が基準電圧を超える場合，さらに継続して１周期分のパルスを間引く，すなわち，出力電圧が基準電圧を超えた場合，その出力電圧が基準電圧以下になるまでパルス信号の出力を１周期単位で，停止することが示されている。

特開平４−３６８４６４号 特開２００９−２９６７６３号 特開２００４−１５９４７３号

特許文献２および特許文献３に開示されている従来技術を本発明の前提とするソフトスイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータに適用する場合，ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側のフィルタコンデンサが所定の電圧値に充電されている状態であれば，軽負荷状態におけるフィルタコンデンサの電圧上昇を防ぐのは容易である。しかしながら，出力側のフィルタコンデンサ電圧が低い場合（特にフィルタコンデンサがゼロ電圧で初期充電を行う場合）は，共振回路による共振エネルギーを利用しながら前記コンデンサの充電を行うため，特にフィルタコンデンサの容量に比べて相対的にフィルタリアクトルのインダクタンスが小さい場合，従来技術のパルス間引き動作では，フィルタコンデンサが十分に充電しないうちに出力電流が急速に増加してしまい，最悪の場合，過電流で機器破壊に至ってしまうといった課題がある。また，出力電流が共振回路に流れる共振電流よりも大きくなると，ソフトスイッチングによるゼロ電流遮断ができなくなる。

さらに，通常の連続動作では，変圧器に対し正負交互にパルス電圧がかかるが，パルス間引き動作を行った場合，パルス間引き動作に入る直前の最後のパルスの極性と，パルス間引き動作が解除され再度パルス電圧が印加される際のパルスの極性に注意する必要がある。例えば，パルス間引き直前のパルスの極性と，パルス間引き解除直後のパルスの極性が同じ場合，パルス間引きによるパルスの停止時間が短いと変圧器が偏磁してしまうといった課題がある。偏磁が拡大すると，変圧器が磁気飽和を起こして，励磁電流が増大したり，電圧波形が歪むといった問題が出る。

上記の問題を解決するために本発明は，主回路として，直流電力を交流電力に変換する一次回路と，一次回路の出力する交流電力を入力する変圧器と，前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する二次回路と，前記二次回路の直流出力側に接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と，前記二次回路の出力を平滑するフィルタ回路とを備え，一方，制御回路として，前記一次回路内の主スイッチング素子と共振用スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに，前記主スイッチング素子と共振用スイッチング素子のゲート信号を禁止して，オンパルスを間引く処理をする制御装置を備え，このオンパルスを間引く処理は，前記二次回路の出力側に接続されるフィルタコンデンサの電圧，すなわち直流出力電圧が，直流出力電圧指令値から所定の電圧だけ大きくなったとき，あるいは，直流出力電圧が所定の電圧未満の場合に，共振回路を含むＤＣ−ＤＣコンバータの回路定数と入力電源電圧に基づいてパルスのオン回数を決定する手段を備えたことを特徴とする。

また，オンパルスを間引く処理において，間引き直前の最後に出力するパルスの符号とを記憶し，間引き直後の最初に出力するパルスの符号が記憶した符号と逆極性となるように１周期の途中でパルス出力を停止，再開できる手段を備えたことを特徴とする。

この結果，間引き動作における変圧器の偏磁を防ぎながら，粒度の細かい間引き処理を実施することによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力側フィルタコンデンサの初期充電における過電流を抑制し，経済的に信頼性を上げることができる。

本発明の望ましい実施形態によれば，パルス間引き処理において変圧器の偏磁を防きながら粒度の細かい間引き処理を実施することにより，初期充電時の過電流を抑制することで機器の破壊を防ぎ，システムの信頼性をあげることができる。

本発明の実施例１，２における直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。 図１に示した直流電源装置における動作波形を示す図である。 本発明の実施例１における制御装置を示す機能ブロック図である。 本発明の実施例１におけるパルス間引き処理部の機能ブロック図である。 図１に示した直流電源装置の従来における，フィルタコンデンサ初期充電時の動作波形を示す図である。 図１に示した直流電源装置の従来における，フィルタコンデンサ初期充電時の，フィルタリアクトル電流とフィルタコンデンサ電圧の動作波形を示す図である。 本発明の実施例１における，フィルタコンデンサ初期充電時の動作波形を示す図である。 本発明の実施例１における，フィルタコンデンサ初期充電時の，フィルタリアクトル電流とフィルタコンデンサ電圧の動作波形を示す図である。 本発明の実施例２におけるパルス間引き処理部の機能ブロック図である。 直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。

