WO2007001007A1

WO2007001007A1 - 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム

Info

Publication number: WO2007001007A1
Application number: PCT/JP2006/312833
Authority: WO
Inventors: Tokuo Ohnishi; Kenji Yamanaka; Eiji Gohda
Original assignee: The University Of Tokushima
Priority date: 2005-06-27
Filing date: 2006-06-27
Publication date: 2007-01-04
Also published as: KR20090062233A; JP2007300780A; US20100226157A1; DE112006001604T8; US7855526B2; CN101204003A; CN101204003B; DE112006001604T5; JP4022630B2

Abstract

本発明では、交流直流間の電力変換を行うインバータの制御システムを構成する場合、交流回路電流を検出して、回転座標変換を行って得られた二軸の各成分電流がそれらに対する各指令値と一致するように２つの電流調節器を通して得られる二軸の電圧量をもとに周波数演算を行い、それを積分することにより交流回路の起電力電源に同期した位相情報を得て交流電流の回転座標変換を行うと共に二軸の電圧量からＰＷＭスイッチング信号を発生させることによりインバータを働かせ、必要とする電力変換制御を行う。

Description

明細書

電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム

技術分野

[0001] 本発明は、電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムに関し、詳細には、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、交流回路を流れる電流の検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムに関する。

背景技術

[0002] インバータを用いた電力変換制御装置は、電動機制御分野から発電機制御分野などの交流電動発電機への適用や、交流電源と直流電源との電力授受を行う整流回路や系統連系インバータなどへの適用など極めて幅広く用いられている。これらは通常、交流回路に起電力源を有しており、インバータはこれらの起電力源に同期して制御する必要がある。

[0003] このため、インバータを働かせるためには、何らかのセンサにより交流起電力源の位相情報を得るか、インバータの出力電圧や電流および交流回路の回路定数をもとに推定される位相情報をもとにスイッチング制御信号を発生している。

[0004] 交流回路側の起電力負荷として代表的なものに同期電動機があり、特に永久磁石同期電動機、 DCブラシレス電動機のインバータ駆動において起電力の位相情報を得るために磁極位置センサとしてホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用いられてレ、る。これら磁極位置情報を検出する制御方式は高効率運転や高速応答制御などに容易に対応できるが、磁極位置センサを必要とするため、信頼性、作業性、価格等にも問題がある。

[0005] これに対して、これら磁極位置センサを用いずに、電動機の電圧や電流の情報から回転子の位置を演算によって間接的に制御する手法もいろいろと提案されている。例えば、矩形波電流駆動によって電動機の誘導起電力を検出するものや、正弦波電流駆動で電流の零クロス点を検出し、この時点での電圧を検出することによるもの (例えば、特許文献 1参照。）、 VZf—定制御によるもの（例えば、特許文献 2参照。 ) 、これに振動抑制機能を付加したもの（例えば、特許文献 3, 4参照。）などが提案実用化されている。しかし、これら位置センサを取り除くことができるが、従来の制御方式は、電動機の回路定数を制御系に組み入れる必要があり、また、過渡変化に対して弱ぐ制卸システムが複雑ィ匕するなどの問題がある。

[0006] 誘導電動機も起電力を有する負荷と考えられるが、誘導電動機は同期電動機に比ベて、起電力の位相情報を検出しなくても運転できるので、 V/f—定制御などにより速度制御が比較的容易である。しかし、 V/f—定制御は、 E/f—定制御ではないため、低速運転時にトルク低下や本質的に応答性に問題がある。高速応答性を持たせるためには、すべり周波数制御形ベクトル制御などが用いられてレ、るが、制御システムの構成は回路定数が組み込まれ、誘導電動機と制御装置は一体となっており、システム構成が複雑化すると共にその応答特性は回路定数の影響を受けることなどの問題がある。

[0007] 一方、交流回路側に、交流発電機や商用電源が接続され、インバータを用いて整流動作や直流電源から交流系統への連系運転を行う場合、一般には電源電圧に同期をとつて制御信号を発生させるため電源電圧の位相検出器が必要とされる。これは、交流電源電圧検出器が必要とする分、制御システムが複雑化し、信頼性の低下を招いている。

[0008] これに対して、電源電圧の位相検出器を用いずに、インバータの電圧、電流の検出により、演算によって整流動作や逆変換動作をさせる制御手法も知られているが、回路定数 (モータのインピーダンス、磁束密度等）を使うため複雑な演算処理が要求される。また、大幅な電源周波数変動にも対応しにくいなどの問題点がある。

