JP6016054B2

JP6016054B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP6016054B2
Application number: JP2012051493A
Authority: JP
Inventors: 陽廣田; 小林　正; 正小林
Original assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Current assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Priority date: 2012-03-08
Filing date: 2012-03-08
Publication date: 2016-10-26
Anticipated expiration: 2032-03-08
Also published as: JP2013188014A

Description

本発明は、直流電源から入力される直流電圧値を所望の電圧値に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来から、直流電源から出力される直流電圧を昇圧若しくは降圧するための装置として、特許文献１のようなＤＣ−ＤＣコンバータが使用されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、インバータ回路と整流回路とを電気的に絶縁する絶縁用変圧器と、整流回路から出力される直流電力を平滑化する平滑化回路と、インバータ回路の出力電圧値を制御する制御装置とを備える。

このように構成されるインバータ回路は、所定の直流電圧を出力する直流電源に接続される。そして、このインバータ回路は、入力された直流電圧を交流電力に変換する。また、このインバータ回路は、同時に、その出力電圧値も、ＤＣ−ＤＣコンバータに対して必要に応じて随時変更される電圧指令値と一致するように変換する。このようにして変換された交流電力は、絶縁用変圧器を介して、整流回路に供給される。整流回路は、この交流電力を直流電力に整流する。この直流電力は、平滑化回路で平滑化される。そして、この直流電力は、平滑化回路の出力側に接続されている負荷に供給される。

特開２０１１−１１４９５８号公報

一般的に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する回路部品を保護するために、インバータ回路には流すことができる電流値に一定の制限が加えられている。

また、特許文献１のようなＤＣ−ＤＣコンバータには、インダクタンスを有する平滑化コイルと、残留電圧が残ることがある平滑化コンデンサとが平滑化回路に設けられている。絶縁用変圧器には、漏れインダクタンスが含まれる。

このようなＤＣ−ＤＣコンバータに対して、平滑化コンデンサに残留電圧が残ったまま出力電圧値を降圧すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路部には、この電圧に起因して電流値の高い大電流が流れることがある。この大電流がＤＣ−ＤＣコンバータの回路部に繰り返し流れると、インバータ回路内に流すことができる電流値を超える過電流に達することがある。

このような過電流が原因でインバータ回路や整流回路を構成する素子が破壊されることがある。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧する際に発生する過電流は、出力電圧を平滑化するために必要な平滑化コンデンサと平滑化コイルとに起因して発生することもあり、必ずしもこれらの設定値を変更すればよいというわけではない。つまり、回路部を構成する回路部品側の設定値を変更することによって、過電流が流れないように制限することができないときがあった。

よって、本発明は、かかる事情に鑑み、インバータ回路の出力電圧を変圧することによって過電流が流れないようにインバータ回路を制御することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題とする。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、該整流回路で整流される直流電力を平滑化する平滑化回路と、該平滑化回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備え、前記制限部は、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量に前記電圧検出値に対応する下限値を設定しており、前記操作量が前記下限値以上のときにそのままの値を該操作量に設定し、前記操作量が前記下限値未満のときに該下限値を該操作量に設定することを特徴とする。

かかる構成によれば、まず、比較部が電圧指令値と電圧検出値とを比較して、制御偏差値を算出する。そして、制御部は、この制御偏差値に基づいてインバータ回路を操作する操作量を算出する。この操作量は、電圧検出値から電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように制限部で制限されている。そして、制御装置は、このようにして制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、インバータ回路の回路部に流れる電流が急激に変化して過電流とならないようインバータ回路を制御することができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータには、過電流が流れないようになっている。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、該整流回路で整流される直流電力を平滑化する平滑化回路と、該平滑化回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、前記操作量に従って前記出力電圧値を昇圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部であって、前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備え、前記制限部は、前記出力電圧値を昇圧する際に前記操作量に前記電圧検出値に対応する上限値を設定するとともに、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量に前記電圧検出値に対応する下限値を設定しており、前記出力電圧値を昇圧する際に前記操作量が前記上限値以下のときにそのままの値を該操作量に設定し、該操作量が前記上限値を超えているときに該上限値を該操作量に設定し、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量が前記下限値以上のときにそのままの値を該操作量に設定し、前記操作量が前記下限値未満のときに該下限値を該操作量に設定することを特徴とする。

かかる構成によれば、まず、比較部が電圧指令値と電圧検出値とを比較して、制御偏差値を算出する。そして、制御部は、この制御偏差値に基づいてインバータ回路を操作する操作量を算出する。この操作量は、電圧検出値から電圧指令値に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように制限部で制限されている。また、この操作量は、電圧検出値から電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように制限部で制限されている。そして、制御装置は、このようにして制限された操作量でインバータ回路を操作しているため、インバータ回路の回路部に流れる電流が急激に変化して過電流とならないようインバータ回路を制御することができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータには、過電流が流れないようになっている。

以上の如く、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、インバータ回路の出力電圧を変圧することによって過電流が流れないようにインバータ回路を制御することができるという優れた効果を奏する。