以下，本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は，本発明の実施例１，２を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。この直流電源装置は，直流電圧源１０の電圧を入力し，直流を交流に変換する一次回路１３，変圧器１４，交流を直流に変換する二次回路１５の組合せにより，絶縁して，電圧の異なる直流電圧を負荷２０に供給するＤＣ−ＤＣコンバータによって構成されている。

一次回路１３は，直流電圧源１０に並列接続された２つのフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）の直列回路に接続された３レベル回路である。すなわち，それぞれが逆並列ダイオードを有する４つの主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が直列接続され，２つずつの直列接続体が，それぞれ，上下アームを形成し，前記フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）に並列接続されている。また，上下のアーム内のそれぞれの主スイッチング素子の直列接続点間を，クランプダイオードＤ５，Ｄ６の直列接続回路で結び，かつ，これらダイオードＤ５，Ｄ６の直列接続点は，前記２つのフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１），１２（ＦＣ１２）の直列接続点に接続されている。そして，上下のアームの直列接続点ａと，フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）の直列接続点ｂとの間が交流出力端子となり，変圧器１４の一次巻線が接続されている。なお，前記直流電圧源１０には，この電圧を検出する第４の電圧センサ２２ｄが，前記フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）には，それらの電圧を検出する第１，第２の電圧センサ２２ａ，２２ｂが接続されている。

一次回路１３の交流出力電力を入力する変圧器１４は，降圧した交流電力を二次回路１５に出力する。二次回路１５の直流出力側には，共振スイッチ１６（Ｑｚ）と共振コンデンサ１７の直列回路が接続され，共振スイッチ１６がオンすると，変圧器１４のインダクタンスによる共振リアクトルＬｚとにより共振回路が形成される。ここでは，共振スイッチ１６（Ｑｚ）と共振コンデンサ１７の直列回路を共振回路２１と呼ぶことにする。なお，変圧器１４の出力電流を検出する電流センサ２３が設けられている。また，二次回路１５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１８（Ｌｄ）とフィルタコンデンサ１９（ＦＣ２）が接続され，このフィルタコンデンサ１９の両端電圧が，負荷２０に供給される。なお，フィルタコンデンサ１９（ＦＣ２）の電圧を検出する第３の電圧センサ２２ｃが設けられている。

以上の主回路構成に対し，制御回路として，第１〜第４の電圧センサ２２ａ〜２２ｄと，電流センサ２３の出力信号を入力し，一次回路１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチ１６を構成するスイッチング素子Ｑｚのゲートパルス信号Ｇ１〜Ｇ４およびＧｚを出力する制御装置２４が備えられている。

このＤＣ−ＤＣコンバータは，一次回路１３内の主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のターンオフのタイミングに合わせて共振スイッチ１６を動作させ，共振電流Ｉｚを変圧器１４の二次電流Ｉ２に重畳させることによって，一時的に二次電流Ｉ２をゼロ，一次電流Ｉ１を変圧器１４の励磁電流のみのレベルまでに低減させることができる。このタイミングに合わせて一次回路１３内の主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をターンオフさせることで，一次回路１３のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

一次回路１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフしている間，一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが，二次回路１５を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。その状態から，一次回路１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１とＱ２あるいはＱ３とＱ４がターンオンすると，一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め，二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。このとき，二次回路１５を構成するダイオードの半数には二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ，残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。

このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，通常動作の場合，例えば，主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフするに先だって，共振スイッチＱｚがオンして，共振電流を流した後に，主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共振スイッチＱｚがオフすることによって，ゼロ電流遮断が可能となる。

図２は，図１に示した直流電源装置の主回路における動作波形を示す図である。この動作波形を用いて，図１の直流電源装置の通常の動作を説明する。

時刻ｔ０において，主スイッチング素子Ｑ１がオフ，Ｑ２がオン状態である。この状態から，時刻ｔ１において主スイッチング素子Ｑ１がターンオンし，主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には電流Ｉｐが流れる。このとき，二次回路１５のダイオードＤ２１，Ｄ２４には電流Ｉｒが流れる。