[0009] 特許文献 1 :特開平 5— 236789号公報

特許文献 2：特開 2000— 232800号公報

特許文献 3：特開 2000— 236694号公報

特許文献 4 :特開 2003— 204694号公報

発明の開示発明が解決しょうとする課題

[0010] 本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、インバータ等の電力変換手段の制御を簡単かつ高精度に行い、広範囲に使用が可能な電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0011] 上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流一交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置において、前記電力変換手段の運転周波数を決定して運転周波数信号を出力する周波数演算手段と、前記周波数演算手段の出力力積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて

、前記電力変換手段を制御する PWM信号を生成する PWM信号発生手段と、を備え、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定することを特徴とする。

[0012] また、本発明の好ましい態様によれば、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、または、それらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、前記電力変換手段の運転周波数とすることが望ましい。

[0013] また、本発明の好ましい態様によれば、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち有効成分電流に対応する振幅指令値が変化するときに線路インピーダンス部分での定常的および過渡的な電圧降下を補償する補償値を出力するインピーダンス補償手段を含み、有効成分電流に対応する振幅指令値またはその振幅指令値の時間変動を緩和した値にインピーダンス補償手段の出力を合わせて、その合わせた値をゲイン倍した値またはそのゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることが望ましい。

[0014] また、本発明の好ましい態様によれば、前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値に基づいて、補償値を演算することが望ましい。

[0015] また、本発明の好ましい態様によれば、前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値の時間変動を緩和して補償値を演算することが望ましい。

[0016] また、本発明の好ましい態様によれば、前記インピーダンス補償手段は、二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を用レ、て補償値を演算することが望ましい。

[0017] また、本発明の好ましい態様によれば、前記周波数演算手段は、定数をゲイン倍した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることが望ましい。

[0018] また、本発明の好ましい態様によれば、さらに、前記電力変換手段の出力電圧および積分演算手段の位相角信号から直交二軸変換により二軸電圧を演算して二軸成分ごとに二軸電流調節手段の出力である振幅指令値に対応した信号を出力する出力電圧直交二軸変換手段を備え、前記周波数演算手段は、前記周波数演算手段は、振幅指令値を二軸成分ごとに出力電圧直交二軸変換手段の信号値に置きかえること力 S望ましレ、。

[0019] また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、周波数演算手段が出力する前記電力変換手段の運転周波数を用いて有効成分電流の指令値を演算することが望ましい。

[0020] また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、前記電力変換手段の直流側電圧値を用いて有効成分電流の指令値を演算することが望ましい。

[0021] また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段の無効成分電流の指令値を調整することにより力率を任意に設定することが望ましい。 [0022] また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、電力変換手段出力端の力率が 1となる値に無効成分電流の指令値を決定することが望ましい。

[0023] また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段は、前記交流回路の交流起電力源端の力率が 1となる値に無効成分電流の指令値を決定することが望ましい。

[0024] また、本発明の好ましい態様によれば、前記交流回路は、 1または複数の交流機を含む回路であることが望ましレ、。

[0025] また、本発明の好ましい態様によれば、前記交流機は、同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機であることが望ましい。

[0026] また、本発明の好ましい態様によれば、前記二軸電流設定手段の二軸電流の指令値を調整することにより界磁を增磁または減磁することが望ましい。

[0027] また、本発明の好ましい態様によれば、前記交流回路の交流起電力源として商用電源、他の電力変換手段の交流側出力、またはコンデンサを含む交流負荷を接続することが望ましい。

[0028] また、本発明の好ましい態様によれば、前記直流回路は、コンデンサを含む回路、直流電源を含む回路、または直流負荷を含む回路であることが望ましい。

[0029] また、本発明の好ましい態様によれば、前記電力変換手段は、直流電力を交流電力に変換するインバータまたは交流電力を直流電力に変換する AC— DCコンパ一タであることが望ましい。

[0030] 上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御するための電力変換制御用プログラムにおいて、コンピュータを、振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算手段と、前記周波数演算手段の出力力積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御する PWM信号を生成する PWM信号発生手段として機能させる電力変換制御用プログラムであることを特徴とする。

[0031] 上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御方法において、振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算工程と、前記周波数演算工程の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算工程と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換工程と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定工程と、前記直交二軸変換工程の出力と前記二軸電流設定工程の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節工程と、前記二軸電流調節工程の出力および積分演算工程の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御する P WM信号を生成する PWM信号発生工程と、を含むことを特徴とする。

