KR100330662B1 - 고성능 펄스 폭 변조 컨버터-인버터 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 PWM 컨버터-인버터 시스템의 수명에 가장 큰 영향을 주는 직류 링크단 대형 전해 커패시터를 소용량 필름 커패시터로 대체할 수 있는 PWM 컨버터 제어 장치에 관한 것이다. 인버터와 컨버터 시스템의 파우어 동력학을 유도하고 인버터에 대한 파우어 동력학을 마스터 시스템으로, 컨버터 파우어 동력학을 슬레이브 시스템으로 정한다. 이 경우, 마스터 시스템 동력학을 슬레이브 시스템이 추종할 수 있도록 하기 위한 직류 링크단 전력 평형화 제어기와 직류 링크 커패시터 에너지를 이용한 전압제어기로 구성되어 있다. 특히, 에너지를 이용한 전압 제어는 전체 시스템을 선형화하는 장점이 있다. 또한, 제안된 제어 방식은 속응성이 우수하기 때문에 직류 링크단 전압 맥동을 최소화시킨다. 따라서, 가격, 크기, 신뢰성에 있어 문제점이 많은 기존 전해 커패시터를 반영구적인 소형, 소용량의 필름 커패시터로 교체할 수 있다. 결과적으로 제안된 방식을 사용할 경우, PWM 컨버터-인버터 시스템의 가격이 내리고, 크기가 감소해 설치 면적이 줄고, 신뢰성이 크게 향상된다.

Description

고성능 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템{PWM CONVERTER -INVERTER SYSTEM}

본 발명은 컨버터의 전력 및 전류 제어의 성능을 크게 개선시킴으로서 직류 링크 커패시턴스를 효과적으로 줄일 수 있는 PWM(펄스폭 변조) 컨버터 - 인버터 시스템관한 것이다.

도 1은 가변속 드라이브에 주로 이용이 되고 있는 PWM 컨버터-인버터 시스템의 기본 구조를 나타낸다. AC 전원(1)과 연결된 컨버터(2)와 모터(3)에 연결되어 있는 인버터(4)사이의 직류 링크 커패시터()가 버퍼 역할을 한다. 종래에는 직류 링크 커패시터로 전해 커패시터가 주로 사용되었다. 전해 커패시터는 수명, 가격, 크기 면에서 단점이 많다. 이 중에서 가장 중요한 문제가 신뢰성인데 전해 커패시터는 연속적인 아웃-가싱(out-gassing)에 의해 특성이 변질되므로 컨버터-인버터 시스템의 수명에 영향을 주는 주 요인이다.

컨버터-인버터 시스템의 가격 및 부피를 줄이는 방법으로 직류 링크 커패시터의 부피를 줄이려는 경향이 있다. 그러나 소용량 커패시터는 직류 링크 전압 맥동(ripple)을 크게 하여 반도체 스위치 파손을 유발한다.

이러한 문제를 해결하기 위해서 다양한 직류 링크 전압 제어 방식이 제안되어졌다. 부하전류 (load current)를 측정하여 전향 제어 방식으로 보정 하는 방식이 있었으며, 이러한 방식은 1995년 Malesani등이, 1991년 Wu등이, 그리고 1999년 Singh등이 제안하고 있다. 그러나, 대용량 시스템에서 대부분의 직류 링크는 기생 인덕턴스를 줄이기 위해서 버스 바(bus bar) 형태로 되어 있기 때문에 전류 센서를 장착하는데 상당한 어려움이 있다. 대안으로 인버터로 유입되는 정상 상태 파우어를 이용하여 추정된 부하 전류를 이용하는 방식이 제안되었지만 과도 상태에서 성능이 저하된다. 최근 정상상태에서 모터 변수를 이용한 소 용량 직류 링크 커패시터를 가진 PWM 컨버터-인버터 시스템에 대한 연구가 있었다. 그러나, 이러한 방식은 인버터 파우어 동력학을 이용하지 않기 때문에 모터 속도 가변시에 직류 링크 전압 오차가 상당히 크다는 단점이 있다.

