JP4022630B2 - 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムに関し、詳細には、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、交流回路を流れる電流の検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムに関する。

インバータを用いた電力変換制御装置は、電動機制御分野から発電機制御分野などの交流電動発電機への適用や、交流電源と直流電源との電力授受を行う整流回路や系統連系インバータなどへの適用など極めて幅広く用いられている。これらは通常、交流回路に起電力源を有しており、インバータはこれらの起電力源に同期して制御する必要がある。

このため、インバータを働かせるためには、何らかのセンサにより交流起電力源の位相情報を得るか、インバータの出力電圧や電流および交流回路の回路定数をもとに推定される位相情報をもとにスイッチング制御信号を発生している。

交流回路側の起電力負荷として代表的なものに同期電動機があり、特に永久磁石同期電
動機、ＤＣブラシレス電動機のインバータ駆動において起電力の位相情報を得るために磁
極位置センサとしてホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用いられている。これら磁
極位置情報を検出する制御方式は高効率運転や高速応答制御などに容易に対応できるが、
磁極位置センサを必要とするため、信頼性、作業性、価格等にも問題がある。

これに対して、これら磁極位置センサを用いずに、電動機の電圧や電流の情報から回
転子の位置を演算によって間接的に制御する手法もいろいろと提案されている。例えば、
矩形波電流駆動によって電動機の誘導起電力を検出するものや、正弦波電流駆動で電流の
零クロス点を検出し、この時点での電圧を検出することによるもの（例えば、特許文献１
参照。）、Ｖ／ｆ一定制御によるもの（例えば、特許文献２参照。）、これに振動抑制機能を付加したもの（例えば、特許文献３，４参照。）などが提案実用化されている。しかし、これら位置センサを取り除くことができるが、従来の制御方式は、電動機の回路定数を制御系に組み入れる必要があり、また、過渡変化に対して弱く、制御システムが複雑化するなどの問題がある。

誘導電動機も起電力を有する負荷と考えられるが、誘導電動機は同期電動機に比べて、起電力の位相情報を検出しなくても運転できるので、Ｖ／ｆ一定制御などにより速度制御が比較的容易である。しかし、Ｖ／ｆ一定制御は、Ｅ／ｆ一定制御ではないため、低速運転時にトルク低下や本質的に応答性に問題がある。高速応答性を持たせるためには、すべり周波数制御形ベクトル制御などが用いられているが、制御システムの構成は回路定数が組み込まれ、誘導電動機と制御装置は一体となっており、システム構成が複雑化すると共
にその応答特性は回路定数の影響を受けることなどの問題がある。

一方、交流回路側に、交流発電機や商用電源が接続され、インバータを用いて整流動作
や直流電源から交流系統への連系運転を行う場合、一般には電源電圧に同期をとって制御
信号を発生させるため電源電圧の位相検出器が必要とされる。これは、交流電源電圧検出
器が必要とする分、制御システムが複雑化し、信頼性の低下を招いている。

これに対して、電源電圧の位相検出器を用いずに、インバータの電圧、電流の検出によ
り、演算によって整流動作や逆変換動作をさせる制御手法も知られているが、回路定数（モータのインピーダンス、磁束密度等）を使うため複雑な演算処理が要求される。また、大幅な電源周波数変動にも対応しにくいなどの問題点がある。

特開平５−２３６７８９号公報 特開２０００−２３２８００号公報 特開２０００−２３６６９４号公報 特開２００３−２０４６９４号公報

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、インバータ等の電力変換手段の制御を簡単かつ高精度に行い、広範囲に使用が可能な電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムを提供することを目的とする。

上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流−交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置において、前記電力変換手段の運転周波数を決定して運転周波数信号を出力する周波数演算手段と、前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段と、を備え、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定することを特徴とする。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、または、それらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、前記電力変換手段の運転周波数とすることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち有効成分電流に対応する振幅指令値が変化するときに線路インピーダンス部分での定常的および過渡的な電圧降下を補償する補償値を出力するインピーダンス補償手段を含み、有効成分電流に対応する振幅指令値またはその振幅指令値の時間変動を緩和した値にインピーダンス補償手段の出力を合わせて、その合わせた値をゲイン倍した値またはそのゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値に基づいて、補償値を演算することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値の時間変動を緩和して補償値を演算することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記インピーダンス補償手段は、二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を用いて補償値を演算することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記周波数演算手段は、定数をゲイン倍した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、さらに、前記電力変換手段の出力電圧および積分演算手段の位相角信号から直交二軸変換により二軸電圧を演算して二軸成分ごとに二軸電流調節手段の出力である振幅指令値に対応した信号を出力する出力電圧直交二軸変換手段を備え、前記周波数演算手段は、前記周波数演算手段は、振幅指令値を二軸成分ごとに出力電圧直交二軸変換手段の信号値に置きかえることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、周波数演算手段が出力する前記電力変換手段の運転周波数を用いて有効成分電流の指令値を演算することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、前記電力変換手段の直流側電圧値を用いて有効成分電流の指令値を演算することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段の無効成分電流の指令値を調整することにより力率を任意に設定することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、電力変換手段出力端の力率が１となる値に無効成分電流の指令値を決定することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、前記交流回路の交流起電力源端の力率が１となる値に無効成分電流の指令値を決定することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記交流回路は、１または複数の交流機を含む回路であることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記交流機は、同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機であることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段の二軸電流の指令値を調整することにより界磁を増磁または減磁することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記交流回路の交流起電力源として商用電源、他の電力変換手段の交流側出力、またはコンデンサを含む交流負荷を接続することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記直流回路は、コンデンサを含む回路、直流電源を含む回路、または直流負荷を含む回路であることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記電力変換手段は、直流電力を交流電力に変換するインバータまたは交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータであることが望ましい。

上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御するための電力変換制御用プログラムにおいて、コンピュータを、振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算手段と、前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段として機能させる電力変換制御用プログラムであることを特徴とする。

上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御方法において、振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算工程と、前記周波数演算工程の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算工程と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換工程と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定工程と、前記直交二軸変換工程の出力と前記二軸電流設定工程の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節工程と、前記二軸電流調節工程の出力および積分演算工程の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生工程と、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流−交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置において、前記電力変換手段の運転周波数を決定して運転周波数信号を出力する周波数演算手段と、前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段と、を備え、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定することとしたので、交流回路の起電力源の位相をセンサ等で直接検出することなく交流電流を検出し、また、回路定数を用いることなく電力変換手段を制御することができ、インバータ等の電力変換手段の制御を簡単かつ高精度に行い、広範囲に使用が可能な電力変換制御装置を提供することが可能になるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムの最良な実施の形態を詳細に説明する。この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。なお、本明細書において、直流−交流間での電力授受を行う電力変換手段には、直流電力を交流電力に変換するインバータおよび交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータが含まれるものとする。以下の実施の形態では、主として、電力変換手段としてインバータを例示して説明するが、本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。

（実施の形態１）
図１は、本発明に係る電力変換制御装置の基本構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換制御装置は、交流回路に起電力源があるときの直流交流間の電力変換を行うインバータの制御を行うものである。

同図において、１は直流回路、２は直流回路１と交流回路３との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行うインバータ、３は交流起電力源を含む交流回路（以下、「交流回路」とも称する）、１００は電力変換制御装置を示している。なお、以下の実施の形態では、２をインバータとして図示するが、接続される直流回路１および交流回路３の種類によって、２は、ＡＣ−ＤＣ変換を行うＡＣ−ＤＣコンバータである場合もある。

直流回路１は、直流電源を含む回路、直流負荷を含む回路、またはコンデンサを含む回路で構成されている。交流起電力源を含む交流回路２は、交流電動機、交流発電機、交流電源または、コンデンサを含む負荷等の交流回路に起電力源を有するものである。

電力変換制御装置１００は、交流回路３を流れる電流を検出して検出信号を出力する電流検出器４と、電流検出器４の検出信号に基づいてインバータ２を制御するインバータ制御部２０と、を備えている。

インバータ制御部２０は、直交二軸変換部５、二軸電流設定部６、二軸電流調節部７、周波数演算部８、積分演算部９、およびＰＷＭ信号発生部１０を備えている。インバータ制御部２０は、マイコン、ＤＳＰ等で構成することができ、コンピュータが電力変換制御用プログラムを実行して、直交二軸変換部５、二軸電流設定部６、二軸電流調節部７、周波数演算部８、積分演算部９、ＰＷＭ信号発生部１０の機能を実現することにしてもよい。