時刻ｔ２において，共振スイッチＱｚがターンオンする。これによって共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚによって共振電流Ｉｚが流れ，共振コンデンサＣｚが充電される。この共振動作に伴って，主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流Ｉｐと，ダイオードＤ２１，Ｄ２４を流れる電流Ｉｒも増加する。

その後，時刻ｔ３で，主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚのゲート信号がオフになるが，共振コンデンサＣｚが放電状態となっており，このとき負荷電流Ｉｄは共振回路２１から供給されている状態であり，ダイオードＤ２１，Ｄ２４の電流Ｉｒはゼロになっている。したがって，このとき主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を流れる電流Ｉｐも，僅かに変圧器Ｔｒの励磁電流分だけが流れている。したがって，主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚがオフすることによって，ソフトスイッチングが可能となる。

時刻ｔ４では，主スイッチング素子Ｑ３がターンオンする。このとき，共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では，二次回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

時刻ｔ５では，主スイッチング素子Ｑ２がターンオフする。Ｑ２に流れている電流は，通常動作時には，転流によって還流するわずかな電流しか流れずほぼゼロであるため，スイッチング損失は極小である。

時刻ｔ６では，主スイッチング素子Ｑ４がターンオンし，主スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４には電流Ｉｎが流れる。このとき，二次回路１５のダイオードＤ２２，Ｄ２３には電流Ｉｏが流れる。

時刻ｔ７において，共振スイッチＱｚがターンオンする。これによって共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚによって共振電流Ｉｚが流れ，共振コンデンサＣｚが充電される。この共振動作に伴って，主スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる電流Ｉｎと，ダイオードＤ２２，Ｄ２３を流れる電流も増加する。

その後，時刻ｔ８では，主スイッチング素子Ｑ４と共振スイッチＱｚのゲート信号がオフになるが，共振コンデンサＣｚが放電状態となっており，このとき負荷電流は共振回路２１から供給されている状態であり，ダイオードＤ２２，Ｄ２３の電流Ｉｒはゼロになっている。したがって，このとき主スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を流れる電流Ｉｎも，僅かに変圧器Ｔｒの励磁電流分だけが流れている。したがって，主スイッチング素子Ｑ４と共振スイッチＱｚがオフすることによって，ゼロ電流遮断が可能となり，ターンオフに伴うスイッチング損失を極小化できる。

時刻ｔ９では，主スイッチング素子Ｑ２がターンオンする。このとき，共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では，二次回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

時刻ｔ１０では，主スイッチング素子Ｑ３がターンオフする。Ｑ３に流れている電流は，通常動作時には，転流によって還流するわずかな電流しか流れずほぼゼロであるため，スイッチング損失は極小である。

以上のようにして，図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源装置における一次回路の主スイッチング素子のゼロ電流遮断を実現している。

