JP2009232681A - マルチレベルインバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】マルチレベルインバータを提供する。
【解決手段】本発明によるマルチレベルインバータは、入力交流電源を直流に変換するコンバータ部と、コンバータで変換された直流電源を平滑(rectification)するフィルムキャパシタと、平滑された直流電源をパルス幅変調制御信号に応じて３相電流に変換して出力するインバータ部と、インバータ部から出力される電流を検出する電流検出器と、検出された電流を用いて電圧を指示する命令及び周波数を指示する命令を生成するパワーセル主制御器と、前記命令に係る電圧及び周波数を用いてパルス幅変調制御信号を発生するパルス幅変調制御器と、を含む。
【選択図】図３

Description

本発明は、電解キャパシタをフィルムキャパシタに取り替えたマルチレベルインバータに関する。
一般に、高電圧の大型誘導電動機の電圧は２,４００Ｖから７,２００Ｖまで様々に設計されているが、電動機可変速装置である高圧インバータはその電圧多様性が不充分で別途の降圧及び昇圧変圧器を用いて多い種類の電動機に適用するので、高コスト、広い設置空間の必要及びシステムの効率低下などの多数の問題点が発生する。また、インバータを適用するとき、母線の高調波の影響、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)電圧による電動機の劣化及び振動などの問題点がある。
かかる問題点を克服するために様々なマルチレベルインバータが開発されており、そのうち入出力品質側面で最も優れた特性を示す電力トポロジーは、低圧単相インバータを直列接続し、高電圧を得るＨ−ブリッジマルチレベルインバータである。
Ｈ−ブリッジマルチレベルインバータは、単相Ｈ−ブリッジインバータからなるパワーセル(Power Cell)をカスケード(Cascade)形態で接続するので、カスケードインバータとも呼ばれる。
Ｈ−ブリッジマルチレベルインバータの各相は、直列接続された多数のパワーセルからなる。各パワーセルは独立した単相インバータ構造であり、多数のパワーセルを直列接続することにより、低電圧電力用の半導体を用いて高電圧を得ることができる。また、Ｈ−ブリッジマルチレベルインバータは、パワーセルの数に応じて出力電圧レベルの数が増えて正弦波に近い電圧波形を得ることができ、出力電圧のレベルが多段階なので、低い出力の全高調波歪率ＴＨＤ(Total Harmonic Distortion)も可能である。
また、電圧反射の影響が相対的に少ないため、インバータと電動機との間の距離が遠くても追加装置なしに適用が可能である。
さらに、他のマルチレベルインバータとは異なり、ＤＣ−リンクキャパシタの間に電圧不均衡の問題がなく、Ｈ−ブリッジインバータをモジュール化して所望の出力電圧への拡張が容易であるという長所がある。
図１は、従来のＨ−ブリッジマルチレベルインバータシステムを示した回路の構成図である。
図１に示したように、Ｈ−ブリッジマルチレベルインバータシステムは直列接続される多数のパワーセル２からなるが、多数のパワーセル２は各相に応じてそれぞれ直列接続され、各々のパワーセル２は独立した単相インバータ構造を有する。
ここで、電源系統と繋がる入力部は、二次側が拡張デルタ結線方法の多数のタップを有する変圧器６に接続され、また、電源線５を通じて各パワーセル２と接続される。
図２は、従来のＨ−ブリッジインバータのパワーセルの構成を示した回路図である。
図２に示したように、入力交流電源１０と、入力交流電源を直流に変換するコンバータ部１１と、入力交流電源の投入時に突入電流の流入を防止する初期充電抵抗１２と、突入電流が抑制された後に、初期充電抵抗１２を回路から分離する電子接触器１３と、直流電圧を平滑させる電解キャパシタ１４と、パルス幅変調制御信号に応じて入力される直流電源を３相電流に変換して出力するインバータ部１５と、インバータ部１５から出力する電流を検出する電流検出器１６と、インバータ部１５の３相電流及び直流電圧などの各種情報を集めてマスタ制御器(図示せず)と各種命令及び情報を交換するパワーセル主制御器１７と、パワーセル主制御器１７から電圧を指示する命令及び周波数を指示する命令を受けてパルス幅変調制御信号を発生するパルス幅変調(ＰＷＭ )制御器１８と、からなる。