周波数演算部８は、インバータ２の運転周波数を決定して運転周波数信号ω_eを出力する。この場合、周波数演算部８は、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くようにインバータ２の運転周波数ω_eを決定する。この原理の詳細は後述する。

積分演算部９は、周波数演算部８の出力から積分により位相角信号θ_eを求めて出力する。直交二軸変換部５は、電流検出器４の検出信号および積分演算部８の位相角信号θ_eから直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する。二軸電流設定部６は、二軸電流の指令値を決定して出力する。二軸電流調節部７は、直交二軸変換部５の出力と二軸電流設定部６の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する。ＰＷＭ信号発生部１０は、二軸電流調節部７の出力および積分演算部９の位相角信号θ_eに基づいて、インバータ２に与える制御信号であるＰＷＭ信号を生成してインバータ２に供給する。

図２−１は、上記図１の電力変換装置において、振幅指令値（広義ではインバータの電圧指令値）を用いて周波数演算を行う電力変換制御装置の構成を示す図である。図２−１において、図１と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。図２−１の電力変換制御装置１００は、図１の電力変換制御装置において、交流回路３に、交流起電力源を含む三相（ＵＶＷ）交流負荷が接続された場合の具体的な構成例を示している。インバータ２は３相インバータであり、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を含むブリッジ回路で構成することができる。

図２−１において、電流検出器４は、交流回路３を流れる少なくとも２相の電流を検出信号として検出する。直交二軸変換部である回転座標変換部５ａは、電流検出器４で検出された検出信号に対して、インバータ２の運転周波数に同期して有効成分をδ軸成分、無効成分をγ軸成分とするδ−γ変換を行い、変換された２軸量Ｉγ、Ｉδを二軸電流調整部７に出力する。二軸電流調節部７は、変換された２軸量Ｉγ、Ｉδが二軸電流設定部６の出力である二軸電流の指令値Ｉγ^*、Ｉδ^*と一致するように二軸電流調節部７に含まれる２組の電流調節器１，２を介して、インバータ２の二軸制御電圧すなわちインバータ２の振幅指令値Ｖγ、Ｖδを生成する。

周波数演算部８（ゲイン調整部８ａ）は、振幅指令値Ｖγ、Ｖδのその一軸電圧量Ｖγが零となるようなインバータ２の運転周波数ω_eを決定し、積分演算部９は、その運転周波数ω_eを積分することによりインバータ２の運転位相角信号θ_eを得て、交流電流の回転座標変換を行うと共に二軸電圧量Ｖγ、ＶδからＰＷＭ信号発生部１０にて、三角比較法等によりインバータ２の制御信号であるＰＷＭ信号（ｖ_U，ｖ_V，ｖ_W）を発生させてインバータ２を動作させる。これにより、交流回路３の交流起電力源の位相情報をセンサにより得ることなく、また回路定数を用いることなく交流回路を流れる電流の検出制御のみにより、交流直流間の電力授受制御が可能となる。

つぎに、上記構成の電力変換装置におけるインバータの制御原理を詳細に説明する。図２−２は、図２−１の電力変換制御装置の制御シーケンス図である。図３は、交流回路３に起電力源を含む例として、同期電動機や交流電源が接続されたときの単相等価回路を示す図である。同図において、Ｒは回路抵抗、Ｌは回路インダクタンス、Ｅ_ａは交流起電力源ｅ_ａの回転座標変換量を示している。ここで、交流起電力源は電動機の場合では角周波数ωに比例するが、商用交流電源の場合は電圧がほぼ一定値をとる。図３の等価回路の回路方程式をもとに、下記式（１）で回転する回転座標変換を施すと下記式（２）となる。

ここで、Ｖδはインバータ２の出力電圧ベクトルに比例する電圧指令値成分、Ｖγはこの軸と直交する電圧指令値成分、Ｉδは電流ベクトルの有効成分電流、Ｉγは無効成分電流である。また、βはインバータ２の出力電圧ベクトルＶδと交流起電力の電圧ベクトルＥａとの相差角である。上記式（２）で定常状態となると電流制御の微分項は零となるので、下記式（３）が得られる。

図４は、上記式（３）に基づく２軸成分電圧Ｖδ、Ｖγと２軸成分電流Ｉδ、Ｉγおよび交流起電力Ｅ_aとし、定常状態においてγ軸の成分電圧Ｖγが零の関係にあるときのベクトル図を表している。ここで、２軸成分電圧Ｖδ、Ｖγの座標軸をδ軸、γ軸、交流起電力の電圧ベクトルＥ_aをｑ軸、これと直交する磁束成分軸をｄ軸とする。このとき、βは二つの座標軸間の位相角を表している。また、図５は回路抵抗による電圧降下を無視したときのベクトル図である。今、Ｉγ＝０、Ｉδ＝一定に制御したとき、上記式（３）はさらに下式（４）のように簡単化される。

ここで、Ｖγ＝０に制御したとき、上記式（４）から下記式（５）が得られる。

このとき、インバータ２からの電力Ｐ_aは下記式（６）で与えられ、相差角あるいは負荷角βの正弦波関数で示される。

相差角（あるいは負荷角）βが小さいとき、上記式（４）は下記式（７）で近似できる。

上記式（７）のＶδ式より交流起電力源Ｅ_aは下記式（８）で得られる。

さらに、回路抵抗による電圧降下ＲＩδが無視できるとき、上記式（８）は下式（９）となる。

このとき、交流起電力Ｅ_aは出力電圧ベクトル値Ｖδから近似的に求められる。交流起電力源が交流電動機による場合、交流起電力源は角周波数ωに比例し、下記式（１０）で与えられる。

ここで、ｋΨは磁束に比例した比例定数である。Ｖγ＝０とき、上記式（７）および上記式（１０）より相差角βは下記式（１１）で近似できる。

さらに、上記式（９）、（１０）より角周波数ωは下記式（１２）で近似でき、Ｖδに比例する。

上記式（１２）から、交流起電力源の角周波数ωは基本的にはＶδに対して適切な比例ゲインをＫ_Gとおくと、次式のω_eとみなすことができる。

積分演算部９では上記式（１３）によるインバータの運転周波数ω_eを入力として、交流起電力源の回転位相角に同期したインバータ２の回転位相角θ_eを下記式（１４）により算出することができる。

ここで、この周波数演算により得られた回転位相角θ_eが、交流起電力源の回転位相角に同期した適切な位相角θに対して一致しないとき、図６に示すインバータ２の出力電圧ベクトルＶのγ軸成分電圧Ｖγが現れる。このＶγは、演算により得られた位相角θｅが遅れている場合は負、進んでいる場合は正の値をとる。そこで、γ軸の成分電圧Ｖγの符号をもとにＰＩ調節器などを介してＶγの値が零となるように上記式（１３）におけるＫ_Gの値を調整することにより、演算により得られた回転位相角θ_eを適切な回転位相角θに導くことができる。

実施の形態１に係る電力制御装置によれば、インバータ２の運転周波数を決定して運転周波数信号ω_eを出力する周波数演算部８と、周波数演算部８の出力から積分により位相角信号θ_eを求めて出力する積分演算部９と、電流検出器４の検出信号および積分演算部８の位相角信号θ_eから直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換部５と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定部６と、直交二軸変換部５の出力と二軸電流設定部６の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節部７と、二軸電流調節部７の出力および積分演算部９の位相角信号θ_eからインバータ２に与える制御信号を生成するＰＷＭ信号発生部１０と、を備え、周波数演算部８は、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くようにインバータ２の運転周波数ω_eを決定しているので、交流直流間で希望する電力変換を行えるようにインバータを制御するときに、交流回路の起電力源の位相を位相検出センサで検出することなく、また、交流回路定数を用いることなく、交流電流の検出だけでインバータを制御することができ、インバータの制御を簡単かつ高性能に行うことが可能であり、また、広範囲に渡って使用することが可能となる。付言すると、本実施の形態１に係る電力変換制御装置は、交流回路定数を使用していないので汎用的に使用可能である。

なお、周波数演算部８は、定数をゲイン倍した値をインバータ２の運転周波数ω_eとすることにしてもよい。交流起電力源が商用電源などにおけるように、周波数一定の場合は、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち有効性分電流に対応する振幅指令値が一定値をとるため、この振幅指令値を周波数演算部８への入力として用いる代わりに、対応する定数値を入力として、この定数値を二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値が零となるようにゲイン倍することで、インバータ２の運転周波数ωｅとすることができる。これにより制御システムを簡単化することができる。