図３は，本発明の実施例１における制御装置を示す機能ブロック図であり，図１における制御装置２４の具体的な構成例を示す。直流電源装置の制御装置２４は，第３の電圧センサ２２ｃの出力信号を入力する第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａと，第１の電流センサ２３の出力信号を入力する第２のＡ／Ｄ変換器１０１ｂと，第１の電圧センサの出力信号を入力する第３のＡ／Ｄ変換器１０１ｃと，第２の電圧センサの出力信号を入力する第４のＡ／Ｄ変換器１０１ｄと，第４の電圧センサ２２ｄの出力信号を入力する第５のＡ／Ｄ変換器１０１ｅと，直流出力電圧指令Ｖｄ＊と第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａの出力信号（直流出力電圧）Ｖｄの偏差を求める第１の減算器１０２ａと，第１の減算器１０２ａの出力信号を入力して負荷電流指令Ｉｄ＊を出力する第１のＰＩ制御器１０４ａと，第１のＰＩ制御器１０４ａの出力する負荷電流指令Ｉｄ＊と第２のＡ／Ｄ変換器１０１ｂの出力信号（負荷電流推定値）Ｉｄ’の偏差を求める第２の減算器１０２ｂと，第２の減算器１０２ｂの出力信号を入力する第２のＰＩ制御器１０４ｂと，第２のＰＩ制御器１０４ｂの出力信号と第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａの出力信号（直流出力電圧）Ｖｄを加算する加算器１０３ａと，第３のＡ／Ｄ変換器１０１ｃの出力信号と第４のＡ／Ｄ変換器１０１ｄの出力信号を加算する加算器１０３ｂと，加算器１０３ｂの出力信号を１／２で乗算する乗算器１０５ａと，加算器１０３ａの出力信号を乗算器１０５ａの出力信号で除算する除算器１０６と，除算器１０６の出力信号と変圧器１４の巻数比ｎを乗算し通流率γを演算する乗算器１０５ｂと，直流出力電圧指令Ｖｄ＊と，第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａの出力信号（直流出力電圧）Ｖｄと第５のＡ／Ｄ変換器１０１ｅの出力を入力し，パルス間引き処理を行って，パルスオフ信号ＰＯＦＦ＿ＦＬＧを出力するパルス間引き処理部１０８と，通流率γと，主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令ＯＮｃと，パルスオフ信号ＰＯＦＦ＿ＦＬＧを入力し，主スイッチング素子Ｑ１〜４のゲートパルス信号Ｇ１〜４および共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚを出力するゲートパルス制御装置１０７から構成される。
ここで，ゲートパルス制御装置１０７は，オン指令ＯＮｃがオンのとき，通流率γに応じたパルス幅のゲートパルス信号Ｇ１〜Ｇ４を出力し，ゲートパルス信号Ｇｚを所定のタイミングで出力する。また，パルスオフ信号ＰＯＦＦ＿ＦＬＧがオンのとき主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲートパルス信号Ｇ１，Ｇ４，および共振スイッチＱｚのゲートパルス信号Ｇｚをオフとする。さらに，ゲートパルス制御装置１０７は，オン指令ＯＮｃがオン中で，パルスオフ信号ＰＯＦＦ＿ＦＬＧがオンするタイミングで，最後に出力するゲートパルス信号を記憶し，その後パルスオフ信号ＰＯＦＦ＿ＦＬＧがオフするタイミングで，パルスオフの直前に出力したゲートパルス信号の極性と逆極性になるゲートパルス信号を出力する。例えば，ゲートパルス信号Ｇ１，Ｇ２をオン出力してパルスオフした場合，再度ゲートパルスのオン出力を再開するときは，ゲートパルス信号Ｇ３，Ｇ４を最初にオン出力するように動作する。

図４は，本発明の実施例１におけるパルス間引き処理部１０８の機能ブロック図である。比較演算器２０１ａは，直流出力電圧Ｖｄと直流出力電圧指令Ｖｄ＊と間欠運転基準電圧Ｖｄ＿ＣＩＮＴ＿ＢＳを入力し，直流出力電圧Ｖｄが直流出力電圧指令Ｖｄ＊に間欠運転基準電圧Ｖｄ＿ＣＩＮＴ＿ＢＳを加算した結果より大きければ，間欠運転条件成立フラグＣＩＮＴ＿ＦＬＧをオン出力する。また，直流出力電圧Ｖｄが直流出力電圧指令Ｖｄ＊に一致するか，あるいは，所定の電圧（例えば直流出力電圧指令Ｖｄ＊に間欠運転基準電圧Ｖｄ＿ＣＩＮＴ＿ＢＳを減算した値）より低ければ間欠条件成立フラグＣＩＮＴ＿ＦＬＧをオフ出力する。

比較演算器２０１ｂは，直流出力電圧Ｖｄと，パルス間引き動作電圧Ｖｄ＿ＰＩＮＴ＿ＬＶを入力し，直流出力電圧Ｖｄがパルス間引き動作電圧より低ければ，充電未完フラグＤＮＣＨＧ＿ＦＬＧを出力する。

パルス間引き数演算部２０２は，充電未完フラグＤＮＣＨＧ＿ＦＬＧと直流電源電圧Ｅを入力し，パルス間引き条件成立フラグを出力する。

ここで，パルス間引き数演算部２０２は，充電未完フラグＤＮＣＨＧ＿ＦＬＧがオンの時に，直流電圧源の電圧Ｅを基に，連続的に出力できるパルスの数を決定し，出力されたパルスの数が所定の値以上となったら，パルス間引き条件成立フラグＰＩＮＴ＿ＦＬＧをオン出力する。その後，連続的にオフする時間を決定し所定の時間経過後，パルス間引き条件成立フラグＰＩＮＴ＿ＦＬＧをオフ出力する。