従来のＨ−ブリッジインバータの各パワーセルは電解キャパシタ１４を備える。電解キャパシタ１４はインバータの寿命に直接的な影響を及ぼす主な構成要素であって、電流リップル率と周囲の温度に大きな影響を受けるので、慎重に選択すべきである。
一般に、パワーセルの電解キャパシタ１４は、次のような役割を果たす。すなわち、パワーセルの単位で入力電力と出力電力の瞬時的な差を補償し、瞬間停電時に一定の時間電解キャパシタ１４のエネルギーを用いて出力を補償し、回生エネルギーが発生する場合、これを貯蔵する。
しかしながら、高圧インバータシステムは単相出力インバータシステムであって３相出力インバータより多い数のキャパシタを備えなければならない。これにより、全体システムの体積が大きくなるという短所がある。
また、電解キャパシタ１４は高容量のキャパシタンスを有し、この場合、直流端に入力される電流は一般にうさぎの耳状の不連続電流を示す。これは高周波の発生原因となる。
また、電解キャパシタ１４を使用する場合、初期充電に関連した回路、例えば、初期充電抵抗１２及び電子接触器１３などのような回路がさらに必要であるという短所がある。
したがって、本発明の目的は、上述した従来の技術による問題点を克服するためのマルチレベルインバータを提供することである。
前記目的を達成するための本発明によるマルチレベルインバータは、入力交流電源を直流に変換するコンバータ部と、前記コンバータで変換された直流電源を平滑(rectification)するフィルムキャパシタと、前記平滑された直流電源をパルス幅変調制御信号に応じて３相電流に変換して出力するインバータ部と、前記インバータ部から出力される電流を検出する電流検出器と、前記検出された電流を用いて電圧を指示する命令及び周波数を指示する命令を生成するパワーセル主制御器と、前記命令に係る電圧及び周波数を用いてパルス幅変調制御信号を発生するパルス幅変調制御器と、を含む。
また、入力変圧器をさらに含み、前記入力変圧器の二次側はジグザグ結線または拡張デルタ結線により多数のタップを有し、前記入力変圧器の出力電源は前記入力交流電源に入力される。
また、前記インバータ部は、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)及びＧＴＯ(Gate Turn Off Thyristor)のうち、いずれか一つの素子を含む。
また、位相シフト変圧器をさらに含んでなり、前記位相シフト変圧器の出力電源が前記入力交流電源として入力される。
また、前記位相シフト変圧器は所定のインダクタンス値を有するインダクタを含み、前記インダクタンス値とフィルムキャパシタのキャパシタンス値との関係は１：３になるように設定できる。
本発明によれば、電解キャパシタより体積の小さいフィルムキャパシタを用いることにより、マルチレベルインバータの全体体積を大幅に低減できる。
また、容量の小さいフィルムキャパシタを用いることにより、入力端の充電回路を除去することができ、充電時に突入電流を大いに低減させてマルチレベルインバータシステムの信頼性及び安全性を向上させる。
また、マルチレベルインバータシステムは位相シフト変圧器を用いることにより、初期充電回路が不必要であり、別途の整流端インダクタも不必要である。また、整流端の入力電流の総高調波歪率が改善できる。
また、制御器を用いて直流端電源の不安定性を改善させる。
一般的なＨ−ブリッジマルチレベルインバータシステムを示した回路の構成図である。 従来のＨ−ブリッジインバータのパワーセルの構成を示した回路図である。 本発明のマルチレベルインバータの各パワーセルの構成を示した回路図である。
以下、図３を参照して本発明のマルチレベルインバータについて詳しく説明する。
本発明の説明において、関連した公知技術に対する具体的な説明が本発明の要旨を不明確にすると判断される場合には、その詳細な説明を省略する。また、後述する用語は本発明における機能を考慮して定義した用語であって、これらは使用者、運用者の意図または慣例などによる変更が可能である。したがって、その定義は本明細書の全般にある内容に基づいて定められるべきである。
図３は、本発明のマルチレベルインバータの各パワーセルの構成を示した回路図である。