본 발명은 이러한 문제를 해결하기 위한 것으로서 본 발명의 목적은, PWM 컨버터-인버터 시스템에 대한 동특성이 우수한 직류 링크단 전력 평형화 기법과 에너지를 이용한 전압 제어 기법을 응용하여 직류 링크 커패시터로 사용되고 있는 대용량 전해 커패시터를 소용량 필름 커패시터를 대체시킬 수 있는 장치를 제공하는데 있다.

이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 3상 AC 전원 전압, PWM 컨버터, 직류 링크단, PWM 인버터, 교류 전동기 부하를 구비하는 PWM 컨버터 - 인버터 시스템에 있어서, 교류 전동기의 실제 속도() 및 회전자 자속 벡터의 위치()를 검출하는 엔코더와; 외부의 속도 지령치()와 엔코더에서 검출된 모터의 실제 속도()를 비교하여 q-축 전류 지령치()를 형성하는 속도 제어기(Speed Controller)와; 외부의 자속 지령치()와 수식 모델로부터 계산된 자속()을 비교하여 d-축 전류 지령치()를 형성하는 자속 제어기(Flux Controller)와; 회전자 자속 벡터의 위치(), q-축 전류 지령치() 및 d-축 전류 지령치()를 이용하여 d-q축 전류를 위한 전압 지령치()를 형성하는 전류 제어기(Current Controller)와; 회전자 자속 벡터의 위치()를 이용하여 전류 제어기로부터 주어진 전압지령치()에를 곱해서 좌표 변환하는 제 1 좌표 변환기와; 제 1 좌표 변환기의 변환된 정지 좌표계 전압 지령치를 통해 인버터에 필요한 PWM 신호를 발생시키는 제 1 EPLD를 구비한다.

도 1은 종래 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템의 기본 구조도,

도 2는 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템에 적용되는 PI제어기를 이용한 유도 전동기 전류 제어 블록도,

도 3은 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템에서 마스터-슬레이브 개념을 이용하여 제안된 직류 링크 전력 평형화 기법을 도시한 도면,

도 4는 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템에서 커패시터 에너지를 이용한 직류 링크 전압 제어 블록도,

도 5는 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템에서 인버터 동력학과 직류 링크 커패시터 에너지를 이용한 제안된 펄스 폭 변조 컨버터 제안 방식을 도시한 도면,

도 6은 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템의 블록도,

도 7은 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템을 시뮬레이션 한 경우의 결과 도면,

도 8은 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템을 실험한 결과를 도시한 도면,

도 9는 본 발명에 따른 펄스 폭 변조 컨버터 - 인버터 시스템의 실험한 결과를 도시한 도면.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

10 : 3상 AC 전원 전압 20 : PWM 컨버터

30 ; 직류 링크단 40 : PWM 인버터

50 : 교류 전동기 부하 100 : 제어 보드

110 : 인버터 제어 블록 111 : 엔코더

112 : 속도 제어기 113 : 자속 제어기

114 : 전류 제어기 115 : 좌표 변환기

116 : EPLD 120 : 컨버터 제어 블록

121 : PLL 122 : 에너지 제어기

123 : 전력 제어기 124 : q축 전류 제어기

125 : 좌표 변환기 126 : EPLD

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.