図１は、本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの全体回路図である。図２は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路部を表した詳細回路図である。図３は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのトランジスタのオン・オフ動作のタイミングチャートである。図４は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路のオン・オフ動作のタイミングチャートである。図５は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制限部に設定されている制御角の範囲を表したグラフである。図６は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路のスイッチング制御に関するフローチャートである。図７は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのインバータ回路のスイッチング制御に関するフローチャートである。図８は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて制御角が下限値を超えて動作した場合の出力電流値の挙動を示す図である。（ａ）は、出力指令値と該出力指令値に従って出力される出力電圧値とを示す。（ｂ）は、インバータ回路に出力する制御角と、該制御角の上限値及び下限値とを示す。（ｃ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流を示す。図９は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が負のときの波形を示すグラフである。（ａ）は、インバータ回路の出力側を流れる第１の電流の波形である。（ｂ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流の波形である。図１０は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が零のときの波形を示すグラフである。（ａ）は、インバータ回路の出力側を流れる第１の電流の波形である。（ｂ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流の波形である。図１１は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が正のときの波形を示すグラフである。（ａ）は、インバータ回路の出力側を流れる第１の電流の波形である。（ｂ）は、平滑化コイルを流れる第２の電流の波形である。図１２は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が負のときの電流の流れを表す回路図である。（ａ）は、動作モードＡのときの回路図である。（ｂ）は、動作モードＢのときの回路図である。（ｃ）は、動作モードＣのときの回路図である。図１３は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が零のときの電流の流れを表す回路図である。（ａ）は、動作モードＡのときの回路図である。（ｂ）は、動作モードＢのときの回路図である。（ｃ）は、動作モードＣのときの回路図である。図１４は、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、出力電流が正のときの電流の流れを表す回路図である。（ａ）は、動作モードＡのときの回路図である。（ｂ）は、動作モードＢのときの回路図である。（ｃ）は、動作モードＣのときの回路図である。

本発明の一実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図１〜図１４を参酌しつつ説明する。まず、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成について、図１〜図５を参酌しつつ説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１に示すように、特定の電圧値Ｅ１の直流電力を供給する直流電源２と、該直流電源２の電圧値Ｅ１と異なる別の電圧値Ｅ２の直流電力を必要とする１以上の負荷３と、該負荷３に対して供給すべき直流電力の電圧値を該ＤＣ−ＤＣコンバータ１に対して指令する電圧指令部４とに接続される。このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電力の電圧値Ｅ１を電圧指令部４から指令される電圧値Ｅ３に変換する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、電圧値Ｅ３に変換された直流電力を負荷３に供給する。

直流電源２は、具体的には、直接、直流電力を供給可能な蓄電池であったり、商用電源などの交流電力から直流電力に変換された電源などである。本実施形態に係る直流電源２は、単相の直流電源である例を説明する。直流電源２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力側に接続される。そこで、本明細書では、直流電源２からＤＣ−ＤＣコンバータ１に入力される電圧値Ｅ１のことを「入力電圧値Ｅ１」と呼ぶ。この入力電圧値Ｅ１は、該直流電源２ごとに定まる特定の固定値である。

負荷３は、直流電力で動作する負荷全般を対象とする。負荷３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側に接続される。本実施形態に係る負荷３は、単相の直流負荷である例を説明する。そこで、本明細書では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から負荷３に出力される電圧値Ｅ２のことを「出力電圧値Ｅ２」と呼ぶ。出力電圧値Ｅ２は、負荷３ごとに異なっており、また、その運転状態によっても異なる。つまり、負荷３に供給すべき電圧値は、特定の固定された値でなく、変更できることを求められている。

電圧指令部４は、負荷３などを運転制御する設備の一部である。電圧指令部４もＤＣ−ＤＣコンバータ１に接続されている。電圧指令部４は、負荷３が所望する電圧値をＤＣ−ＤＣコンバータ１に指令する装置である。そこで、本明細書では、電圧指令部４からＤＣ−ＤＣコンバータ１に対して指令される電圧値Ｅ３のことを「電圧指令値Ｅ３」と呼ぶ。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源２から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１０と、該インバータ回路１０を電気的に絶縁する絶縁用変圧器１１と、該絶縁用変圧器１１から出力される交流電力を整流する整流回路１２と、該整流回路１２で整流される直流電力を平滑化する平滑化回路１３と、該平滑化回路１３から出力される電圧値を検出する電圧検出回路１４と、該電圧検出回路１４から検出された電圧検出値Ｅ４に基づいてインバータ回路１０の交流電力の電圧値を制御する制御装置１５とを備える。

インバータ回路１０は、図１及び図２の回路図に示すように、直流電源２から入力される入力電圧値Ｅ１の直流電力を負荷３に出力する出力電圧値Ｅ２とするために適当なインバータ出力電圧値Ｖ_INVの交流電力に変換する。このインバータ回路１０は、単相のフルブリッジ回路を構成する。つまり、インバータ回路１０は、直流電源２を接続可能な入力端子１００と、この入力端子１００に接続されて直流電源２の正極側から負極側に向かって流れる電流の流れをスイッチングして切り換える４つのスイッチング素子１０１〜１０４と、入力端子１００に接続されて直流電源２の負極側から正極側に向かって流れる電流の流れを許容する４つの還流ダイオード１０５〜１０８と、絶縁側変圧器１１を接続可能な出力端子１０９とを備える。

入力端子１００は、直流電源２から直流電圧の入力を受け付けるための入力インターフェースである。直流電源２が単相であるため、入力端子１００には正極と負極とが設けられている。

スイッチング素子１０１〜１０４は、該スイッチング素子１０１〜１０４のオン状態又はオフ状態を外部からの信号によって任意に切換可能な自己消弧形半導体素子である。具体的には、スイッチング素子１０１〜１０４は、トランジスタである。本明細書では、これらのスイッチング素子を「第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４」と呼ぶ。第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４は、直流電源２の正極側の入力端子１００に並列に設けられる２つの電源側トランジスタ１０１，１０２と、負極側の入力端子１００に並列に設けられる２つの負極側トランジスタ１０３，１０４とを備える。電源側トランジスタ１０１，１０２と負極側トランジスタ１０３，１０４とはそれぞれ直列に接続される。そして、出力端子１０９は、これらの接続点に設けられる。