（実施の形態２）
実施の形態２に係る電力変換制御装置は、上記図２−１の電力変換制御装置の周波数演算部８（ゲイン調整部８ａ）において、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、またはそれらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、インバータ７の運転周波数ω_eとするものである。

具体的には、上記式（１３）により、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍してインバータ２の運転周波数ω_eを決定する。この際、有効成分電流に対応する振幅指令値の替わりに、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値を用いることもできる。また、それらゲイン倍した値をインバータ２の運転周波数ω_eに決定する代わりに、ゲイン倍した値の時間変動を緩和した値をインバータ２の運転周波数に決定することもできる。このときの時間変動の緩和は、交流回路３の運転周波数が急変する際に、急変しない場合に比べて制御が不安定となることを防止する役目がある。

図７は、周波数演算部８に時間変動を緩和するためのＬＰＦ（低域通過フィルタ）を設けた場合の電力変換制御装置の一例を示す図である。同図において、Ｖγ，Ｖδは、二軸電流調整部７からの出力であり、多少リップル成分を含むため、ゲイン調整部８ａからの出力を直接動作周波数およびその積分量である位相制御として用いると、リップルの影響で動作が不安定となることがある。このリップル成分の影響を緩和するため、ゲイン調整部８ａの出力をＬＰＦ（低域通過フィルタ）８ｃを通過させた後、動作周波数およびその積分量である制御位相信号として用いる。ＬＰＦ８ｃのフィルタ係数は、例えば、ｋ／（１＋τ）とすることができる。

なお、二軸電流調整部７の出力であるＶδについても、周波数演算部８に入力する前に、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）を通じて、リップル成分の影響を緩和することにしてもよい。

実施の形態２に係る電力変換制御装置によれば、周波数演算部８では、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、または、それらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、インバータ２の運転周波数とすることとしたので、交流回路の運転周波数が急変した場合においても安定した制御を行うことが可能となる。

（実施の形態３）
図８は、実施の形態３に係る交流電力変換制御装置を示す図である。図８において、図２−１と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。実施の形態３に係る電力変換制御装置は、周波数演算部８内に、インピーダンス補償部を設けた構成である。

図８において、周波数演算部８は、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち有効成分電流に対応する振幅指令値が変化する場合に、線路インピーダンス部分での定常的および過渡的な電圧降下を補償する補償値を出力するインピーダンス補償部８ｂを備えている。周波数演算部８は、有効成分電流に対応する振幅指令値またはその振幅指令値を不図示のＬＰＦ等で時間変動を緩和した値にインピーダンス補償部８ｂの出力を合わせて、その合わせた値をゲイン倍した値またはそのゲイン倍した値を不図示のＬＰＦ等で時間変動を緩和した値をインバータ２の運転周波数としている。

上記式（１３）および上記式（１４）により得られる位相角θ_eは、上記式（２）におるＥ_aの項が大きければ、容易に交流起電力源の回転位相角θと一致させることができる。しかしながら、上記式（２）におけるＥ_aの項が小さくなると、演算により得られる位相角θ_eを適切な位相角θに追従制御することが困難となる。そこで、上記式（２）における第１項および第２項に示されるインピーダンス電圧降下による項をＶδから除くことにより、周波数位相追従特性を改善させることができる。

以下に、このインピーダンス補償法を詳細に説明する。まず、Ｖδとω_eの関係を示す上記式（１３）において、上記式（２）で与えられるδ軸電圧Ｖδを代入すると、下記式（１５）のようになる。

ここで、回路抵抗による電圧降下および電流過渡を無視し、Ｉγ＝０に制御できるとき
、下記式（１６）を得ることができる。

また、交流起電力が電動機であると仮定し、上記式（１０）を代入すると、下記式（１７）の如くなる。

上記式（１７）より、ω_e＝ωのとき、演算比例ゲインＫ_Gは下記式（１８）に示す値となる。

上記式（１８）の比例ゲインＫ_Gが、上記式（１３）における適切な比例ゲインＫ_Gの近似値となる。上記式（１５）において、Ｅ_aｃｏｓβが大きい場合は、抵抗による電圧降下ＲＩδが無視でき、かつ、定常状態に近いため過渡項である第２項のｄＩδ／ｄｔも無視できるので、上記式（１８）による近似値付近で、インバータ出力電圧ベクトルＶのγ軸の成分電圧Ｖγが零となるように比例ゲインＫ_Gのチューニングを行うことにより、演算された位相角θ_eを適切な位相角θと一致させることができる。

上記式（１５）において、Ｅ_aｃｏｓβが小さい場合は、数式１５の第１項、第２項の線路インピーダンス降下の影響が大きくなり、周波数に比例する第４項のＥ_ａの割合が小さくなるため、適切な比例ゲインＫ_Gを大幅に変化する必要があり、γ軸の成分電圧Ｖγによる周波数位相追従特性が大幅に低下する。そこで、上記式（１５）のＶδにおける定常的、過渡的な線路インピーダンス電圧降下を補償する電圧ΔＶを差し引いた量を周波数演算部の入力することにより、周波数位相追従特性を改善することができる。この時のω_eとＶδの関係式を下記式（１９）に示す。

これにより、有効成分電流に対応する振幅指令値が変化するときに、周波数の追従演算特性を改善することができる。

インピーダンス補償部８ｂは、有効成分電流または有効成分電流の指令値を用いて補償値を演算することにしてもよい。この場合の電力変換制御装置の構成を図９に示す。具体的には、インピーダンス電圧降下の補償項を付加した上記式（１９）において、ΔＶに抵抗降下項と微分降下項を含めて、下記式（２０）の形とし、図９に示すインピーダンス補償部８ｂは、有効成分電流Ｉδまたはその設定値Ｉδ^*に基づいて、インピーダンス電圧降下の補償を行う。

インピーダンス補償部８ｂは、有効成分電流または有効成分電流の指令値の時間変動を緩和して補償値を演算することにしてもよい。交流回路３の運転周波数が急変する際に、急変しない場合に比べて制御が不安定となることを防止する。例えば、交流回路３の運転周波数ω_eが極めて低速の際の制御は、電流検出器４による検出電流値が小さくなり、検出電流値において変動の幅の割合が高くなるため、インピーダンス補償部８ｂに入力する有効成分電流についても変動の割合が高くなり、インピーダンス補償部８ｂでの補償において、電流の変動が過度に影響する可能性がある。このため、インピーダンス補償部８ｂの有効成分電流を入力する部分に時間変動を緩和するフィルタを加えることにより、周波数位相追従特性を向上することができる。

また、インピーダンス補償部８ｂは、二軸電流調節部７の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を用いて補償値を演算することにしてもよい。この場合の電力変換制御装置の構成を図１０に示す。インピーダンス電圧降下の影響で、特に過渡変化時に無効成分電流に対応する振幅指令値Ｖγが変動することから、インピーダンス補償部８ｂは、ΔＶにＶγを用いて下記式（２１）により調整することにより、最終的に適切な運転位相を得ることにしてもよい。

ここで、ｋγは適切な補正量を与える比例定数である。

（実施の形態４）
図１１は、実施の形態４に係る電力変換制御装置を示す図である。図１１において、図２−１と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。実施の形態４に係る電力変換制御装置は、図１１に示すように、インバータ２の出力電圧を検出する交流側電圧検出器２１と、インバータ２の出力電圧を直交二軸変換するインバータ出力電圧直交二軸変換部２２とを備えている。インバータ出力電圧直交二軸変換部２２は、交流側電圧検出器２１で検出されたインバータ２の出力電圧および積分演算部９の位相角信号θ_eから直交二軸変換により二軸電圧を演算して二軸成分ごとに二軸電流調節部７の出力である振幅指令値Ｖδ、Ｖγに対応する量の信号を周波数演算部８に出力する。周波数演算部８は、振幅指令値を二軸成分毎にインバータ出力電圧直交二軸変換部２２の信号値に置き換え、その値を用いてインバータ２の運転周波数ω_eを演算する。

（実施の形態５）
図１２は、実施の形態５に係る電力変換制御装置を示す図である。図１２において、図２−１と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。

図１２において、二軸電流設定部６は、周波数演算部８が出力するインバータ２の運転周波数ω_eを用いて有効成分電流の指令値を演算する。例えば、交流側に交流機が接続されたときの速度制御を行う時に、インバータ２の運転周波数ω_eを用いて、交流機の回転角速度ω_meを下記式（２２）により算出することができる。