기존 방식이 인버터 파우어 동력학을 고려하지 않고 전압 제어 및 역률 제어를 하는 반면에 본 발명은 인버터 파우어 동력학을 컨버터 제어에 그대로 이용한다. 즉 컨버터가 인버터 동작상태에 따라 제어가 되므로 동특성이 우수하다. 인버터가 필요로 하는 전력을 컨버터가 똑같이 만들어 주기 때문에 직류 링크 커패시터로 들어가는 전류가 없다. 따라서 아주 작은 커패시터를 사용하더라도 직류 링크 전압 변동은 없다. 이 방식은 1998년도에 궤환 선형화 기법을 이용하여 시도되었다. 그러나, 본 발명에서는 인버터의 파우어 동력학을 마스터 시스템으로 보고, 컨버터의 파우어 동력학을 슬레이브 시스템으로 본다. 컨버터 파우어가 인버터 파우어를 정확하게 추종하도록 슬레이브 시스템의 제어기를 설계한다. 또 하나의 차이점은 직류 링크에 저장된 에너지를 이용하여 전압 제어를 하는 것이다.

먼저, 본 발명을 설명하기에 앞서서 본 명세서에서 사용되는 기호들에 대하여 정의하면 다음과 같다.

: 3상 소스(source) 전압,: 3상 소스(source) 전류

: PWM 컨버터 입력 전압

: 직류 링크 전압 및 커패시터 전류

: 컨버터 입력 인덕턴스 및 직류 링크 커패시턴스

: 인버터 출력 전압

: 회전자 인덕턴스, 회전자 저항, 상호인덕턴스, 회전자 시정수, 전체누설계수

: 소스(source) 전원 주파수, 전기 각주파수, 회전자 각주파수, 슬립 주파수

: d-q 축 소스(source) 전압,: d-q 축 소스(source) 전류

: d-q 축 정류기 입력 전압

: d-q 축 고정자 전류 지령치 및 전류

: d-q 축 회전자 자속,: d-q 축 고정자 입력 전압

: d-q 축 전류 제어 오차

: 유도전동기 전류 제어기의 PI 이득

: 인버터 전력 및 컨버터 전력, 커패시터 전력

: 직류링크 커패시터 에너지 지령치 및 에너지, 커패시터 전력

: 컨버터 q 축 전류 제어기 PI 이득

,

,

여기서, 컨버터의 d 축은 3상 전원 전압을 공간 벡터로 나타냈을 때, 복소 평면상에서의 그 공간 벡터의 방향과 일치한다. 주로 컨버터의 d축 전압은 DC 링크의 전압 제어에 이용이 되며, q 축 전압은 역율 제어에 이용이 된다. 인버터의 d축은 회전자 자속의 공간 벡터의 방향과 일치한다.

먼저, 본 발명을 설명하기 위하여 인버터와 파우어 동력학을 유도한다.

인버터 파우어 동력학은 다음과 같이 유도된다.

동기 좌표계에서 유도 전동기의 고정자 전류와 회전자 자속은 다음의 수학식 1, 2, 3, 4와 같이 표현된다.

여기서을 간주한다.

도 2에서와 같이 전류제어기로 적분-비례(integral-proportional :IP) 제어기를 사용할 경우 고정자 전압()는 수학식 5 및 수학식 6과 같이 주어진다.

여기서는 비간섭항이고는 역기전력 보정항이다. 만약, IP 대신에 비례- 적분(proportional-integral :PI) 제어기를 사용한다면 인버터 파우어의 동력학을 유도할 때 전류 지령치를 미분해야 하므로 바람직하지 않다.

인버터 파우어를 수학식 7과 같이 정의하고,

수학식 1,2,5,6 과 7을 이용하여를 구해보면 수학식 8과 같다.

다음으로 컨버터 파우어 동력학에 대하여 설명한다.

동기 좌표계에서 직류 링크 전압 ()과 라인 전류()에 대한 미분방정식은 수학식 9, 10, 11과 같이 표현된다.

여기서으로 간주한다. 컨버터 파우어는 수학식 12과 같이 계산이 된다.

컨버터의 q 축 전류제어기는 수학식 13 같이 설정한다.

수학식 10, 12로부터은 수학식 14와 같이 주어진다.

다음으로 본 발명에 따른 마스터-슬레이브(Master-Slave 개념을 이용한 전력 평형화 방법에 대하여 설명한다.