図３に示したように、入力交流電源１００、コンバータ部１１０、フィルムキャパシタ１２０、インバータ部１３０、電流検出器１４０、パワーセル主制御器１５０及びパルス幅変調制御器１６０で構成される。入力交流電源１００には入力変圧器(図示せず)の二次側の出力が入力される。入力変圧器は次のような用途として用いられる。第一に、入力変圧器はＨ−ブリッジマルチレベルインバータの各パワーセルに独立した電源を供給する。
第二に、入力変圧器は二次側のタップの間に位相の差を置いてマルチパルス(Multi-Pulse)方式の平滑器型コンバータを構成することにより、低い入力端の全高調波歪率ＴＨＤ(Total Harmonic Distortion)を得る。この際、入力変圧器は二次側が拡張デルタ結線またはジグザグ（千鳥形）結線により多数のタップを有する変圧器として構成できる。
入力交流電源１００に連結可能な入力変圧器は位相シフト(phase shift)変圧器を用いることができる。また、位相シフト変圧器は所定のインダクタンス値を有するインダクタをさらに含むことができる。このインダクタンス値とフィルムキャパシタのキャパシタンス値を調節して入力端の全高調波歪率(ＴＨＤ)を改善させうる。例えば、インダクタンス値とフィルムキャパシタのキャパシタンス値との関係は１：３の関係を有するように設定できる。
コンバータ部１１０は、入力交流電源１００から入力される交流電源を直流に変換する。また、フィルムキャパシタ１２０はコンバータ部１１０で変換された直流電源を平滑させる役割を果たす。
インバータ部１３０はパルス幅変調(ＰＷＭ)制御信号に応じて、入力される直流電源を３相交流に変換して出力する。インバータ部１３０はＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、ＧＴＯ(Gate Turn Off Thyristor)などのような出力電圧制御用のパワースイッチング素子からなる。上記インバータ端のスイッチングによる高調波遮断周波数は、インバータで用いられるスイッチング周波数の１／５乃至１／２範囲に決定できる。すなわち、スイッチング周波数が１ｋＨｚを基にして設計され、上述したスイッチングを用いるとき、インバータ端のスイッチングによる高調波遮断周波数は２００乃至５００Ｈｚとなり得る。このようなインバータのスイッチングに応じて脈動現象が遮断できる。
以下式（１），（２）が示すように、その遮断周波数(ｗｃ)が設定され、遮断周波数値に応じて入力端の変圧器のインダクタンス値を考慮してキャパシタンス値が決定できる。
電流検出器１４０はインバータ部１３０から出力される各相の電流を検出してパワーセル主制御器１５０に伝える。パワーセル主制御器１５０はインバータ部１３０に入力される直流電圧及びインバータ部１３０から出力される相電流などの各種情報を受けて、マスタ制御器(図示せず)と各種の運転制御のための命令及び情報をやりとりする。パルス幅変調制御器１６０はパワーセル主制御器１５０から電圧を指示する命令及び周波数を指示する命令を受け、これに対応するパルス幅変調(Pulse Width Modulation:ＰＷＭ)波形を生成してＰＷＭ制御信号をインバータ部１３０に出力する。本発明のマルチレベルインバータでは、各パワーセルのキャパシタとして電解キャパシタでないフィルムキャパシタを用いることにその特徴がある。
上述したようにフィルムキャパシタを用いる場合には、直流電源端の電源安定化のためにパワーセル主制御器１５０及びパルス幅変調制御器１６０で利用可能な特性方程式は以下式（３）の通りである。
フィルムキャパシタを用いると、電源検出及び電流制御方式が動特性に強く設計され、入力電源変動に敏感に反応するように設定される。
上述したように、各パワーセルのキャパシタとしてフィルムキャパシタを用いれば、次のような利点がある。
第一に、マルチレベルインバータの体積を低減することができる。フィルムキャパシタは電解キャパシタに比べて約１/３サイズに当たるので、マルチレベルインバータにおけるキャパシタの占有体積が低減できる。その結果、マルチレベルインバータの体積も大いに低減できる。また、フィルムキャパシタは電解キャパシタより低いコスト、長い寿命を有するという長所がある。