ここで、ｐは電動機の極数、ｓは誘導電動機のすべりを表す。すなわち、インバータ２の運転周波数ω_eに基づいて、交流機の速度設定値と比較して速度調節器を介してその出力を有効成分電流の指令値として用いることにより速度センサを用いることなく速度制御ループを組むことができる。さらに、インバータ２の運転周波数ω_eは交流機の速度設定に限らず、無効電力補償などにおける無効成分電流の設定にも用いることができる。

（実施の形態６）
図１３は、実施の形態６に係る電力変換制御装置を示す図である。図１３において、図２−１と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。図１３において、二軸電流設定部６は、電圧検出器１５で検出されたインバータ２の直流側電圧値を用いて有効成分電流の指令値を演算する。直流回路１の電圧が確定していないときの直流回路１と交流回路３間での電力授受を行うときに、直流電圧を検出して、直流電圧設定値と比較して電圧調節器を介してその出力を有効成分電流の指令値として用いることにより直流電圧制御ループを組むことができる。ここで、直流回路１としては、直流電流により直流電圧変動を伴う直流負荷や太陽電池、燃料電池などの直流電源およびアクティブフィルタや無効電力補償装置などのような直流回路にコンデンサが接続されただけの直流回路などが対象となる。

（実施の形態７）
実施の形態７に係る電力変換制御装置では、図２−１に示す電力変換制御装置において、二軸電流設定部６の無効成分電流の指令値を調整することにより力率を任意に設定する。無効成分電流を調整することにより、インバータ２の出力端での力率１制御、交流回路３の交流起電力源端での力率１制御や無効電力補償装置として動作させることができる。

二軸電流設定部６は、インバータ２の出力端の力率が１となる値に無効成分電流の指令値を決定する。図１４は、実施の形態７に係る電力変換制御装置のインバータの出力端での力率１運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。

図１４に示すように、インバータ２の回転位相角θ_eを交流起電力の周波数の回転位相角θと一致させることができたとき、上記Ｉγ＝０、Ｉδ＝一定に制御すると、電流ベクトルも電圧ベクトルＶδと同様にδ軸成分電流Ｉδのみとなり、インバータ出力端での力率を１に制御することができる。これにより、高い効率で電力変換制御装置を動作させることができる。

二軸電流設定部６は、交流回路３の交流起電力源端の力率が１となる値に無効成分電流
の指令値を決定する。交流起電力源端での力率が１となる値に設定することにより交流電動機の応答特性をさらに高めることができる。図１５は、電力変換制御装置の交流回路３の起電力端での力率１運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。図１５において、γ軸成分電流Ｉγの設定値Ｉγ^*を下記式（２３）で与えることにより、ｑ軸に一致する交流機の誘起電圧ベクトルＥ_ａと電流ベクトルを一致させることができ、起電力端での力率１運転を実現することができる。これにより、交流起電力源に対して電力を最大限供給することができるので、高速の速度応答特性を持たせることができる。

ここで、交流起電力源が交流電動機による場合、交流起電力源の角周波数はωに比例し、βは小さいときの上記式（１１）を上記式（２３）に代入すると、下記式（２４）のようになる。

そこで、γ軸成分電流の設定値Ｉγ^*は、上記式（２４）に示すようにδ軸成分電流の二乗量Ｉδ²と（Ｌ／ｋΨ）との積で与えられる。なお、ｋΨは上記式（１０）に示すように磁束に比例した比例定数であるので既知で一定値をとり、１／ｋΨも一定値である。

（実施の形態８）
上記交流回路３を、１または複数の交流機を含む回路とすることができる。交流回路３を１つの交流機を含む回路で構成した場合、起電力源として交流機を接続して直流回路１との間で電力授受が行うことができる。また、交流回路３を複数台の交流機を含む回路で構成した場合、一つのインバータに複数台の交流機を並列接続し、複数台の交流機を仮想的に一つの交流機とみなして、運転・制御することができる。

上述の交流機としては、同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機等を使用することができる。交流機を同期機で構成した場合、突極性および非突極を含む界磁巻線を有する同期機から、永久磁石形同期機に至るまで幅広く適用することができる。また、交流機をリラクタンス機で構成した場合、適切な無効成分電流および有効成分電流を設定することにより、界磁巻線や磁石を含まないリラクタンス機に適用することができる。

図１６は、誘導機の固定子側から見た単相等価回路を示している。同図において、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線インダクタンス、Ｅ_ａは周波数ωに比例する起電力源を表し、またＬｍは励磁インダクタンスを示している。

誘導機では、誘起電圧ベクトルをｑ軸に一致させたとき、ｑ軸のトルク成分電流Ｉ_ｑに
加えてｄ軸の励磁成分電流Ｉ_d＝Ｉ_oを流す必要がある。図１７は、交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの電圧電流ベクトルを示す図である。図１７において、インバータ２の出力電圧ベクトルをδ軸成分のみとし、δ軸成分電流Ｉδにこのｄ軸の励磁成分電流Ｉ_ｄを加えた電流ベクトルをＩとしたときの電圧電流ベクトルを示す。このとき、γ軸成分電流Ｉγは下記式（２５）となる。

ここで、誘導機の電流をｑ軸のトルク成分電流Ｉ_qとｄ軸の励磁電流成分電流Ｉ_d＝Ｉ_oを合成した電流ベクトルＩで制御するときの電圧電流ベクトルを図１８に示す。このと
き、電流ベクトルＩは、δ軸成分電流Ｉδとγ軸成分電流Ｉγに分解でき、図示するような関係となる。γ軸成分電流Ｉγは下記式（２６）となる。

ここで、βが小さいとして上記式（２４）を代入すると、近似式として上記式（２７）が得られる。

この二軸成分電流を独立にベクトル制御することができるので、一般のＶ／ｆ一定制御
に比べて応答特性を高めることができる。無効成分電流の設定値Ｉγ^*を上記式（２７）で与えることにより、励磁電流成分Ｉ_dを除くトルク成分電流Ｉ_qと交流起電力Ｅ_aの間で力率が１となり、さらに高速に制御することができる。

電力変換制御装置において、二軸成分電流の遅れ無効成分電流Ｉγを流すことにより増磁作用をさせることができるので、有効成分電流Ｉδをあまり増大させないで大きなトルクを発生させることができる。また、進み無効成分電流Ｉγを流すことにより、減磁作用をさせることができ、電圧を上げないで、高速運転制御ができる。

遅れ無効成分電流Ｉγを増減させると磁気回路の飽和現象の影響を受けるが、本発明の
センサレス制御は電動機の磁束モデルがわからなくても電動機のモデルを用いた推定法に
よらないため、無効成分電流Ｉγによる増磁減磁制御の影響を受けずに制御することがで
きる。このように、二軸電流設定部６の二軸電流の指令値を調整することにより界磁を増磁または減磁することができる。

（実施の形態９）
上記交流回路３の交流起電力源として、例えば、商用電源、他のインバータの交流側出力、コンデンサを含む交流負荷等を使用することができる。交流回路３として他のインバータの交流側出力を、直列結合リアクトルを介して接続することができ、互いに電力授受を行うことができる。図１９は、複数のインバータを複数台接続した場合を示す図である。図１９は、弱い電力系統だけで系統連結したときに好適に利用できる。共通母線３０には、負荷が接続され、インバータ２は連系リアクトル３１を介して共通母線３０に接続されている。

交流回路３として、直列結合リアクトルを介してコンデンサを含む交流回路を接続する場合について説明する。この場合は、コンデンサに充電された電圧が交流回路３の交流起電力源として作用する。図２０は、単相等価回路であり、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線インダクタンス、Ｃはコンデンサ、Ｅ_aはコンデンサに並列に接続された負荷を表している。図２１は負荷にコンデンサ端子電圧と同相の電流が流れるときのδ―γ軸とｑ−ｄ軸に対する電圧電流ベクトルの関係図を示す。負荷への有効成分電流Ｉ_qに加えて進み無効成分電流Ｉ_dを流す必要があり、それらを合成した電流ベクトルＩはδ軸成分電流Ｉδとγ軸成分電流Ｉγに分解でき、図示する関係となる。

実施の形態９にかかる電力変換制御装置では、交流起電力源とインバータの出力間で有効電力の授受ができる交流回路が接続されたときの直流交流間での電力授受、すなわち電力変換ができる。また、交流電源を構成する商用電源や発電機に何らかの異常が発生した場合の交流電源異常状態についても、電力変換制御装置で検出することができる。

（実施の形態１０）
上記電力変換制御装置の直流回路１としては、例えば、コンデンサを含む回路、直流電源を含む回路、または直流負荷を含む回路とすることができる。直流回路１をコンデンサを含む回路で構成した場合、直流回路側にコンデンサのみが接続された状態であっても直流回路側と交流回路側とで無効電力の授受を行えることから、本装置を無効電力補償装置やアクティブフィルタとして動作させることができる。