還流ダイオード１０５〜１０８は、直流電源２の正極側の入力端子１００と並列に設けられる２つの電源側還流ダイオード１０５，１０６と、負極側の入力端子１００と並列に設けられる２つの負極側還流ダイオード１０７，１０８とを備える。電源側還流ダイオード１０５，１０６と負極側還流ダイオード１０７，１０８とはそれぞれ直列に接続される。そして、出力端子１０９は、これらの接続点に設けられる。本明細書では、これらの還流ダイオードを「第１〜第４の還流ダイオード１０５〜１０８」と呼ぶ。第１〜第４の還流ダイオード１０５〜１０８は、第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４のそれぞれに逆バイアスとなるように並列に接続される。

出力端子１０９は、絶縁用変圧器１１に交流電圧を出力する出力インターフェースである。出力する交流電圧が単相であるため、出力端子１０９にも正極と負極とが設けられている。

絶縁用変圧器１１は、１次側回路と２次側回路とを電磁結合する。つまり、絶縁用変圧器１１は、１次側回路としてのインバータ回路１０と２次側回路としての整流回路１２とを絶縁する変圧器である。この絶縁用変圧器１１には、１次巻線と２次巻線との間の磁気漏れなどで変圧作用に寄与しない漏れインダクタンスＬ１が含まれている。この漏れインダクタンスＬ１は、実質的にこの絶縁用変圧器１１と直列に接続されるインダクタンスとして機能する。

整流回路１２は、インバータ回路１０から絶縁用変圧器１１を介して入力されるインバータ出力電圧値Ｖ_INVの交流電力を直流電力に変換する。この整流回路１２は、スイッチング素子を用いて入力される交流電力を整流する制御整流回路を構成する。つまり、整流回路１２は、直流電源２を接続可能な入力端子１２０と、この入力端子１２０に接続されて負荷３の正極側から負極側に向かって流れる電流の流れをスイッチングして切り換える４つのスイッチング素子１２１〜１２４と、入力端子１２０に接続されて負荷３の負極側から正極側に向かって流れる電流の流れを許容する４つの還流ダイオード１２５〜１２８と、負荷３を接続可能な出力端子１２９とを備える。

入力端子１２０は、直流電源２から絶縁用変圧器１１を介して直流電圧の入力を受け付けるための入力インターフェースである。直流電源２が単相であるため、入力端子１２０には正極と負極とが設けられている。

スイッチング素子１２１〜１２４は、該スイッチング素子１２１〜１２４のオン状態又はオフ状態を外部からの信号によって任意に切換可能な自己消弧形半導体素子である。具体的には、スイッチング素子１２１〜１２４は、トランジスタである。本明細書では、これらのスイッチング素子を「第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４」と呼ぶ。第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４は、正極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの電源側トランジスタ１２１，１２２と、負極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの負極側トランジスタ１２３，１２４とを備える。電源側トランジスタ１２１，１２２と負極側トランジスタ１２３，１２４とは直列に接続される。そして、出力端子１２９は、この接続点に設けられる。

還流ダイオード１２５〜１２８は、正極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの電源側還流ダイオード１２５，１２６と、負極側の入力端子１２０に並列に設けられる２つの負極側還流ダイオード１２７，１２８とを備える。電源側還流ダイオード１２５，１２６と負極側スイッチング素子１２７，１２８とは直列に接続される。そして、出力端子１２９は、この接続点に設けられる。本明細書では、これらの還流ダイオードを「第１〜第４の還流ダイオード１２５〜１２８」と呼ぶ。第１〜第４の還流ダイオード１２５〜１２８は、第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４のそれぞれに逆バイアスとなるように並列に接続される。

出力端子１２９は、負荷３に直流電圧を出力する出力インターフェースである。出力する直流電圧が単相であるため、出力端子１２９にも正極と負極とが設けられている。

平滑化回路１３は、整流回路１２から入力される入力電圧に含まれるスイッチングリプルを減衰させて平滑化する。平滑化回路１３は、入力側に接続される整流回路１２に対して直列に接続される平滑化コイル１３０と、該平滑化コイル１３０の出力側に並列に接続される平滑化コンデンサ１３１とを備える。平滑化コイル１３０は、例えば、チョークコイルなどである。平滑化コンデンサ１３１は、例えば、電解コンデンサなどである。

電圧検出回路１４は、平滑化回路１３から出力される直流電圧を電圧検出値Ｅ４として検出する。この電圧検出値Ｅ４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が負荷３に出力する出力電圧値Ｅ２を表している。具体的には、電圧検出回路１４は、平滑化回路１３の出力側の電圧を検出する計器用変圧器（いわゆる「ＶＴ」，図示しない）である。しかし、電圧検出回路１４は、この計器用変圧器に限定されず、トランスデューサなどであってもよい。

制御装置１５は、図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の制御を行うコンバータ制御部１５０と、該コンバータ制御部１５０からの動作信号に基づいてインバータ回路１０を制御するインバータ回路制御部１５１と、コンバータ制御部１５０からの動作信号に基づいて整流回路１２を制御する整流回路制御部１５２と、過電流の発生を抑制するために出力電圧値Ｅ２を制限する電圧制限部１５３とを備える。

コンバータ制御部１５０は、インバータ回路制御部１５１と整流回路制御部１５２とに接続される。そして、コンバータ制御部１５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の起動及び停止のタイミングに、インバータ制御回路１５１と整流回路制御部１５２とに起動信号又は停止信号を入力する。