먼저, 마스터-슬레이브 제어 방법에 관하여 설명하면 다음과 같다.

수학식 8, 14로부터, 마스터 시스템과 슬레이브 시스템를 수학식 15, 16과 같이 정의할 수 있다.

여기서, 컨버터의 d 축 전압를 수학식 17과 같이 설정하면,

도 3과 같은 폐루프 시스템을 얻을 수 있고,를 입력,출력으로 보면 수학식 18과 같이 입출력 전달함수를 구할 수 있다.

인 경우, 수학식 18의 모든 전달함수가 적절(proper )하고 안정(stable) 하기 때문에 내부 안정도가 보장이 된다.

도 3에서 보여주듯이 수학식 17과 같은 컨버터 전압를 이용하면 컨버터의 파우어와 인버터 파우어는 수학식 19와 같은 관계를 가지게 된다.

즉 외부입력인 경우가 된다는 것을 의미한다.

다음으로 커패시터 에너지를 이용한 직류 링크 전압 제어 방법에 대하여 설명한다.

커패시터 에너지는이므로 커패시터 파우어는 수학식 20과 같은 관계식을 가진다.

컨버터의 d 축 전압()에서를 다음과 같이 놓고그리고를 이용하면 도 4와 같이 컨버터의 전압 제어 블록도를 얻을 수 있다. 즉, 에너지 지령치와 실제 에너지는 수학식 21 같은 관계식으로 표현된다.

에서는가 된다. 다시 말해서, 에너지 지령치가 스텝(step) 형태로 주어질 경우 실제 에너지는 지령치와 같아지므로도 같아지게 된다. 수학식 17과를 이용하여 최종적인 컨버터 전압은 수학식 22와 같이 표현이 된다.

도 5는 전압 입력 수학식 22를 이용한 컨버터의 전체 블록도를 나타낸다. 여기서 보면가 컨버터 전압을 구할 때 이용이 되는데 이것은 인버터 파우어 동력학가 이용이 되는 것을 의미한다. 즉, 컨버터가 인버터 파우어 변동에 대해 즉각 반응을 하며 결과적으로 직류 링크 커패시턴스를 줄이는데 있어 상당히 도움이 된다는 것을 말해준다. 또한, 도 5에서 보면에 대해 제어 루프가 없는 것을 알 수 있다.는을 구할 때만 이용된다. 기존의 컨버터 제어방식은만을 이용하고에 대한 전류 제어 루프를 구현하는 것이다.

다음으로 상술한 방법을 이용한 본 발명의 장치에 대하여 설명한다.

도 6은 본 발명의 PWM 컨버터-인버터 장치에 대한 개략도이다. 본 발명자는 스위칭 소자로는 100A, 1200V IGBT를 사용하였다. 컨버터 및 인버터 구동용 PWM 신호는 2개의 EPLD(erasable programmable logic device)에 의해 각각 발생된다. PWM 스위칭 주파수는이고 제어에 필요한 신호의 측정도 매마다 이루어 진다. 또한, 직류 링크단 전력 제어주기는이고 직류 링크 커패시터 에너지 제어주기는이다.

도시된 바와 같이 본 발명의 장치는 3상 AC 전원 전압(10), PWM 컨버터(20), 직류 링크단(30), PWM 인버터(40), 교류 전동기 부하(50)가 연결되어 있다. 3상 AC 전원(10)을 PWM 컨버터(20)가 직류로 변환시키고 변환된 직류는 직류 링크단(30)의 커패시터()에 저장된다. PWM 인버터(40)는 교류 전동기의 속도 및 자속 제어를 위해 필요한 임의의 3상 AC 전압을 스위칭을 통해 교류 전동기(50)에 공급해주는 역할을 한다. 부호(100)은 TMS320C31 32bit DSP를 사용한 제어 보드(100)로서 PLL(phase locked loop)(121)을 통해 측정한 3상 AC 전원(10) 전압에서 a상 전압의 위상()과 전류 센서(5,6)를 통해 측정한 a, b상 전원전류(), 전압 센서(7)를 통해 측정한 직류 링크단(30) 전압 (), 전류 센서(8,9)를 통해 측정한 교류 전동기(50)의 a, b 상전류 (), 인코더(111)를 통해 측정한 모터 속도(), 자속의 위치 ()를 이용하여 컨버터(20) 및 인버터(40)에 필요한 PWM 펄스를 계산하여 2개의 EPLD(116),(126)를 통해 각각 컨버터(20)와 인버터(40)의 6개의 IGBT 스위치를 On-Off 시키는 역할을 한다.