また、直流回路１として、直流電源を含む回路で構成した場合、直流電源から交流回路側に電力授受を行うことを意味する。例えば、交流回路３に交流電動機が接続されている場合に、直流電源をインバータの駆動エネルギー源として用いることができ、交流回路３に交流発電機や商用電源が接続されている場合に、直流電源を交流回路側へ電力を送るエネルギー源として用いることができ、交流回路側から直流回路の蓄電池などを充電する場合についても、直流電源を交流回路側へ電力を送るエネルギー源として用いることができる。また、直流回路１を直流負荷を含む回路で構成した場合、交流回路の発電機や交流電源から直流回路の直流負荷へ電力を給電することができる。

なお、本発明は、上記実施の形態１〜１０に限定されるものではなく、各実施の形態１〜１０を組み合わせて実施可能である。また、上記実施の形態では、３相交流を用いた場合について説明したが、本発明はこれに限られるものではなく、２相以上の交流であれば適用可能である。以下、実施の形態１〜１０に係る電力変換制御装置を適用した電力変換制御システムの実施例１〜９を説明する。

（実施例１）
図２２は、実施例１に係る電力変換制御システムを示す図である。同図に示す電力変換制御システムは、直流回路１である直流電源１ａからインバータ２を介して交流回路３に起電力源を含む交流機として同期電動機３ｂを接続し、回転位置センサや速度センサを用いずに同期電動機３ｂの速度制御を行うものである。

同期電動機３ｂに流れる電流を電流検出器４で検出する。直交二軸変換部５である回転座標変換５ａにて座標変換を行い、回転座標変換された二軸量Ｉδ、Ｉγがそれぞれ対応する二軸電流設定値Ｉδ^*、Ｉγ^*と一致するように電流調節部７を介してインバータ２の電圧指令値（すなわち振幅指令値）Ｖδ、Ｖγを生成して、ＰＷＭ信号発生部１０および周波数演算部８に出力する。

ＰＷＭ信号発生部１０は、インバータ２を制御するＰＷＭ信号を発生させる。振幅指令値Ｖδ、Ｖγは同時に周波数演算部８のゲイン調節部８ａで振幅指令値Ｖδに対してＶγが零になるようなゲイン倍することによりインバータの運転周波数ω_eを決定している。このインバータの運転周波数を積分演算部９で積分することにより同期電動機３ｂの内部起電力の位相角θに一致させる位相角信号θ_eを得ている。

なお、インピーダンス補償部８ｂは、有効成分電流の基準値Ｉδ^*が加速、減速時などで大きく変化するときにＶγが零に制御できなくなることを補償するのに有効であり、ここでは有効成分電流指令値Ｉδ^*をもとに補正するケースを示している。有効成分電流指令値Ｉδ^*は、速度換算部１１でインバータ２の運転周波数ω_eから得られる推定速度値と速度設定基準値と一致させる速度調節部１２の出力から得ている。無効成分電流指令値Ｉγ^*は零に設定している。制御ループで決定された位相角θ_eは回転座標変換部５ａおよびＰＷＭ信号発生部１０における座標変換の基準位相として用いる。

実施例１（図２２）に係る電力変換制御システムの実験例１〜８について説明する。

［実験例１］
図２３は、実施例１（図２２）に係る電力変換制御システムにおいて、４極、２．２ｋＷの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を３００Ｖで働かせたときのシミュレーション解析を行った動作波形を示している。なお、回路定数は、電機子抵抗１Ω、インダクタンス１０ｍＨ、起電力係数２００Ｖ／ｋｒｐｍ、慣性モーメント０．０１ｋｇｍ２である。同図は、速度設定値を０．５Ｈｚ周期で＋１０００ｒｐｍから−１０００ｒｐｍの間で変化させたときの速度応答波形である。速度制御ループにより有効成分電流Ｉδの値は、加速、減速の区間では電動機の慣性モーメントにより制限値まで流れ、定常運転になると一定の負荷電流となっていることが確認できる。無効成分電流の設定値Ｉγは零に制御され、振幅指令値のＶγも零に制御され、この結果、力率１で正、逆転運転ができていることが確認できる。なお、振幅指令値Ｖδは上記式（１２）に示すように周波数に比例した回転数と同じ変化をすることが確認できる。図中のｉ_aは１相の電流波形を示している。

［実験例２］
図２４は、実験例１と同じ電力変換制御システムと同期電動機３ｂの回路パラメータに対して、速度設定値を１０００ｒｐｍとし、始動から定常運転に至るまでの過渡応答特性を示している。演算により決定した回転位置を示す位相角θ_eは実位相角θによく追従制御できていることが確認できる。回転数が１０００ｒｐｍに達した定常状態に移った段階で、インバータの位相をΔθ＝１［ｒａｄ］だけ変化させても、Ｖγが零となるように制御された結果、演算により決定した位相角θ_eは実位相角θに追従制御できていることが確認できる。

［実験例３］
図２５は、実験例１と同じ電力変換制御システムと同期電動機３ｂの回路パラメータに対して、速度設定値が１０００ｒｐｍに達したときの、周波数演算部８への有効成分電流に対応する振幅指令値Ｖδの入力を、１０００ｒｐｍに達する直前のＶδの値に固定して、速度設定値を１５００ｒｐｍに変化せた後、周波数演算部８への振幅指令値Ｖδの入力を再びリアルタイムに演算されるＶδの値に戻したときの動作波形である。周波数演算部８への振幅指令値Ｖδの入力の値を一定値に固定した場合では、適切な周波数に追従制御できないが、リアルタイムに演算される振幅指令値Ｖδを入力した場合は、インバータの運転位相角θ_eが実位相角θに追従して落ち着いていることから、周波数演算部８の入力にＶδが極めて有効であることが確認できる。

［実験例４］
実施例１（図２２）に係る電力変換制御システムを、ＤＳＰを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図２６、図２７は、４極、０．５ｋＷの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を１５０Ｖとし、無負荷状態のもとで、速度設定値を＋２０００ｒｐｍから−２０００ｒｐｍの間で正逆転運転を行ったときの実験結果である。図２６は正逆転の速度制御周期を約７秒としたとき、図２７は約１秒としたときの正逆転動作波形である。電動機の慣性モーメントのため有効成分電流ｉδは正逆転時に大きな値となるが、定常運転では無負荷のため小さな電流値となっていることが確認できる。本結果から、本発明では、同期電動機からの位置センサ、速度センサを用いることなく交流電流の検出制御だけで、二軸電流ベクトル制御ができ、応答良く正逆転運転ができている様子を確認できる。

［実験例５］
実施例１（図２２）に係る電力変換制御システムを、ＤＳＰを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図２８、図２９、図３０は、０．５ｋＷの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を２００Ｖとし、全負荷トルク状態のもとで、速度設定値を＋１０００ｒｐｍで運転しているとき、二軸成分電流の無効成分電流の指令値Ｉγ^*を変化させたときの動作波形であり、Ｉγ^*が「０」を基準に，＋１．０Ａ（増磁電流），−１．０Ａ（減磁電流）に増減制御したときの運転動作波形である。有効成分電流Ｉδは、トルク成分電流に、無効成分電流Ｉγは磁束成分電流にほぼ近似できるため、発生トルクは近似的に両電流積に比例するため、一定トルク負荷のもとでは、Ｉγが増加するとＩδは減少し、Ｉγが減少するとＩδは増加していることが、これら実験結果より読み取れる。図３１は、界磁電流に対応する二軸無効成分電流Ｉγに対する有効成分電流Ｉδの変化特性をグラフ化したものであり、Ｉγを増加させたときＩδの減少がＩγを減少させたときにＩδの減少に比べて小さいことから、磁束が飽和している様子がわかる。本発明は、このような磁束モデルをセンサレス制御に用いていないため、非線形特性に関係なく安定にセンサレスでトルク制御できていることがわかる。

［実験例６］
実施例１（図２２）に係る電力変換制御システムを、ＤＳＰを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図３２は、０．５ｋＷの永久磁石同期電動機を用いてインバータ２の直流動作電圧を２００Ｖとし、全負荷トルク状態のもとで二軸無効成分電流の基準値Ｉγ^*を「０」の状態のままで、設定値を上げたときの動作波形であり、４０００ｒｐｍ付近になると制御動作が不安定になり、これ以上の高速では運転できないことが確認できる。図３３は、基準値Ｉγ^*を「０」の状態のままで、インバータの直流電圧を２６０Ｖに上げることにより、５０００ｒｐｍで運転できることが確認できる。しかし、インバータの直流電圧は通常定格値で抑えられる。図３４は、基準値Ｉγ^*を速度基準に応じて変化し、速度基準が上がれば減磁電流を流すことにより、インバータの直流電圧を２００Ｖ一定のまま５０００ｒｐｍで運転できることがこの実験結果からも確認できる。