論理和演算器２０３は，間欠運転条件成立フラグＣＩＮＴ＿ＦＬＧとパルス間引き条件成立フラグＰＩＮＴ＿ＦＬＧを入力し，論理和演算を行った結果をパルスオフ信号ＰＯＦＦ＿ＦＬＧとして出力する。これによりパルスオフ条件成立フラグ２０３がオンのタイミングでは主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と共振スイッチＱｚのパルス出力が停止しオフのままとなり，パルスの間引き動作が行われる。

以下パルス間引き数演算部２０２でのパルスオン回数，パルス間引き時間の設定方法と，フィルタコンデンサ１９の初期充電時における動作例について詳細に説明する。

例えば，変圧器や配線，スイッチング素子での損失がないものとして，直流電圧源１０の電圧をＥａとし，共振リアクトルＬｚのインダクタンスをＬｚａ，共振コンデンサ１７の容量をＣｚａ，変圧器１４の巻数比をｎ（＝１次側巻数／２次側巻数），フィルタコンデンサ１９の初期電圧値をゼロとする。初期充電時においては，ソフトスイッチングのため，通流率γを共振回路の共振周期の３／４相当で制限している最低通流率となっている。このため，図２に示した通常動作の波形に対し，図５に示すような充電動作特有の電圧，電流波形となる。この充電時の動作について図５を用いながら説明する。なお，図５では簡単のため，主スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の動作は省略している。

時刻ｔ１１において，主スイッチング素子Ｑ１がオンし，これと同時に共振スイッチＱｚがオンする。これにより共振電流が流れ，共振コンデンサＣｚが充電される。このときの電流をｉｚ，時刻をｔ，共振リアクトルＬｚと共振コンデンサ１７の共振角周波数をωｚ，共振周期をＴｚとすると，ｉｚは数１にて表される。

また，共振コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｚは数２にて表される。

いま，共振周期１周期中での共振コンデンサ１７の最大電圧Ｖｃｚｍは，時刻が共振周期Ｔｚの１／２のときで数２に数１を代入すると，

となり，最大電圧は変圧器１４の２次側出力電圧（Ｅａ／２ｎ）の２倍まで充電される。このときの共振エネルギーＥｚは数４となる。

また，簡単のため，主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４がオンの間，フィルタリアクトル１８のダイオードＤ２１，Ｄ２３および共振コンデンサ１７との接続側の電圧を変圧器１４の２次側出力電圧（Ｅａ／２ｎ）一定として，フィルタリアクトル１８に流れる電流ＩＬｄａは，フィルタコンデンサ１９の初期電圧はゼロなので，フィルタリアクトル１８のインダクタンスをＬｄａ，パルスオン時間をｔｏｎとすると数５のようになり，このエネルギーはＥＬｄｘとなる。なおパルスオン時間ｔｏｎは，通流率γを共振回路の共振周期の３／４相当で制限している最低通流率に相当する時間となる。

主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚがオフした後の時刻ｔ１２では，数６に数４の共振エネルギーが加算された分のエネルギー分の電流が，フィルタコンデンサ１９の最大充電電流として，フィルタリアクトル１８，フィルタコンデンサ１９，共振回路２１を還流して流れる。この電流ＩＬｄｂは，リアクトルのエネルギーの式から数７となる。つまり，初期充電においては，パルス１回あたり数７に示す電流分増加する。１パルスだけオンパルスを出力したとき，図５の時刻ｔ１３での電流ＩＬｄｂがこれに相当する。

共振コンデンサ１７が放電しきると，フィルタリアクトル１８，フィルタコンデンサ１９，ダイオードＤ２１〜Ｄ２４を還流して電流が流れる。時刻ｔ１４で主スイッチング素子Ｑ４と共振スイッチＱｚがオンし，２パルス目が出力される。２パルス目は，数７により求めた１パルス目の電流ＩＬｄｂに数５で求まる２パルス目でのＩＬｄａを加算し，数６により２パルス目でのエネルギーＥＬｄｘを求め，数６に当てはめることで２パルス目でのフィルタリアクトル１８の電流ＩＬｄｂが求まる。図５の時刻ｔ１６での電流ＩＬｄがこれに相当する。３パルス目以降は，これを繰り返すことで，オンパルスの回数によるフィルタリアクトル１８の電流ＩＬｄｂが求まる。