発明の効果

[0032] 本発明によれば、直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スイッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置において、前記電力変換手段の運転周波数を決定して運転周波数信号を出力する周波数演算手段と、前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御する PWM信号を生成する PWM信号発生手段と、を備え、前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定することとしたので、交流回路の起電力源の位相をセンサ等で直接検出することなく交流電流を検出し、また、回路定数を用いることなく電力変換手段を制御することができ、インバータ等の電力変換手段の制御を簡単かつ高精度に行い、広範囲に使用が可能な電力変換制御装置を提供することが可能になるとレ、う効果を奏する。

図面の簡単な説明

[図 1]図 1は、本発明の電力変換制御装置の基本ブロック図である。

[図 2-1]図 2— 1は、本発明の電力変換制御装置の二軸表現ブロック図である。

[図 2-2]図 2_ 2は、本発明の電力変換制御装置の制御シーケンス図である。

[図 3]図 3は、本発明の電力変換制御装置の単相基本等価回路を示す図である。

[図 4]図 4は、本発明の電力変換制御装置の 2軸電圧ベクトル V δ、 ν _γと 2軸電流べタトル I δ、 Ι γと交流起電力 Εの関係（回路抵抗考慮）を示す図である。

[図 5]図 5は、本発明の電力変換制御装置の 2軸電圧ベクトル V δ、 ν _γと 2軸電流べタトル I δ、 Ι γと交流起電力 Εの関係（回路抵抗考慮なし）を示す図である。

[図 6]図 6は、本発明の電力変換制御装置の回転座標変換の位相角と δ— γ軸成分量の関係を示す図である。

[図 7]図 7は、本発明の電力変換制御装置の周波数演算部に LPFを含むブロック図である。

[図 8]図 8は、本発明の電力変換制御装置の周波数演算部にインピーダンス補償部を含むブロック図である。

[図 9]図 9は、本発明の電力変換制御装置のインピーダンス補償部に I δを入力としたブロック図である。

[図 10]図 10は、本発明の電力変換制御装置のインピーダンス補償部にを入力としたブロック図である。

園 11]図 11は、本発明の電力変換制御装置にインバータ出力電圧直交二軸変換部を設けたブロック図である。

[図 12]図 12は、本発明の電力変換制御装置の二軸電流設定部にインバータの運転周波数を入力としたブロック図である。

[図 13]図 13は、本発明の電力変換制御装置の二軸電流設定部にインバータの直流電圧を入力としたブロック図である。

[図 14]図 14は、本発明の電力変換制御装置のインバータの出力端での力率 1運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。

[図 15]図 15は、本発明の電力変換制御装置の交流回路の起電力端での力率 1運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。

[図 16]図 16は、交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの単相等価回路を示す図である。

[図 17]図 17は、交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの電圧電流ベクトルを示す図である。

[図 18]図 18は、交流回路に励磁回路を伴う起電力源が接続されたときの起電力端での力率 1運転時の電圧電流ベクトルを示す図である。

園 19]図 19は、複数のインバータを複数台接続した場合を示す図である。

[図 20]図 20は、交流回路にコンデンサを含む交流負荷が接続されたときの単相等価回路を示す図である。

園 21]図 21は、交流回路にコンデンサを含む交流負荷が接続されたときのコンデンサ端での力率 1運転時の電圧電流ベクトルを示す図である。

園 22]図 22は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1のブロック図である。

園 23]図 23は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。 [図 24]図 24は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1のブロック図に対する過渡位相追従制御のシミュレーション解析結果を示す図である。

園 25]図 25は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1のブロック図に対する V δによる位相追従制御のシミュレーション解析結果を示す図である。

[図 26]図 26は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1の実験結果を示す図である。

園 27]図 27は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1の実験結果を示す図である。

[図 28]図 28は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における Ι γ *=0Αでの実験結果を示す図である。

[図 29]図 29は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における Ι γ *= 1. OAでの実験結果を示す図である。

[図 30]図 30は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における I γ *= - 1. OAでの実験結果を示す図である。

園 31]図 31は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における実験特性を示す図である。

園 32]図 32は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における I y OAで定格直流電圧での実験結果を示す図である。園 33]図 33は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における I y #=OAで直流電圧を上げたときの実験結果を示す図である