インバータ回路制御部１５１は、コンバータ制御部１５０と、電圧制限部１５３と、インバータ回路１０の第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４とに接続される。インバータ回路制御部１５１は、コンバータ制御部１５０からの起動信号に基づきインバータ回路１０を起動する。そして、インバータ回路制御部１５１は、電圧制限部１５３から入力される制御信号に基づきインバータ出力電圧値Ｖ_INVを制御する。また、インバータ回路制御部１５１は、コンバータ制御部１５０からの停止信号に基づきインバータ回路１０を停止する。

インバータ回路制御部１５１は、電圧指令部４から電圧制限部１５３を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力させる出力電圧値Ｅ２の入力を受け付ける。インバータ回路制御部１５１は、電圧検出回路１４から検出される電圧検出値Ｅ４がこの電圧指令値Ｅ３になるように、インバータ出力電圧値Ｖ_INVを制御する。つまり、インバータ回路制御部１５１は、インバータ回路１０の第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングする制御量を電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４との差に比例した大きさとなるようにして制御するＰＩ制御を行う。

インバータ回路制御部１５１は、インバータ回路１０を構成する第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４のゲート端子Ｇにスイッチング信号を送信する。そして、インバータ回路制御部１５１は、このスイッチング信号を送信したタイミングで第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をオン・オフ動作させる。このスイッチング信号は、オン状態とオフ状態とを周期的に切り換える信号である。スイッチング信号の周期Ｔは、角度で表す。スイッチング信号の１周期は、３６０度である。

インバータ回路制御部１５１は、図３（ａ）〜（ｆ）に示すように、第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングするタイミングを調整することにより、出力する極性を変更する。負極側トランジスタ１０３，１０４をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＡ，Ｆでは、出力端子１０９から出力されない。電源側トランジスタの第１のトランジスタ１０１と負荷側トランジスタの第４のトランジスタ１０４をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＢでは、出力端子１０９から正の電圧が出力される。電源側トランジスタ１０１，１０２をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＣ，Ｄでは、出力端子１０９から出力されない。電源側トランジスタの第２のトランジスタ１０２と負荷側トランジスタの第３のトランジスタ１０３をオンして、それら以外のトランジスタをオフする動作モードＥでは、出力端子１０９から負の電圧が出力される。

インバータ回路制御部１５１は、動作モードＢ，Ｅの期間を調整することにより、出力端子１０９から出力される出力電圧値Ｅ２を昇降圧する。つまり、動作モードＢ，Ｅの期間が長くなるように操作すると、出力電圧値Ｅ２が高くなる。動作モードＢ，Ｅの期間が短くなるように操作すると、出力電圧値Ｅ２が低くなる。具体的には、第４のトランジスタ１０４がオンしているときに第１のトランジスタ１０１がオンしてから第２のトランジスタ１０２がオンするまでの期間θに比例して定常状態における出力電圧値Ｅ２が決定される。また、第２のトランジスタ１０２がオンしているときに第３のトランジスタ１０３がオンしてから第４のトランジスタ１０４がオンするまでの期間θに比例して定常状態における出力電圧値Ｅ２が決定される。なお、本明細書では、このθのことを「制御角」と呼ぶ。この制御角θは、角度［°］を用いて期間を表している。そして、この制御角θは、本発明の「操作量」に相当する。また、第１〜第４の各トランジスタ１０１〜１０４のスイッチングにおいてデッドタイムを設けると、制御角θと出力電圧値Ｅ２との関係に影響がでる場合もあるが、上記の関係においては無視できる程度であるため、デッドタイムとの関係についての説明は省略する。

整流回路制御部１５２は、図１に示すように、コンバータ制御部１５０と整流回路１２の第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４とに接続される。整流回路制御部１５２は、コンバータ制御部１５０からの起動信号に基づき整流回路１２を起動する。整流回路制御部１５２は、整流回路１２を一定周期でスイッチング制御する。また、整流回路制御部１５２は、コンバータ制御部１５０からの停止信号に基づき整流回路１２を停止する。

整流回路制御部１５２は、図４（ａ）〜（ｆ）に示すように、第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４をスイッチングすることにより、交流電力を整流する。つまり、第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４は、半周期ごとにスイッチングする。整流回路１２に対して正の電圧値が入力される動作モードＡ〜Ｃでは、第１のトランジスタ１２１と第４のトランジスタ１２４とをオンして、それら以外のトランジスタをオフする。よって、出力される電圧は、正の電圧値となる。一方、整流回路１２に対して負の電圧値が入力される動作モードＤ〜Ｆでは、第２のトランジスタ１２２と第３のトランジスタ１２３とをオンして、それら以外のトランジスタをオフする。よって、出力される電圧は、極性が反転して、正の電圧値となる。

電圧制限部１５３は、図１に示すように、電圧指令値Ｅ３から電圧検出値Ｅ４を減算して算出される制御偏差値ΔＥ３４を出力する減算器１５３０と、制御偏差値ΔＥ３４に基づいてインバータ回路１０をＰＩ制御するために制御角θを算出するＰＩ制御器１５３１と、制御角θに一定の制限が加わるように制限するリミッタ１５３２とを備える。