［実験例７］
実施例１（図２２）に係る電力変換制御システムを、ＤＳＰを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図３５は、０．５ｋＷの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を２００Ｖとし、速度基準を５００ｒｐｍと低速回転のもとで、負荷トルクを全負荷、無負荷間で時間変化させたときの動作波形であり、本発明のセンサレス制御は、低速での急激な負荷トルク変動に対しても安定に運転動作できることが実験結果から確認できる。

［実験例８］
実施例１（図２２）の同期電動機を複数台駆動する制御例として、図３６−１に示す電力変換システムにてシミュレーション解析および実験を行った。図３６−２に、実験により、定格０．５ｋＷと６ｋＷの２台の同期電動機を１台のインバータで駆動したときの運転動作波形を示す。図３６−２に示すように、容量が異なるにも拘わらず、２台の同期電動機が安定に運転できることが実験結果から確認できる。図３６−３および図３６−４に、シミュレーションにより、定格２．２ｋＷの同期電動機２台を１台のインバータで駆動したときの運転動作波形を示す。図３６−３は、２台の同期電動機に作用する負荷トルクが５Ｎｍずつである場合、図３６−４は、同期電動機に作用する負荷トルクが２台で異なり、２．５Ｎｍと５Ｎｍの場合のシミュレーション結果である。なお、シミュレーションの同期電動機モデルは、２台とも、極数４、電機子抵抗１Ω、インダクタンス１０ｍＨ、起電力係数２００Ｖ／ｋｒｐｍ、慣性モーメント０．０１ｋｇｍ²であり、インバータの直流動作電圧は３００Ｖである。これらのシミュレーション結果より、２台の同期電動機が安定に運転できることが確認できる。

（実施例２）
図３７は、実施例２に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。図３７に示す実施例２に係る電力変換制御システムは、実施例１（図２２）の電力変換制御システムにおいて、同期電動機の内部起電力端で力率１運転ができるように、有効成分電流Ｉδをもとに上記式（２４）の演算を通して無効成分電流Ｉγ^*を設定している。実施例２に係る電力変換制御システムにより、同期電動機駆動において位置センサや速度センサを用いることなく交流電流検出だけで電動機の内部起電力を基準としての二軸電流ベクトル制御ができ、また、同期電動機の内部起電力端で力率１運転を行うことができ、同期電動機の速度制御応答をさらに高めて正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができる。

［実験例９］
図３８は、実施例２（図３７）に係る電力変換制御システムに対するシミュレーション解析結果を示している。同期電動機の内部起電力端での力率１制御が行われた結果、力率１制御を行っていない図２３の結果に比べて短い時間で正、逆回転動作ができることが確認できる。

（実施例３）
図３９は、実施例１（図２２）、実施例２（図３７）の電力変換制御システムの具体的な同期電動機のセンサレス駆動システムを示す。図２３と図３７への対応関係の違いは、Ｉγの指令値Ｉγ^*を零とするか上記式（２４）によるかの違いである。図３９において、Ｖγが零になるようＶδに対する比例ゲインＫ_Gを調整することによりインバータの運転周波数ω_eを算出している。ここで、ゲイン調節部における入力としてＶδを用いているが、ΔＶは上記式（１９）あるいは上記式（２０）によるインピーダンス補償量を示している。

（実施例４）
図４０は、実施例４に係る電力変換制御システムを示す図である。図４０は、実施例１（図２２）の電力制御制御システムにおいて同期電動機３ｂを誘導電動機３ｃに置き換え、無効成分電流の指令値Ｉγ^*を誘導電動機駆動で必要な励磁電流値をＩ_Oとして、上記式（２５）で与えたものである。誘導電動機の回転速度値はインバータの運転周波数ω_eをもとに上記式（２２）で近似演算することができる。

この実施例４の電力変換制御システムにより、誘導電動機駆動において速度センサを用いることなく交流電流検出だけでインバータの出力電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、誘導電動機を正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができる。

［実験例１０］
図４１は、実施例４（図４０）の電力変換制御システムにおいて、４極、２．２ｋＷ程度の誘導電動機を用いてインバータの直流動作電圧を３００Ｖで働かせたときのシミュレーション解析を行った動作波形を示している。なお、回路定数は、固定子抵抗０．２９４Ω、固定子漏れインダクタンス１．３９ｍＨ、回転子抵抗０．１５６Ω、回転子漏れインダクタンス０．７４ｍＨ、励磁インダクタンス４１ｍＨ、慣性モーメント０．０１ｋｇｍ２である。同図は、無効成分電流設定値Ｉγを１０Ａと設定し、速度設定値を０．５Ｈｚ周期で＋１０００ｒｐｍから−１０００ｒｐｍの間で変化させたときの速度応答波形である。出力電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができるため、誘導電動機を正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができることが確認できる。

［実験例１１］
実施例４（図４０）に示す電力変換制御システムを、ＤＳＰを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図４２は、４極、０．７５ｋＷのかご形誘導電動機を用いてインバータの直流動作電圧を１５０Ｖとし、無負荷状態のもとで、速度設定値を＋２０００ｒｐｍから−２０００ｒｐｍの間で正逆転運転を行ったときの実験結果である。誘導電動機の励磁電流は無効成分電流の設定値を１．５Ａとした。有効成分電流は電動機の慣性モーメントのため正逆転時に大きな値となるが、定常運転では無負荷のため小さな電流値となっていることが確認できる。本結果から、本発明では、誘導電動機においても速度センサを用いることなく交流電流の検出制御だけで、二軸電流ベクトル制御ができ、応答良く正逆転運転ができている様子を確認できる。

[実験例１２]
実施例４（図４０）の誘導電動機を複数台駆動する制御例として、図４３−１に示す電力変換制御システムにてシミュレーション解析を行った。図４３−２および図４３−３に、シミュレーションにより、定格２．２ｋＷの誘導電動機２台を１台のインバータで駆動したときの運転動作波形を示す。図４３−２は、２台の誘導電動機に作用する負荷トルクが１０Ｎｍずつである場合、図４３−３は、誘導電動機に作用する負荷トルクが２台で異なり、５Ｎｍと１０Ｎｍの場合のシミュレーション結果である。なお、シミュレーションの誘導電動機モデルは、２台とも、極数４、固定子抵抗０．２９４Ω、固定子漏れインダクタンス１．３９ｍＨ、回転子抵抗０．１５６Ω、回転子漏れインダクタンス０．７４ｍＨ、励磁インダクタンス４１ｍＨ、慣性モーメント０．０１ｋｇｍ²であり、インバータの直流動作電圧は３００Ｖである。これらのシミュレーション結果より、２台の誘導電動機が安定に運転できることを確認できた。

（実施例５）
図４４は、実施例５に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。図４４は、実施例４（図４０）の制御システムにおいて、誘導電動機の内部起電力端で力率１運転ができるように、有効成分電流Ｉδをもとに上記式（２７）の演算を通して無効成分電流の指令値Ｉγ^*を決定している。実施例５に係る電力変換制御システムにより、誘導電動機駆動において速度センサを用いることなく交流電流検出だけで電動機の内部起電力を基準としての二軸電流ベクトル制御ができ、誘導電動機の内部起電力端で力率１運転を行うことができ、誘導電動機の速度制御応答をさらに高めて正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができる。

（実施例６）
図４５は、実施例６に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。実施例６に係る電力変換制御システムは、直流電源１ａからインバータ２を介して交流回路に交流電源３ｄを接続し、交流電源の位相を検出せずにＰＷＭインバータ制御により、直流電源と交流電源間で電力授受を行う。

図４５において、交流電源への電流を電流検出器４で検出し、直交二軸変換部である回転座標変換部５ａで回転座標変換を行い、回転座標変換された二軸量Ｉδ、Ｉγがそれぞれ対応する二軸電流指令値Ｉδ^*、Ｉγ^*と一致するように二軸電流調節部７を介してインバータ２の振幅指令値Ｖδ、Ｖγを発生しＰＷＭ信号発生部１０でインバータ２のＰＷＭ信号を発生させる。振幅指令値Ｖδ、Ｖγは同時に周波数演算部８のゲイン調節部８ａで用い、振幅指令値Ｖγが零になるようなゲインをＶδに乗ずることによりインバータの運転周波数ω_eを決定している。このインバータの運転周波数を積分演算部９で積分することにより交流回路の位相角θに一致させる位相角信号θ_eを得ている。