第二に、入力端の充電回路を省略することもできる。フィルムキャパシタは容量が小さくて短い時間に充電が可能なので、入力端に初期充電抵抗や電子接触器のような入力端充電回路が必要でない。
第三に、マルチレベルインバータシステムの信頼性が向上できる。フィルムキャパシタを用いれば、入力端充電回路が不要なので、入力端充電回路の影響が消えてマルチレベルインバータシステムの信頼性が向上する。
第四に、充電時に突入電流が減る。フィルムキャパシタは容量が小さくて充電時に電解キャパシタを用いる場合に比べて突入電流を大幅に減らすことができる。これにより、初期電源の投入時にマルチレベルインバータシステムの安全度を向上させることができ、優れた高周波特性を有する。
仮に、高圧インバータを適用するシステムが過負荷率が重要でない軽負荷システムであれば、本発明でのように電解キャパシタの代わりにフィルムキャパシタを用いることが好ましい。軽負荷システムは制御方式として電圧及び周波数一定制御方式を用い、急激な負荷の変動がほとんどない。また、回生制動をしない場合や瞬間停電が発生する場合でも、自動再始動が可能なシステムである。
上述した実施例を通じて本発明について詳しく説明したが、本発明の属する技術分野における通常の知識を持つ者なら、上述した実施例に対して本発明の範囲を逸脱しない限り、様々な変形が可能なのは明らかに理解する。
したがって、本発明の権利範囲は、上述した実施例に限定されず、後述する特許請求の範囲のみならず、この特許請求の範囲と均等なものにより定められるべきである。
１００：入力交流電源
１１０：コンバータ部
１２０：フィルムキャパシタ
１３０：インバータ部
１４０：電流検出器
１５０：パワーセル主制御器
１６０：パルス幅変調制御器

Claims (8)

  1. 入力交流電源を直流に変換するコンバータ部と、
    前記コンバータで変換された直流電源を平滑(rectification)するフィルムキャパシタと、
    前記平滑された直流電源をパルス幅変調制御信号に応じて３相電流に変換して出力するインバータ部と、
    前記インバータ部から出力される電流を検出する電流検出器と、
    前記検出された電流を用いて電圧を指示する命令及び周波数を指示する命令を生成するパワーセル主制御器と、
    前記命令に係る電圧及び周波数を用いてパルス幅変調制御信号を発生するパルス幅変調制御器と、を含んでなることを特徴とするマルチレベルインバータ。
  2. 入力変圧器をさらに含み、
    前記入力変圧器の二次側はジグザグ結線または拡張デルタ結線により多数のタップを有し、前記入力変圧器の出力電源は前記入力交流電源に入力されることを特徴とする請求項１に記載のマルチレベルインバータ。
  3. 前記インバータ部は、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)及びＧＴＯ(Gate Turn Off Thyristor)のうち、いずれか一つの素子を含むことを特徴とする請求項１に記載のマルチレベルインバータ。
  4. 前記インバータ部は、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)及びＧＴＯ(Gate Turn Off Thyristor)のうち、一つの素子を含むことを特徴とする請求項２に記載のマルチレベルインバータ。
  5. 位相シフト変圧器をさらに含んでなり、前記位相シフト変圧器の出力電源が前記入力交流電源として入力されることを特徴とする請求項１に記載のマルチレベルインバータ。
  6. 前記位相シフト変圧器は所定のインダクタンス値を有し、前記インダクタンス値と前記フィルムキャパシタのキャパシタンス値との関係は１：３であることを特徴とする請求項５に記載のマルチレベルインバータ。
  7. 前記インバータ部のスイッチングによる高調波遮断周波数はインバータで用いられるスイッチング周波数の１／５乃至１／２の範囲であることを特徴とする請求項１に記載のマルチレベルインバータ。
  8. 前記スイッチング周波数が１ｋＨｚであるとき、インバータ部のスイッチングによる高調波遮断周波数は２００乃至５００Ｈｚであることを特徴とする請求項７に記載のマルチレベルインバータ。
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