減算器１５３０は、電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４とを比較して、その差分値（Ｅ３−Ｅ４）を制御偏差値ΔＥ３４として出力する。つまり、減算器１５３０は、本発明の「比較部」に相当する。減算器１５３０は、電圧指令部４から電圧指令値Ｅ３を受け付け、電圧検出回路１４から電圧検出値Ｅ４を受け付ける。そして、減算器１５３０は、電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４とを比較した結果をＰＩ制御器１５３１に出力する。減算器１５３０は、これらの電圧指令値Ｅ３及び電圧検出値Ｅ４を常時監視している。そして、減算器１５３０は、リアルタイムに電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４との比較結果をＰＩ制御器１５３１に出力できるように構成されている。なお、減算器１５３０は、必ずしも電圧指令部４から指令される電圧指令値Ｅ３を常時監視している必要はなく、所定のタイミングごとに電圧指令部４から指令される電圧指令値Ｅ３を読み込むようにしてもよい。

ＰＩ制御器１５３１は、制御偏差値ΔＥ３４に基づいて電圧検出値Ｅ４が電圧指令値Ｅ３と一致するようにインバータ回路１０を操作する制御角θを算出する。そして、ＰＩ制御器１５３１は、この制御角θによってインバータ回路１０を制御する。つまり、ＰＩ制御器１５３１は、本発明の「制御部」に相当する。

リミッタ１５３２は、制御角θに従って出力電圧値Ｅ２を昇圧する際に電圧検出値Ｅ４から電圧指令値Ｅ３に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように制御角θを制限するとともに、制御角θに従って出力電圧値Ｅ２を降圧する際に電圧検出値Ｅ４から電圧指令値Ｅ３に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように制御角θを制限する。具体的には、リミッタ１５３２には、出力電圧値Ｅ２を昇圧する際に過電流が流れないように制御角θに上限値θｍａｘが設定されており、出力電圧値Ｅ２を降圧する際に過電流が流れないように制御角θに下限値θｍｉｎが設定されている。

この上限値θｍａｘ及び下限値θｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４ごとに決定されており、インバータ回路１０を制御角θで制御したときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部に流れる電流が過電流に至らない制御角θの閾値である。つまり、制御角θは、電圧検出値Ｅ４に基づく上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎの範囲内に収まるように制限されている。

ここでいう過電流は、図８に示すように、平滑化コンデンサ１３１の残留電圧に起因して、出力電圧値Ｅ２を昇圧又は降圧する際に、小刻みに発生する個々のリプル成分の傾きが大きくなって大電流に至ったものである。このリプル分の傾きは、平滑化コンデンサ１３１の残留電圧に比例し、また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の内部のインダクタンスの合計値ΣＬ（Ｌ１＋Ｌ２）に反比例して変化する。そして、この過電流は、この主回路電流が通電可能な回路部に流れることにより、該回路部を構成する各素子及び電路に異常が生じる又は生じる可能性のある値以上の電流を指す。なお、ここで言う「回路部」とは、具体的には、インバータ回路１０、絶縁用変圧器１１、整流回路１２及び平滑化回路１３により構成される回路を指す。

制御角θが取り得る範囲は、図５のグラフに示すように、電圧検出値Ｅ４ごとに決められた制御角θの上限値θｍａｘを示す上限曲線θｃ−ｍａｘと、電圧検出値Ｅ４ごとに決められた制御角θの下限値θｍｉｎを示す下限曲線θｃ−ｍｉｎとから設定されている。

上限曲線θｃ−ｍａｘは、電圧検出値Ｅ４が０Ｖのときに所定の制御角θを上限値として有する。そして、上限曲線θｃ−ｍａｘは、その電圧検出値Ｅ４が０Ｖのときの上限値から該電圧検出値Ｅ４の増加に比例して制御角θが増加する傾向にある。上限曲線θｃ−ｍａｘは、電圧検出値Ｅ４が０Ｖのとき、１００°であり、電圧検出値Ｅ４が０Ｖから４００Ｖまで該電圧検出値Ｅ４に比例して制御角θが増加する一次関数で示されている。

下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４の減少に比例して減少する傾向にある。そして、下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４が所定の電圧値から０Ｖまでは制御角θが０°である。下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４が７００Ｖのとき、９０°である。この下限曲線θｃ−ｍｉｎは、電圧検出値Ｅ４が７００Ｖから２００Ｖまで該電圧検出値Ｅ４に比例して制御角θが減少する一次関数で示されている。

リミッタ１５３２は、インバータ回路１０に対して出力する制御角θを下限曲線θｃ−ｍｉｎ以上、上限曲線θｃ−ｍａｘ以下の範囲に収まるように設定する。つまり、リミッタ１５３２は、制限を掛ける前の制限前制御角（以下、制限を掛けた後の制御角θと区別するため、このように称する）θｏが下限曲線θｃ−ｍｉｎ以上、上限曲線θｃ−ｍａｘ以下であれば、その制限前制御角θｏをそのまま制御角θとして設定する。一方、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏが上限曲線θｃ−ｍａｘ以上であれば、そのときの電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘを制御角θとして設定する。また、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏが下限曲線θｃ−ｍｉｎ以下であれば、そのときの電圧検出値Ｅ４に対応する下限値θｍｉｎを制御角θとして設定する。

次に、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について、図１〜図１４を参酌しつつ説明する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の起動時の動作について、図６及び図７に示すフローチャートを主に参酌しつつ説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１を起動動作に移すとき（図６のステップＳ１でＹＥＳ）、コンバータ制御部１５０は、インバータ回路制御部１５１と整流回路制御部１５２とに起動信号を出力する。