제어 보드(100)의 기능을 살펴보기 위해 인버터 제어 블록(Inverter Control Block)(110)에 대해 설명하고자 한다. 인버터 제어 블록(112)은 PWM 인버터(40) 외부의 모터 속도 지령치()와 자속 지령치()에 의해 독립적으로 운전이 되기 때문에 마스터 시스템으로 간주된다. 먼저, 우선, 엔코더(111)는 교류 전동기(50)의 실제 속도() 및 회전자 자속 벡터의 위치()를 검출하게 구성되며, 속도 제어기(Speed Controller)(112)에서는 외부의 속도 지령치()와 엔코더(111)에서 검출된 모터(50)의 실제 속도()를 비교하여 q-축 전류 지령치()를 만든다.

한편, 자속 제어기(Flux Controller)(113)에서는 외부의 자속 지령치()와 수식 모델로 부터 계산된 자속()을 비교하여 d-축 전류지령치()를 만든다. 전류 제어기(Current Controller)(114)에서는 d-q축 전류를 만들기 위한 전압지령치()를 도 2 및 수학식 5, 6에서와 같이 PI 제어기를 이용하여 계산한다. 마지막으로 좌표 변환기(115)는 회전자 자속 벡터의 위치()를 이용하여 전류 제어기(114)로부터 주어진 전압지령치()에를 곱해서 좌표 변환하고 EPLD(116)에서는 이 변환된 정지 좌표계 전압 지령치를 통해 인버터에 필요한 PWM 신호를 발생시킨다. 이처럼 PWM 인버터(40)는 교류 전동기(50)의 속도 및 자속을 독립적으로 제어하기 위해 필요한 전압을 스위칭을 통해 교류 전동기(50)에 인가하고 원하는 전류를 만든다. 즉, PWM 인버터(40)는 임의의 크기와 주파수를 가지는 3상 전압을 합성해내는 기능을 맡고 있다. 특히, 모터링 운전 모드에서는 직류 링크단(30)에서 모터(50) 측으로 전력이 공급되고 회생 운전 모드에서는 모터(50) 측에서 직류 링크단(30)으로 전력이 공급된다.

다음으로 컨버터 제어 블록(Converter Control Block)(120)에 대해 설명하고자 한다. PWM 컨버터(20)는 직류 링크단 전압()(30)을 일정하게 유지하기 위해서 PWM 인버터(40)가 모터링/회생 운전시에 요구하는 전력을 정확하게 공급해 주어야 한다. 즉, PWM 컨버터(20)는 PWM 인버터(40)에서 요구되는 전력을 공급/소모 해주는 역할만 수동적으로 반복하게 되므로 여기서는 PWM 컨버터(20)를 슬레이브 시스템으로 간주하고 직류 링크단 전력 및 전압 제어 방식에 대하여 구체적으로 설명한다.

3상 전원(10)에는 PLL(121)이 연결되어 있으며, PLL(121)은 이것은 3상 전원(10) 전압중 a 상 전원 전압의 위상() 을 검출하는데 사용이 된다. 직류 링크단 커패시터 에너지 제어기(Energy Controller)(122)에서는 입력 신호인 직류 링크단 전압 지령치()와 전압 센서를 통해 측정한 커패시터 전압()을 이용하여 수학식 23과 같이 직류 링크단 커패시터 에너지 지령치와 실제 에너지를 먼저 계산한다.