通常は，共振リアクトルＬｚと共振コンデンサ１７の共振周期に対し，フィルタリアクトル１８とフィルタコンデンサ１９の共振周期は十分大きく，（すなわち，共振リアクトルＬｚのインダクタンスおよび共振コンデンサ１７の静電容量に対し，フィルタリアクトル１８のインダクタンスとフィルタコンデンサ１９の静電容量は十分に大きく），フィルタコンデンサ１９の静電容量は大きい。このため，図６に示すように，フィルタコンデンサ１９はすぐには充電されないので，フィルタコンデンサ１９の電圧Ｖｄはすぐに上昇せず，また，パルスがオフしている期間でのフィルタリアクトル１８を流れる電流ＩＬｄはほとんど減少しないため，数７に示した充電電流，すなわち図６のＩＬｄがスイッチングを行う（オンパルスを出力する）たびに増加し，共振動作に伴って急速に増加していく。このため，フィルタコンデンサ１９の電圧がゼロからの初期充電時は，フィルタリアクトル１８に流れる電流ＩＬｄが急増し過電流となってしまう。

さらに，フィルタリアクトル１８の電流が共振電流の最大値，すなわち数１より

を上回ると，共振回路２１から放電される電流だけではフィルタリアクトル１８に流れる電流（充電電流）が不足し，不足分の電流はフィルタリアクトル１８と変圧器１４，ダイオードＤ２１〜Ｄ２４を通る経路で流れることになる。このため，変圧器１４の二次電流をゼロにできなくなり，主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の遮断すべき一次電流を励磁電流レベルにまで低減できなくなり，ソフトスイッチングすることができなくなる。従って，初期充電時においてもソフトスイッチングを実現させるためには，フィルタリアクトル１８に流れる電流を共振電流以下となるようにオンパルスの回数をパルス間引き数演算部２０２によって制限する。

いま，直流電圧源の電圧Ｅａが定格電圧のとき初期充電時の最初のパルス動作にオンパルスをたとえば５回出力した場合においてフィルタリアクトル１８を流れる電流ＩＬｄが出力電流の上限値に達したとする。
逆にフィルタリアクトル１８に流れる電流を前述の上限値以下に制限したい場合には，このオンパルスを連続５回（２周期半）動作させ，その後は間引き処理によりパルスを停止させればよい。このようにしてパルス間引き数演算部でのパルスオン回数を決定すればよい。

また，直流電圧源の電圧Ｅａが定格電圧より高電圧のときは，共振電流による供給エネルギーが大きくなるため，フィルタリアクトル１８に流れる電流を前述の上限値以下に制限したい場合には，連続オンパルス回数を定格電圧時よりも少なくする必要がある。一方，直流電圧源の電圧Ｅａが定格電圧より低電圧の場合には，共振電流による供給エネルギーが小さくなるため，フィルタリアクトル１８に流れる電流を前述の上限値以下に制限したい場合は，連続オンパルス回数を定格電圧時よりも多くすることができる。このように，直流電圧源の電圧によってフィルタリアクトルの電流を制限するための最大の連続オンパルス回数が変わるため，直流電圧源の電圧変動が大きい場合には，直流電圧Ｅに基づいて，オンパルス数を変えるようにしたほうがよい。