インバータ回路制御部１５１は、電圧指令部４により指令された出力電圧値Ｅ２に対応するインバータ出力電圧値Ｖ_INVとなるように、インバータ回路１０の第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングする。具体的には、電圧制限部１５３の減算器１５３０は、電圧指令部４から電圧指令値Ｅ３を受信する（ステップＳ２でＹＥＳ）。更に、減算器１５３０は、電圧検出回路１４から電圧検出値Ｅ４を受信する（ステップＳ３でＹＥＳ）。そして、減算器１５３０は、電圧指令値Ｅ３から電圧検出値Ｅ４を減算して制御偏差値ΔＥ３４を出力する（ステップＳ４）。減算器１５３０が出力した制御偏差値ΔＥ３４に基づいて、ＰＩ制御器１５３１が制御角θ（制限前制御角θｏ）を出力する（ステップＳ５）。

リミッタ１５３２は、ＰＩ制御器１５３１が出力した制限前制御角θｏが電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎとの間の範囲に収まるように制限を加える（図７のステップＳ６）。つまり、制限前制御角θｏが上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎとの間の範囲に入っている場合、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏをそのまま制御角θとして設定する（ステップＳ７）。しかし、制限前制御角θｏが上限値θｍａｘを超えている場合、リミッタ１５３２は、電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘを制御角θとして設定する（ステップＳ８）。制限前制御角θｏが下限値θｍｉｎ未満の場合、リミッタ１５３２は、電圧検出値Ｅ４に対応する下限値θｍｉｎを制御角θとして設定する（ステップＳ９）。

そして、リミッタ１５３２は、この制御角θをインバータ回路制御部１５１に出力する。インバータ回路制御部１５１は、インバータ回路１０をこの制御角θで第１〜第４のトランジスタ１０１〜１０４をスイッチングする（ステップＳ１０）。

一方、整流回路制御部１５２は、インバータ回路１０から整流回路１２に入力される交流電力を整流するために、整流回路１２の第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４をスイッチングする（図６のステップＳ１１）。整流回路１２の第１〜第４のトランジスタ１２１〜１２４の制御角θは、一定制御される。そして、整流回路１２から出力された直流電力は、平滑化回路１３によって平滑化される。この出力電圧値Ｅ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される。

その一方で、電圧検出回路１４では、電圧検出値Ｅ４を繰り返し検出している（図７のステップＳ１２でＮＯ，図６のステップＳ２に戻る）。そして、検出された電圧検出値Ｅ４は、電圧制限部１５３に入力される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、検出された電圧検出値Ｅ４に基づきインバータ回路１０の制御角θを繰り返し変更して、起動時の電圧出力値Ｅ２から電圧指令値Ｅ３までその電圧値を変更する。

例えば、図５に示すように、電圧検出値Ｅ４が０Ｖのとき、ＰＩ制御器１５３１が出力した制限前制御角θｏが４５°であれば、電圧検出値Ｅ４＝０Ｖに対応する上限曲線θｃ−ｍａｘ上の上限値が１００°であり、下限曲線θｃ−ｍｉｎ上の下限値が０°であるため、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏのままの制御角θ＝４５°をインバータ回路制御部１５１に出力する。

しかし、電圧検出値Ｅ４を電圧指令値Ｅ３に昇圧する昇圧量が大きい場合など、ＰＩ制御器１５３１から上限値θｍａｘを超える制限前制御角θｏが出力されたとき、リミッタ１５３２は、上限値θｍａｘ＝１００°を制御角θとしてインバータ回路制御部１５１に出力する。そして、インバータ回路１０の制御角θが制御されて、出力電圧値Ｅ２が昇圧する。この出力電圧値Ｅ２は、電圧検出回路１４にて電圧検出値Ｅ４として常時監視している。そして、次に検出された電圧検出値Ｅ４が１００Ｖまで昇圧していたとき、そのときの上限曲線θｃ−ｍａｘ上の上限値θｍａｘは、１２０°となる。ＰＩ制御器１５３１から出力された制限前制御角θｏが１２０°以下であれば、この制御前制御角θｏがそのまま制御角θとして設定され、１２０°を超えておれば、上限値θｍａｘ＝１２０°を制御角θとして設定する。これを繰り返すことにより、制御角θは、実際上、電圧検出値Ｅ４に対応する上限値θｍａｘから緩やかに上昇するように制御される。

また、電圧検出値Ｅ４が７００Ｖのとき、ＰＩ制御器１５３１が出力した制限前制御角θｏが１３５°であれば、電圧検出値Ｅ４＝７００Ｖに対応する上限曲線θｃ−ｍａｘ上の上限値が１８０°であり、下限曲線θｃ−ｍｉｎ上の下限値が９０°であるため、リミッタ１５３２は、制限前制御角θｏのままの制御角θ＝１３５°をインバータ回路制御部１５１に出力する。

しかし、電圧検出値Ｅ４を電圧指令値Ｅ３に降圧する降圧量が大きい場合など、ＰＩ制御器１５３１から下限値θｍｉｎ未満の制限前制御角θｏが出力されたとき、リミッタ１５３２は、下限値θｍｉｎ＝１８０°を制御角θとしてインバータ回路制御部１５１に出力する。そして、インバータ回路１０の制御角θが制御されて、出力電圧値Ｅ２が降圧する。この出力電圧値Ｅ２は、電圧検出回路１４にて電圧検出値Ｅ４として常時監視している。そして、次に検出された電圧検出値Ｅ４が６００Ｖまで降圧していたとき、そのときの下限曲線θｃ−ｍｉｎ上の下限値θｍｉｎは、７２°となる。ＰＩ制御器１５３１から出力された制限前制御角θｏが７２°以上であれば、この制御前制御角θｏがそのまま制御角θとして設定され、７２°未満であれば、下限値θｍｉｎ＝７２°を制御角θとして設定する。これを繰り返すことにより、制御角θは、実際上、電圧検出値Ｅ４に対応する下限値θｍｉｎから緩やかに下降するように制御される。