와를 이용하여 에너지 제어기(122) 는 직류 링크 커패시터(C)에 요구되는 전력 지령치는 PI 제어기를 이용하여 수학식 24로 검출할 수 있다(도 4 및 5 참조).

여기서는 PI 제어기를 의미한다. 이 것은 현재 직류 링크단(30)의 실제 커패시터(C) 에너지가 지령치보다 작은 경우에는 직류 링크단 커패시터(C)로 유입되는 커패시터 전력을 증가시키고, 반대인 경우에는 감소시키는 역할을 한다.

또한, PWM 컨버터(20)의 직류 링크단 전력 제어기(Power Controller)(123)는 직류 링크 커패시터(C)의 전력 지령치와 수학식 17을 이용하여 구성이 된다. 즉, PWM 컨버터(20)의 d-축 전압 입력는 도 3 및 도 5에서와 같이 수학식 25(수학식 25는 수학식 17과 동일하다.)로 계산된다.

여기서이고 필요한 값을 계산하기 위한 ,,는 인버터의 입출력 변수들과 컨버터의 입출력 변수들로부터 구할 수 있다. 편의상 반복하여 기술하면 수학식 26과 같이 구한다.

반면, q축 전류 제어기(q-axis Current Controller)(124)에서는 컨버터의 q 축 인가 전압을 계산하게 된다. 여기서는 무효전력을 0으로 만들기 위한 (혹은, 역율을 1로 만들기 위한) 기능을 담당하고 q축 전원 전류() 및 무효 전력 명령(0)을 입력하고,를 행하므로써 q 축 인가 전압을 계산한다.

마지막으로 좌표 변환기(125)는 PLL(121)의 출력를 이용하여 전력 제어기(123)와 q축 전류 제어기(124)로부터 주어진 전압 지령치()에를곱해서 좌표 변환하고 EPLD(126)에서는 이 변환된 정지 좌표계 전압 지령치를 통해 컨버터에 필요한 PWM 신호를 발생시킨다.

본 발명자가 본 발명을 시뮬레이션 한 결과는 다음과 같다.

시뮬레이션에 사용된 파라미터는 다음과 같다.

모터 전력 정격은 9kW, 극수는 4,는 0.399Ω,는 0.354Ω,은 56.646mH,는 2mH,는 60.448mH, 전원 전압은 220,은 2mH, C는 75μF,는 540V로 하였다.

도 7은 모터 속도를 -1800rpm에서 +1800rpm으로 변화시킬 때의 시뮬레이션 파형도로서, 좌측은 기존 방식을 사용했을 때이고, 우측은 본 발명의 방식을 사용한 경우이다. 본 발명을 사용할 경우에 직류 링크 전압()에 대한 맥동이 훨씬 작아짐을 알 수 있다.

다음으로 본 발명자는 시뮬레이션에 따른 장치를 도 6과 같이 구현하여 실험하였으며, 이 결과가 도 8에 도시되어 있다. 실험에 사용된 파라미터는 직류 링크 전압만 제외하고는 시뮬레이션에 사용한 파라미터와 동일하게 구현하였다. 실험에 사용된 직류 링크 전압()은 450V로 하였으며, DSP로는 부동 소수점 연산자 TMS320C31을 사용하였고, 스위칭 소자로 100A,1200V IGBT를 사용하였다. PWM은 2개의 EPLD에 의해 발생되고 데드 타임은 5μsec로 하였다. PWM 스위칭 주파수는 4kHz이고, 전류 제어주기는 250μsec이고 전압 제어 주기는 1msec이다.