さらに，直流電圧源の電圧Ｅは必ずしも，直接直流電圧源の電圧を検出する必要は無く，フィルタコンデンサ１１，１２の電圧の和を基に連続オンパルス回数を決定してもよい。

初期充電動作においては，直流出力電圧指令Ｖｄ＊を目標値に対して所定の変化量を持たせて立ち上げるようにし，パルス間引き動作によって所定のパルス数を出力した後，フィルタリアクトル１８の電流が減少するのと同時にフィルタコンデンサ１９の充電電圧が徐々に増加し，パルスオフ期間中に間欠運転条件成立フラグＣＩＮＴ_ＦＬＧがオン出力となることによって，パルスオフ状態が継続する。パルス間引き数演算部２０２によるパルスオフの時間は，パルスオフ中のフィルタリアクトル１８の電流（この傾きは（出力電圧／フィルタリアクトルのインダクタンス）となる）がある程度減少し，フィルタコンデンサ１９の電圧がある程度上昇するまでの時間オフする必要がある。ただし，通常は，初期充電動作における直流出力電圧指令Ｖｄ＊の立上げ変化量に対し，フィルタリアクトル１８の電流減少とフィルタコンデンサ１９の電圧上昇が十分早く，このパルス間引き数演算部２０２のパルスオフ時間は，必ずしもフィルタリアクトル１８の電流がゼロになるまでの時間分確保する必要は無く，フィルタリアクトル１８とフィルタコンデンサ１９の共振周期の１／４以下よりも小さい値に設定しても十分である。この間欠運転条件成立フラグＣＩＮＴ＿ＦＬＧがオン出力の間に，パルス間引き数演算部２０２の出力であるパルス間引き条件成立フラグＰＩＮＴ＿ＦＬＧはオフ出力となり，その後，出力電圧指令Ｖｄ＊が上昇し，間欠運転条件成立フラグＣＩＮＴ＿ＦＬＧがオフ出力となることにより，パルス出力が再開され，充電動作が継続される。パルス出力再開時点では，フィルタコンデンサ１９の電圧が上昇しているので，同じオンパルス数で，フィルタコンデンサ１９の電圧がゼロの状態から充電動作するよりもフィルタリアクトル１８の電流の上昇は抑えられる。
また，このパルス間引きの動作においては，ゲートパルス制御装置１０７によって，パルス間引きを行う直前のパルスの極性と，パルス間引きが解除され再度パルス出力が再開するときの極性は，図７の時刻ｔ１４，ｔ１５と，ｔ２１，ｔ２２に示すように逆極性となるように動作するため，変圧器１４の偏磁を防ぐことができる。
このように，初期充電時のオンパルス数を予め設定し，オンパルスを間引く動作を行うことによって，図７，図８に示すようにフィルタリアクトルに流れる電流が過電流とならないように抑制し，同時に変圧器の偏磁も防ぐことができる。本構成は，フィルタリアクトル１８に流れる電流を検出して，所定の電流値以上になったらパルスを間引いて過電流を抑制するような構成とするよりも，フィルタリアクトル１８を流れる電流を検出する電流センサが不要となるため，コスト低減できると共に、装置の経済的に信頼性を上げることができる。

図９は，本発明の実施例２におけるパルス間引き処理部１０８の機能ブロック図である。図４との相違点は，パルス間引き数演算部２０２に直流出力電圧Ｖｄを入力している点である。これにより，パルスオフ間引き数演算部２０２でのパルス間引き条件成立フラグＰＩＮＴ＿ＦＬＧのオン出力からオフ出力への切り替えを，所定の時間後に行うのではなく，直流出力電圧Ｖｄに基づいて行う。パルス間引き数演算部２０２でのオンパルス回数とオンパルスを出力する時点での直流出力電圧Ｖｄとから充電される電圧値を予測し，予測電圧に到達したところで，パルス間引き条件成立フラグＰＩＮＴ＿ＦＬＧのオン出力からオフ出力へ切り替えて充電動作を継続する。予測電圧にほぼ到達している時点では，フィルタリアクトル１８を流れる電流は小さくなっているため，この時点からパルス出力を再開して充電動作を継続する。予測電圧は，数７によりオン回数から求まる電流値ＩＬｄｂのエネルギー分で充電される充電電圧ΔＶｃ程度まで，直流出力電圧Ｖｄが上昇した電圧とする。充電電圧ΔＶｃは数９による。

上記した各実施例においては、一次回路として図１に示すような３レベル出力回路を適用した例を説明したが、図１０に示すような２レベル出力回路にも適用することが可能である。この場合、図１０におけるＱ１及びＱ４のスイッチングタイミングは、図２におけるＱ１、図１０におけるＱ２及びＱ３のスイッチングタイミングは、図２におけるＱ４に置き換えられる。また、図５及び図７におけるＱ１を図１０におけるＱ１及びＱ４と、図５及び図７におけるＱ４を図１０におけるＱ２及びＱ３と置き換えることで、図１０の回路においても本発明を適用できる。