次に、同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部を流れる電流について、図８〜図１１の波形図及び図１２〜図１４の等価回路図を参酌しつつ説明する。

同実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、該ＤＣ−ＤＣコンバータ１の内部に平滑化コンデンサ１３１を備えている。そして、このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、平滑化コンデンサ１３１に電圧を残留可能に構成されている。以下、この平滑化コンデンサ１３１に残留される電圧を「残留電圧」と呼ぶ。この残留電圧は、電圧検出回路１４で検出できる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、絶縁用変圧器１１に漏れインダクタンスＬ１を有している。更に、このＤＣ−ＤＣコンバータ１には、平滑化コイル１３０によってインダクタンスＬ２が含まれる。特に、これらのインダクタンスＬ１，Ｌ２の値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力する電圧の波形を脈動（リプル）の小さい滑らかな正弦波にするために、小さい値に設定されることが好ましい。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力側に残留電圧が残るようになっており（第１の条件）、その内部にインダクタンスＬ１，Ｌ２が含まれている（第２の条件）。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部を流れる電流には、図８（ｃ）に示すように、リプル成分が含まれている。そのリプル成分は、残留電圧に比例して大きくなる。また、リプル成分は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の内部のインダクタンスの合計値ΣＬ（Ｌ１＋Ｌ２）に反比例して大きくなる。

そして、図８（ａ）に示すように、電圧指令値Ｅ３を降圧するなどして、出力電圧値Ｅ２から電圧値を大きく変更する（第３の条件）と、この第１の条件と第２の条件との条件下では、従来の回路では、図８（ｃ）のａ部に示すように、過電流がＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路部に発生していた。この過電流が発生するとき、制御角θは、図８（ｂ）に示すように、下限値θｍｉｎ未満の値が設定されている。

本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御装置１５は、このような過電流が流れないようにこの制御角θを制御しており、この第３の条件が成立しても過電流が発生しないようになっている。つまり、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御装置１５は、制御角θに制限を加えることにより、回路部を流れる電流が過電流に至ることのないようにリプル成分の傾きを制御している。

このリプル成分を拡大した図が図９〜図１１である。図９〜図１１は、この図で表す周期Ｔ内では制御角θが変更されておらず、出力電圧値Ｅ２が安定状態になったときの電流の波形を示している。このリプル成分の傾きは、各動作モードＡ〜Ｆによって異なっている。出力電流が負のときの出力波形を図９に示す。出力電流が零のときの出力波形を図１０に示す。出力電流が正のときの出力波形を図１１に示す。図９〜図１１の（ａ）は、インバータ回路１０の出力側を流れる第１の電流ＩＬ１の波形を示している。また、図９〜図１１の（ｂ）は、平滑化コイル１３０を流れる第２の電流ＩＬ２の波形を示している。なお、第１の電流ＩＬ１及び第２の電流ＩＬ２の値は、図に矢印で示す方向を正の値としている。

出力電流が負のときの動作モードＡの電流は、図１２（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＢのときの電流は、図１２（ｂ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＣのときの電流は、図１２（ｃ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第１の電流ＩＬ１は、動作モードＡ〜Ｃと同じ傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第２の電流ＩＬ２は、動作モードＡ〜Ｃの傾きと逆転した傾きの電流となる。

出力電流が零のときの動作モードＡの電流は、図１３（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＢのときの電流は、図１３（ｂ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＣのときの電流は、図１３（ｃ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第１の電流ＩＬ１は、動作モードＡ〜Ｃと同じ傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第２の電流ＩＬ２は、動作モードＡ〜Ｃの傾きと逆転した傾きの電流となる。

出力電流が正のときの動作モードＡの第１の電流ＩＬ１は、図１４（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝０の傾きの電流となる。第２の電流ＩＬ２は、図１４（ａ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／Ｌ２の傾きの電流となる。動作モードＢのときの第１の電流ＩＬ１は、図１４（ｂ）に実線と点線で示すように流れることによって、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２とが一致するまでは、ｄＩＬ１／ｄｔ＝Ｅ１／Ｌ１の傾きの電流となり、それ以降では、ｄＩＬ１／ｄｔ＝（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。第２の電流ＩＬ２は、図１４（ｂ）に実線と点線で示すように流れることによって、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２とが一致するまでは、ｄＩＬ１／ｄｔ＝−Ｅ２／Ｌ２の傾きの電流となり、それ以降では、ｄＩＬ１／ｄｔ＝（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＣのときの電流は、図１４（ｃ）に示すように流れることによって、ｄＩＬ１／ｄｔ＝ｄＩＬ２／ｄｔ≒−Ｅ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第１の電流ＩＬ１は、動作モードＡ〜Ｃと同じ傾きの電流となる。動作モードＤ〜Ｆのときの第２の電流ＩＬ２は、動作モードＡ〜Ｃの傾きと逆転した傾きの電流となる。

このようにして、減算器１５３０が電圧指令値Ｅ３と電圧検出値Ｅ４とを比較して、制御偏差値ΔＥ３４を算出する。そして、ＰＩ制御器１５３１は、この制御偏差値ΔＥ３４に基づいてインバータ回路１０を操作する制御角θを算出する。この制御角θは、電圧検出値Ｅ３から電圧指令値Ｅ４に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるようにＰＩ制限器１５３１で制限されている。また、この制御角θは、電圧検出値Ｅ３から電圧指令値Ｅ４に降圧する降圧量に一定の制限が加わるようにＰＩ制限器１５３１で制限されている。そして、制御装置１５は、このようにして制限された制御角θでインバータ回路１０を操作しているため、インバータ回路１０の回路部に流れる電流が急激に変化して過電流とならないようインバータ回路１０を制御することができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には、過電流が流れないようになっている。