なお、インピーダンス補償部８ｂは、有効成分電流の指令値Ｉδ^*が大きく変化するときにＶγが零に制御できなくなることを補償するために設けたもので、有効成分電流指令値Ｉδ^*をもとに補正するケースを示している。有効成分電流指令値Ｉδ^*は、電圧検出器１５で検出した直流電圧Ｖｄと直流電圧設定値Ｖ_dref ^*と一致させる電圧調節部１６の出力から得ている。無効電流指令値Ｉγ^*は任意に設定できる。制御ループで決定された位相角θｅは回転座標変換部５ａおよびＰＷＭ信号発生部１０における座標変換の基準位相として用いる。

実施例６に係る電力変換制御システムにより、直流電源の交流電源との連系において交流電圧の位相を検出することなく交流電流検出だけでインバータの出力電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、無効成分電流設定値Ｉγ^*を零と設定することにより、力率１で交流電源と同相から逆相に至るまで交流電流を連続的に制御することができる。

［実験例１３］
図４６は、実施例６（図４５）の電力変換制御システムにおいて、直流電源としてＶｄを３１０Ｖ、内部抵抗０．５オームの電源に対して、交流電源として三相交流電圧の実効値Ｅ_aを２００Ｖ、交流回路インダクタンスＬ_aを２ｍＨとおき、直流動作電圧を３００Ｖに設定して動作させたシミュレーション解析結果を示している。図４６に示すように、交流電圧の位相を検出することなく、交流電流ｉ_aが交流電圧ｖ_aに同期して逆位相で流れ、直流電力を交流側に送るインバータ運転動作が実現できていることが確認できる。

［実験例１４］
実施例６（図４５）に示す直流電源の交流電源との連系制御システムにおいて、実験例１３と同じ動作条件で、交流電圧が停電により零電圧になったときのシミュレーション解析結果を図４７に示す。停電により、インバータの振幅指令値Ｖδの値が低下するが、インバータには過大な電流が流れていないことが確認できる。これにより、交流電源異常においてもインバータに特別な支障をきたすことなく運転を停止できることが確認できる。

（実施例７）
図４８は、実施例７に係る電力変換制御システムを示す図である。図４８は、実施例６（図４５）の電力変換制御システムにおいて直流電源を直流負荷１ｂに置き換えたものである。ここでのインバータ２は、交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータとして動作する。インバータ（ＡＣ−ＤＣコンバータ）２の直流端子電圧が一定の設定値となるように電圧調節部１６を介して有効成分電流Ｉδ^*を設定し、無効成分電流設定値Ｉγ^*は任意に設定できる。実施例７に係る電力変換制御システムにより、交流電源から直流出力を得るＰＷＭ制御整流動作が交流電圧の位相を検出することなく交流電流検出だけで実現できる。インバータ（ＡＣ−ＤＣコンバータ）２の交流側電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、無効成分電流指令値Ｉγ^*を零と設定することにより、力率１で交流電源からの整流動作を実現することができる。

（実施例８）
図４９は、実施例６（図４５）、実施例７（図４８）の制御システムの具体的な交流電源との連系運転における交流電圧のセンサレス制御システムを示す。図４５と図４８への対応関係の違いは、直流回路に負荷が接続されるか直流電源が接続されているかの違いである。ここでも、ゲイン調節部における入力としてＶδを用いているが、ΔＶは上記式（２０）または上記式（２１）によるインピーダンス補償量を示している。この発明の制御システムにより、交流電源との連系運転において電源同期センサを用いることなく交流電流検出だけでインバータの出力電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、力率１で交流から直流、直流から交流へと直流電圧一定のもとで連続的に制御することができる。

［実験例１５］
図５０は、実施例７（図４８）の交流電源をインバータのＰＷＭ制御により直流負荷に給電するＰＷＭ整流制御システムにおいて、直流負荷抵抗を１２０オーム、直流電圧指令値を１２５Ｖ、三相交流電圧の線間実効値を５０Ｖとして動作させたときの実験結果を示している。直流電圧ｅ_dは設定値の１２５Ｖで動作し、無効成分電流の指令値Ｉγ^*を零に設定することにより、正弦波電源電圧ｅ_uと同相の正弦波電流ｉ_uがインバータに流入し、力率１でのＡＣ−ＤＣコンバータ動作が実現できている。なお、実施例６（図４５）の直流回路に直流電源を接続したインバータ動作についても、波形の図示はしないが、シミュレーション解析結果と同様に動作することを実験にて確認している。本結果から、本発明の電力変換制御システムは、交流電圧の位相を検出することなく交流電流検出だけでＰＷＭ整流動作を容易に実現することを確認できた。

（実施例９）
図５１は、実施例９に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。実施例９に係る電力変換制御システムは、図５１に示すように、実施例６（図４５）の制御システムにおいて交流回路の交流電源を、コンデンサを含む交流回路３ｅに置き換え、無効電流調節部１８を付加したものである。この場合、力率はコンデンサを含め受動回路定数によって決まるため、振幅指令値Ｖγを零とできるのは、無効成分電流指令値Ｉγ^*を回路定数で決まる適切な値に決定する場合である。適切な無効成分電流指令値Ｉγ^*は、コンデンサに接続した負荷端で力率１運転するとき、上記図２１に示すベクトル図から上記式（２５）の演算により、下式（２８）で決定できる。

ここで、ｋΨは比例定数である。この場合の動作力率は回路定数によって決まるので、無効成分電流指令値Ｉγ^*あるいは比例定数ｋΨを適切な値に決定する必要がある。この制御システムにより、コンデンサを含む交流負荷に対してもコンデンサ端子に交流電圧を発生させることができる。

［実験例１６］
実施例９（図５１）の電力変換制御システムにおいて、直流電圧としてＶｄを３１０Ｖ、内部抵抗１オームの電源に対して、コンデンサを含む交流負荷として、交流回路インダクタンスＬを２ｍＨとおき、コンデンサＣを１００μＦ、並列負荷抵抗を１０オームとおき、無効成分電流設定値Ｉγを６Ａ（進み）と設定して、直流動作電圧を３００Ｖに設定して動作させたシミュレーション解析結果を図５２に示す。図５２に示すように、交流起電力源として、コンデンサを含む負荷に対しても制御システムは動作し、交流電源出力を得ることが確認できる。

以上説明したように、本発明による電力変換制御装置は、同期電動機、誘導電動機などの交流電動機や同期発電機、誘導発電機などの交流発電機を含む交流機をインバータに接続して駆動制御する場合や発電制御する場合において、これらの制御システムを、従来必要とされてきた速度センサや回転位置センサを必要とすることなく、基本的に交流電流の電流検出のみで構成制御することができる特徴を有している。

このため適用例としては、産業用，交通用、民生家電用など用いられているインバータを用いた様々な電動機駆動システムに幅広く適用することができる。また、発電機とインバータを組み合わせた従来からの発電システムへの応用に加えて、新エネルギー源としての風力発電機，マイクロガスタービン発電機等、様々な発電制御システムにも幅広く適用することができる。また、商用電源からの直流電力を得る整流動作や直流電力を商用電源に送るインバータ動作として、さらには無効電力補償装置やアクティブフィルタ動作としても交流電源の位相を検出することなく制御システムを構成することができる。以上の交流回路に起電力源を含む場合に加えて、交流起電力源の異常検出にも用いることができる。この他に、交流回路にコンデンサを含む交流負荷に対しても独立電源用制御システムの構成にも適用できる。

このように、本発明に係る電力変換制御装置はインバータを用いたほとんどの電力変換制御システムに対して適用することができ、制御システムを構成する上で、交流起電力源の位相情報を検出する必要がないため、システム構成の簡単化、信頼性の向上、低価格化や新しい応用も期待できるなどの絶大な効果が期待できる。

本発明に係る電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムは、インバータを用いた制御システムに広範囲に利用可能である。