도 8의 좌측은 기존 제어 방식에 대한 결과이며, 우측은 제안된 방식을 적용했을 경우의 결과이다. 제안된 방식을 사용할 경우 직류 링크 전압 맥동이 적을 뿐만 아니라 인버퍼 파우어 추종 성능도 훨씬 우수한 것을 알 수 있다. 실험에 사용된 직류 링크 커패시턴스(C)는 75μF로 시뮬레이션에서 사용한 것과 동일하며 전해 커패시터가 아닌 소용량 필름 커패시터이다. 도 9에는 실험 장치에서의 여러 가지 변수를 나타내고 있으며, 좌측은 기존 방식의 경우가 도시되어 있고, 우측에는 본 발명의 방식에 따른 경우가 도시되어 있다.

이와 같이 본 발명은 마스터-슬레이브 개념에 의한 직류 링크 전력 평형화 방식과 에너지 제어 방식을 PWM 컨버터-인버터 시스템에 적용하므로써 직류 링크 커패시터를 우수한 소용량 필름 커패시터롤 교체할 수 있게 되어 컨버터-인버터 시스템의 신뢰성이 증가하고, 특성이 우수해지며 가격 및 부피가 감소하는 효과가 있다.

Claims (2)

1. 3상 AC 전원 전압(10), PWM 컨버터(20), 직류 링크단(30), PWM 인버터(40), 교류 전동기 부하(50)를 구비하는 PWM 컨버터 - 인버터 시스템에 있어서,

   교류 전동기(50)의 실제 속도() 및 회전자 자속 벡터의 위치()를 검출하는 엔코더(110)와;

   외부의 속도 지령치()와 상기 엔코더(111)에서 검출된 모터(50)의 실제 속도()를 비교하여 q-축 전류 지령치()를 형성하는 속도 제어기(Speed Controller)(112)와;

   외부의 자속 지령치()와 수식 모델로 부터 계산된 자속()을 비교하여 d-축 전류 지령치()를 형성하는 자속 제어기(Flux Controller)(113)와;

   회전자 자속 벡터의 위치(), q-축 전류 지령치() 및 d-축 전류 지령치()를 이용하여 d-q축 전류를 위한 전압 지령치()를 형성하는 전류 제어기(Current Controller)(114)와;

   회전자 자속 벡터의 위치()를 이용하여 전류 제어기(114)로부터 주어진 전압 지령치()에를 곱해서 좌표 변환하는 제 1 좌표 변환기(115)와;

   상기 좌표 변환기(115)의 변환된 정지 좌표계 전압 지령치를 통해 인버터(40)에 필요한 PWM 신호를 발생시키는 제 1 EPLD(116)를 구비하는 PWM 컨버터 - 인버터 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   3상 전원(10)에 연결되어 있으며, 3상 전원(10) 전압 중에서 a 상 전원 전압의 위상() 을 검출하는 PLL(121)과;

   입력 신호인 직류 링크단 전압 지령치()와 전압 센서를 통해 측정한 커패시터 전압()을 이용하여 직류 링크단 커패시터 에너지 지령치와 실제 에너지를 계산하고, 직류 링크 커패시터(C)에 요구되는 전력 지령치()를 산출하는 직류 링크단 커패시터 에너지 제어기(Energy Controller)(122)와;

   상기 전력 지령치()를 이용하여 d-축 전압 입력()을 검출하는 직류 링크단 전력 제어기(Power Controller)(123)와;

   q축 전원 전류() 및 무효 전력 명령(0)을 입력하여 q 축 인가 전압을 검출하는 q축 전류 제어기(q-axis Current Controller)(124)와;

   상기 PLL(121)의 출력를 이용하여 전력 제어기(123)과 q축 전류 제어기(124)로부터 주어진 전압 지령치()에를 곱해서 좌표 변환하는 제 2 좌표 변환기(125)와;

   변환된 정지 좌표계 전압 지령치 및 상기 컨버터(20)에 필요한 PWM 신호를 제공하는 제 2 EPLD(126)를 구비하는 PWM 컨버터 - 인버터 시스템.