つまり、制御装置１５は、制御角θに従って出力電圧値Ｅ２が昇圧又は降圧する際に、上限値θｍａｘと下限値θｍｉｎとの範囲に入るように制限された制御角θでインバータ回路１０を操作しているため、過電流が流れないようになっている。

なお、本実施形態に係る制御装置１５は、出力電圧値Ｅ２を降圧する際と、出力電圧値Ｅ２を昇圧する際とで下限値と上限値とを使い分けるが、この出力電圧値Ｅ２の昇降圧を判別する特別な構成を備える必要はない。つまり、出力電圧値Ｅ２を降圧する際、「電圧指令値Ｅ３＜電圧検出値Ｅ４（＝出力電圧値Ｅ２）」となることから、その制御偏差量ΔＥ３４（＝Ｅ３−Ｅ４＜０）が負の値となる。ＰＩ制御器１５３１から出力される制限前制御角θｏは、減算器１５３０から制御偏差量ΔＥ３４を受け付ける前に出力していた現在の制御角θより下がるような値が出力される。よって、出力電圧値Ｅ２を降圧する際は、制限前制御角θｏが下がる方向にしか制御されず、実質的に下限値のみが有効となり、制限前制御角θｏを上げる方向に制御されて、上限値を超えるようなことはない。出力電圧値Ｅ２を昇圧する場合も同様である。

その他、各部の具体的構成についても上記実施形態に限られるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で様々変更が可能である。

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、インバータ回路と整流回路とが絶縁されていないＤＣ−ＤＣコンバータに適用するものであってもよい。このようなＤＣ−ＤＣコンバータであっても、平滑化回路の平滑化コンデンサに残留した残留電圧と平滑化コイルのインダクタンスとに起因するサージ電流が発生し得る。また、これらの平滑化コンデンサの残留電圧と平滑化コイルのインダクタンス又は絶縁用変圧器の漏れインダクタンスと等価な構成を備えておれば、本実施形態のような過電流が流れる恐れがある。本発明は、このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいても有効に効果を発揮する。

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング素子１０１〜１０４，１２１〜１２４がトランジスタである例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、スイッチング素子は、電界効果トランジスタ，ＭＯＳ−ＦＥＴ，バイポーラトランジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの自己消弧形半導体素子であってもよい。

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、インバータ回路１０を制御する制御部としてＰＩ制御器１５３１を用いる例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、制御部は、ＰＩＤ制御や最適ＰＩＤ制御（オートチューニング）などのフィードバック制御でインバータ回路を制御するものであってもよい。

上記実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、リミッタ１５３２が出力電圧値Ｅ２を昇圧する際に過電流が流れないように操作量としての制御角θに上限値θｍａｘを設定するとともに、出力電圧値Ｅ２を降圧する際に過電流が流れないように操作量としての制御角θに下限値θｍｉｎを設定している例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を降圧するときにだけ過電流が流れないように制御すればよければ、制限部は、下限値のみを設定して、出力電圧値を降圧する際に操作量が下限値以上となるように制限するようにしてもよい。

１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１０…インバータ回路、１２…整流回路、１４…電圧検出回路、１５…制御装置、１５３０…減算器（比較部）、１５３１…ＰＩ制御器（制御部）、１５３２…リミッタ（制限部）、Ｅ１…入力電圧値、Ｅ２…出力電圧値、Ｅ３…電圧指令値、Ｅ４…電圧検出値、θｍａｘ…上限値、θｍｉｎ…下限値

Claims

直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、該整流回路で整流される直流電力を平滑化する平滑化回路と、該平滑化回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、
前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、
前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備え、
前記制限部は、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量に前記電圧検出値に対応する下限値を設定しており、前記操作量が前記下限値以上のときにそのままの値を該操作量に設定し、前記操作量が前記下限値未満のときに該下限値を該操作量に設定することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、該インバータ回路から出力される交流電力を整流する整流回路と、該整流回路で整流される直流電力を平滑化する平滑化回路と、該平滑化回路から出力される出力電圧値を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から検出された電圧検出値に基づいて前記インバータ回路を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
電圧指令値と前記電圧検出値とを比較して算出される制御偏差値を出力する比較部と、
前記制御偏差値に基づいて前記インバータ回路を操作する操作量を算出して該インバータ回路を制御する制御部と、
前記操作量に従って前記出力電圧値を昇圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に昇圧する昇圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部であって、前記操作量に従って前記出力電圧値を降圧する際に前記電圧検出値から前記電圧指令値に降圧する降圧量に一定の制限が加わるように前記操作量を制限する制限部とを備え、
前記制限部は、前記出力電圧値を昇圧する際に前記操作量に前記電圧検出値に対応する上限値を設定するとともに、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量に前記電圧検出値に対応する下限値を設定しており、前記出力電圧値を昇圧する際に前記操作量が前記上限値以下のときにそのままの値を該操作量に設定し、該操作量が前記上限値を超えているときに該上限値を該操作量に設定し、前記出力電圧値を降圧する際に前記操作量が前記下限値以上のときにそのままの値を該操作量に設定し、前記操作量が前記下限値未満のときに該下限値を該操作量に設定することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。