１０…直流電圧源，１１，１２…フィルタコンデンサ，１３…一次回路，１４…変圧器，１５…二次回路，１６…共振スイッチ（Ｑｚ），１７…共振コンデンサ，１８…フィルタリアクトル，１９…フィルタコンデンサ，２０…負荷，２１…共振回路，２２ａ〜２２ｄ…電圧センサ，２３…電流センサ，２４…制御装置，１０１ａ〜１０１ｅ…Ａ／Ｄ変換器，１０２ａ，１０２ｂ…減算器，１０３ａ，１０３ｂ…加算器，１０４ａ，１０４ｂ…ＰＩ制御器，１０５ａ，１０５ｂ…乗算器，１０６…除算器，１０７…ゲートパルス制御装置，１０８…パルス間引き処理部，２０１ａ，２０１ｂ…比較演算器，２０２…パルス間引き数演算部，２０３…論理和演算器，Ｄ５，Ｄ６…クランプダイオード，Ｄ２１〜Ｄ２４…整流ダイオード，Ｅ…直流電圧源の電圧，Ｇ１〜Ｇ４…Ｑ１〜Ｑ４へのオンゲート信号，Ｇｚ…共振スイッチＱｚへのオンゲート信号，Ｉ１…一次電流，Ｉ２…二次電流，Ｉｄ…負荷電流，Ｉｄ＊…負荷電流指令，Ｉｐ，Ｉｎ…インバータ内電流，Ｉｏ，Ｉｒ…コンバータ内電流，Ｉｚ…共振電流，Ｌｚ…共振リアクトル，ＯＮｃ…オン指令信号，Ｑ１〜Ｑ４…インバータ内主スイッチング素子，Ｑｚ…共振スイッチ，Ｖｄ…直流出力電圧，Ｖｄ＊…直流出力電圧指令，γ…通流率

Claims (6)

1. 直流電圧源と，
   スイッチング素子の動作により前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換する一次回路と，
   前記一次回路の出力する交流電力を入力する変圧器と，
   前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する二次回路と，
   前記二次回路の直流出力側に並列接続され，共振用スイッチング素子と共振コンデンサが直列に接続された直列回路を有する共振回路と，
   リアクトルとコンデンサを有し，前記二次回路の出力する直流電力を平滑するフィルタ回路と，を備え，
   前記一次回路内のスイッチング素子のオンオフ状態を制御し，前記スイッチング素子をオン状態とする間に前記共振用スイッチング素子をオン状態とする制御装置を備えた直流電源装置において，
   前記制御装置は、前記フィルタ回路のコンデンサが所定の電圧値以下の初期充電動作時に，前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子を所定回数オン状態とし，その後，前記共振用スイッチング素子の動作周期以上の所定期間前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子をオフ状態とする制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。
   
2. 請求項１に記載の直流電源装置において，
   前記共振用スイッチング素子の動作周期以上の所定期間とは、フィルタ回路のリアクトルに流れる電流が所定値以下に減少し，前記フィルタ回路のコンデンサの電圧が所定値以上に上昇するまでの時間であることを特徴とする直流電源装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の直流電源装置において，
   前記制御手段が、前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子をオン状態とする前記所定回数は、前記直流電圧源の電圧と前記フィルタ回路及び前記共振回路の定数とに基づいて決定されることを特徴とする直流電源装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の直流電源装置において，
   前記制御手段が、前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子をオン状態とする前記所定回数は、前記フィルタ回路のリアクトルに流れる電流が、前記共振回路によって流れる共振電流の最大電流値以下となるように決定されることを特徴とする直流電源装置。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の直流電源装置において，
   前記制御装置は、前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子を所定回数オン状態とした最後の出力電圧極性を記憶し、前記所定期間経過後に前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子を再びオン状態とする場合に、前記記憶した出力電圧極性とは逆の極性を出力することを特徴とする直流電源装置。
6. 直流電圧源と，
   スイッチング素子の動作により前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換する一次回路と，
   前記一次回路の出力する交流電力を入力する変圧器と，
   前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換する二次回路と，
   前記二次回路の直流出力側に並列接続され，共振用スイッチング素子と共振コンデンサが直列に接続された直列回路を有する共振回路と，
   リアクトルとコンデンサを有し，前記二次回路の出力する直流電力を平滑するフィルタ回路と，を備え，
   前記一次回路のスイッチング素子のオンオフ状態を制御し、前記スイッチング素子をオン状態とする間に前記共振用スイッチング素子をオン状態とする制御装置を備えた直流電源装置の制御方法において，
   前記フィルタ回路のコンデンサが所定の電圧値以下のときに，前記フィルタ回路のリアクトルに流れる電流が、前記共振回路によって流れる共振電流の最大電流値以下となる所定回数前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子をオン状態とし、
   その後，フィルタ回路のリアクトルに流れる電流が所定値以下に減少し，前記フィルタ回路のコンデンサの電圧が所定値以上に上昇するまでの期間、前記スイッチング素子と前記共振用スイッチング素子をオフ状態とすることを特徴とする直流電源装置の制御方法。