本発明の電力変換制御装置の基本ブロック図である。 本発明の電力変換制御装置の二軸表現ブロック図である。 本発明の電力変換制御装置の制御シーケンス図である。 本発明の電力変換制御装置の単相基本等価回路を示す図である。 本発明の電力変換制御装置の２軸電圧ベクトルＶδ、Ｖγと２軸電流ベクトルＩδ、Ｉγと交流起電力Ｅ_aの関係（回路抵抗考慮）を示す図である。 本発明の電力変換制御装置の２軸電圧ベクトルＶδ、Ｖγと２軸電流ベクトルＩδ、Ｉγと交流起電力Ｅ_aの関係（回路抵抗考慮なし）を示す図である。 本発明の電力変換制御装置の回転座標変換の位相角とδ−γ軸成分量の関係を示す図である。 本発明の電力変換制御装置の周波数演算部にＬＰＦを含むブロック図である。 本発明の電力変換制御装置の周波数演算部にインピーダンス補償部を含むブロック図である。 本発明の電力変換制御装置のインピーダンス補償部にＩδを入力としたブロック図である。 本発明の電力変換制御装置のインピーダンス補償部にＶγを入力としたブロック図である。 本発明の電力変換制御装置にインバータ出力電圧直交二軸変換部を設けたブロック図である。 本発明の電力変換制御装置の二軸電流設定部にインバータの運転周波数を入力としたブロック図である。 本発明の電力変換制御装置の二軸電流設定部にインバータの直流電圧を入力としたブロック図である。 本発明の電力変換制御装置のインバータの出力端での力率１運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。 本発明の電力変換制御装置の交流回路の起電力端での力率１運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。 交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの単相等価回路を示す図である。 交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの電圧電流ベクトルを示す図である。 交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの起電力端での力率１運転時の電圧電流ベクトルを示す図である。 複数のインバータを複数台接続した場合を示す図である。 交流回路にコンデンサを含む交流負荷が接続されたときの単相等価回路を示す図である。 交流回路にコンデンサを含む交流負荷が接続されたときのコンデンサ端での力率１運転時の電圧電流ベクトルを示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１のブロック図に対する過渡位相追従制御のシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１のブロック図に対するＶδによる位相追従制御のシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１の実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１の実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１におけるＩγ^*＝０Ａでの実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１におけるＩγ^*＝１．０Ａでの実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１におけるＩγ^*＝−１．０Ａでの実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１における実験特性を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１におけるＩγ^*＝０Ａで定格直流電圧での実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１におけるＩγ^*＝０Ａで直流電圧を上げたときの実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１における定格直流電圧のまま減磁運転したときの実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例１における負荷トルクを全負荷と無負荷間で急変させた時の実験結果を示す図である。 実施例１の電力変換システムにおいて、同期電動機を複数台駆動する場合のシステムを示す図である。 図３６−１に示す電力変換システムにおいて、同期電動機の定格が異なる場合の運転動作波形を示す図である。 図３６−１に示す電力変換システムにおいて、同期電動機の負荷トルクが同じ場合のシミュレーション解析結果を示す図である。 図３６−１に示す電力変換システムにおいて、同期電動機の負荷トルクが異なる場合のシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例２のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例２のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例３のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例４のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例４のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例４の実験結果を示す図である。 実施例４の電力変換システムにおいて、誘導電動機を複数台駆動する場合のシステムを示す図である。 図４３−１に示す電力変換制御システムにおいて、誘導電動機の負荷トルクが同じ場合のミュレーション解析結果を示す図である。 図４３−１に示す電力変換制御システムにおいて、誘導電動機の負荷トルクが異なる場合のミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例５のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流電源を接続したときの実施例６のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源、直流回路に直流電源を接続したときの実施例６のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源、直流回路に直流電源を接続したときの実施例６のブロック図で交流電源が停電したときのシミュレーション解析結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流負荷を接続したときの実施例７のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流電源を接続したときの実施例８のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流負荷として抵抗が接続されたときの実施例７の実験結果を示す図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路にコンデンサを含む交流負荷を接続したときの実施例９のブロック図である。 本発明の電力変換制御装置で交流回路にコンデンサを含む交流負荷を接続したときの実施例９のブロック図でのシミュレーション解析結果を示す図である。

符号の説明

１ 直流回路
１ａ 直流電源
１ｂ 直流負荷
２ インバータ
３ 交流起電力源を含む交流回路
３ｂ 同期電動機
３ｃ 誘導電動機
３ｄ 交流電源、
３ｅ コンデンサを含む交流回路
４ 電流検出器
５ 直交二軸変換部、
５ａ 回転座標変換部
６ 二軸電流設定部
７ 二軸電流調節部
８ 周波数演算部、
８ａ ゲイン調節部
８ｂ インピーダンス補償部
８ｃ ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
９ 積分演算部
１０ ＰＷＭ信号発生部
１１ 速度演算部
１２ 速度調節部
１３ 速度設定部
１４ 磁束調節部
１５ 電圧検出器
１７ 直流電圧設定部
１８ 無効電力調節部
２０ インバータ制御部
２１ 交流側電圧検出器
２２ インバータ出力電圧直交二軸変換部
３０ 共通母線
３１ 連係リアクトル
１００ 電力変換制御装置

Claims (21)

1. 直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流−交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置において、
   前記電力変換手段の運転周波数を決定して運転周波数信号を出力する周波数演算手段と、
   前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、
   前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、
   二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、
   前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、
   前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段と、
   を備え、
   前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定することを特徴とする電力変換制御装置。
2. 前記周波数演算手段は、
   前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、または、それらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、前記電力変換手段の運転周波数とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換制御装置。
3. 前記周波数演算手段は、
   前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち有効成分電流に対応する振幅指令値が変化するときに線路インピーダンス部分での定常的および過渡的な電圧降下を補償する補償値を出力するインピーダンス補償手段を含み、
   有効成分電流に対応する振幅指令値、またはその振幅指令値の時間変動を緩和した値にインピーダンス補償手段の出力を合わせて、その合わせた値をゲイン倍した値、またはそのゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換制御装置。
4. 前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値に基づいて、補償値を演算することを特徴とする請求項３に記載の電力変換制御装置。
5. 前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値の時間変動を緩和して補償値を演算することを特徴とする請求項４に記載の電力変換制御装置。
6. 前記インピーダンス補償手段は、二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を用いて補償値を演算することを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
7. 前記周波数演算手段は、定数をゲイン倍した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換制御装置。
8. 前記電力変換手段の出力電圧および積分演算手段の位相角信号から直交二軸変換により二軸電圧を演算して二軸成分ごとに前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値に対応した信号を出力する出力電圧直交二軸変換手段を備え、
   前記周波数演算手段は、振幅指令値を二軸成分ごとに前記出力電圧直交二軸変換手段の信号値に置きかえたものであることを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
9. 前記二軸電流設定手段は、前記周波数演算手段が出力する前記電力変換手段の運転周波数を用いて有効成分電流の指令値を演算することを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
10. 前記二軸電流設定手段は、前記電力変換手段の直流側電圧値を用いて有効成分電流の指令値を演算することを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
11. 前記二軸電流設定手段の無効成分電流の指令値を調整することにより力率を任意に設定することを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
12. 前記二軸電流設定手段は、電力変換手段出力端の力率が１となる値に無効成分電流の指令値を決定することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換制御装置。
13. 前記二軸電流設定手段は、前記交流回路の交流起電力源端の力率が１となる値に無効成分電流の指令値を決定することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換制御装置。
14. 前記交流回路は、１または複数の交流機を含む回路であることを特徴とする請求項１〜請求項１３のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
15. 前記交流機は、同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機であることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換制御装置。
16. 前記二軸電流設定手段の二軸電流の指令値を調整することにより界磁を増磁または減磁することを特徴とする請求項１４または請求項１５に記載の電力変換制御装置。
17. 前記交流回路の交流起電力源として商用電源、他の電力変換手段の交流側出力、またはコンデンサを含む交流負荷を接続することを特徴とする請求項１〜請求項１６のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
18. 前記直流回路は、コンデンサを含む回路、直流電源を含む回路、または直流負荷を含む回路であることを特徴とする請求項１〜請求項１７のいずれか１つに記載の電力変換制御装置。
19. 前記電力変換手段は、直流電力を交流電力に変換するインバータまたは交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１〜請求項１８に記載の電力変換制御装置。
20. 直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御するための電力変換制御用プログラムにおいて、
    コンピュータを、
    振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算手段と、
    前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、
    前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、
    二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、
    前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、
    前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段と、
    して機能させることを特徴とする電力変換制御用プログラム。
21. 直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御方法において、
    振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算工程と、
    前記周波数演算工程の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算工程と、
    前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換工程と、
    二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定工程と、
    前記直交二軸変換工程の出力と前記二軸電流設定工程の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節工程と、
    前記二軸電流調節工程の出力および積分演算工程の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生工程と、
    を含むことを特徴とする電力変換制御方法。

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