[図 34]図 34は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における定格直流電圧のまま減磁運転したときの実験結果を示す図である。

園 35]図 35は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 1における負荷トルクを全負荷と無負荷間で急変させた時の実験結果を示す図である。

園 36-1]図 36— 1は、実施例 1の電力変換システムにおいて、同期電動機を複数台駆動する場合のシステムを示す図である。

[図 36-2]図 36— 2は、図 36— 1に示す電力変換システムにおいて、同期電動機の定格が異なる場合の運転動作波形を示す図である。

[図 36-3]図 36— 3は、図 36— 1に示す電力変換システムにおいて、同期電動機の負荷トルクが同じ場合のシミュレーション解析結果を示す図である。

[図 36-4]図 36— 4は、図 36— 1に示す電力変換システムにおいて、同期電動機の負荷トルクが異なる場合のシミュレーション解析結果を示す図である。

園 37]図 37は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 2のブロック図である。

[図 38]図 38は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 2のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。

園 39]図 39は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に同期電動機を接続したときの実施例 3のブロック図である。

[図 40]図 40は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例 4のブロック図である。

園 41]図 41は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例 4のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。

[図 42]図 42は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例 4の実験結果を示す図である。

園 43-1]図 43— 1は、実施例 4の電力変換システムにおいて、誘導電動機を複数台駆動する場合のシステムを示す図である。

[図 43-2]図 43 _ 2は、図 43 _ 1に示す電力変換制御システムにおいて、誘導電動機の負荷トルクが同じ場合のミュレーシヨン解析結果を示す図である。

[図 43-3]図 43 _ 3は、図 43 _ 1に示す電力変換制御システムにおいて、誘導電動機の負荷トルクが異なる場合のミュレーシヨン解析結果を示す図である。

[図 44]図 44は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に誘導電動機を接続したときの実施例 5のブロック図である。

[図 45]図 45は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流電源を接続したときの実施例 6のブロック図である。

[図 46]図 46は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源、直流回路に直流電源を接続したときの実施例 6のブロック図に対するシミュレーション解析結果を示す図である。

[図 47]図 47は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源、直流回路に直流電源を接続したときの実施例 6のブロック図で交流電源が停電したときのシミュレーシヨン解析結果を示す図である。

[図 48]図 48は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流負荷を接続したときの実施例 7のブロック図である。

[図 49]図 49は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流電源を接続したときの実施例 8のブロック図である。

[図 50]図 50は、本発明の電力変換制御装置で交流回路に交流電源を接続し、直流回路に直流負荷として抵抗が接続されたときの実施例 7の実験結果を示す図である

[図 51]図 51は、本発明の電力変換制御装置で交流回路にコンデンサを含む交流負荷を接続したときの実施例 9のブロック図である。

[図 52]図 52は、本発明の電力変換制御装置で交流回路にコンデンサを含む交流負荷を接続したときの実施例 9のブロック図でのシミュレーション解析結果を示す図である。

符号の説明

1 直流回路

la 直流電源

lb 直流負荷

2 インバータ

3 交流起電力源を含む交流回路

3b 同期電動機 3c 誘導電動機

3d 交流電源、

3e コンデンサを含む交流回路

4 電流検出器

5 直交二軸変換部、

5a 回転座標変換部

6 二軸電流設定部

7 二軸電流調節部

8 周波数演算部、

8a ゲイン調節部

8b インピーダンス補償部

8c LPF (低域通過フィルタ）

9 積分演算部

10 PWM信号発生部

11 速度演算部

12 速度調節部

13 速度設定部

14 磁束調節部

15 電圧検出器

17 直流電圧設定部

18 無効電力調節部

20 インバータ制御部

21 交流側電圧検出器

22 インバータ出力電圧直交二軸変換部

30 共通母線

31 連係リアタトル

100 電力変換制御装置

発明を実施するための最良の形態 [0035] 以下に添付図面を参照して、この発明にかかる電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムの最良な実施の形態を詳細に説明する。この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。なお、本明細書において、直流—交流間での電力授受を行う電力変換手段には、直流電力を交流電力に変換するインバータおよび交流電力を直流電力に変換する AC— DCコンバータが含まれるものとする。以下の実施の形態では、主として、電力変換手段としてインバータを例示して説明するが、本発明は、 AC— DCコンパータにも適用可能である。

[0036] (実施の形態 1)

図 1は、本発明に係る電力変換制御装置の基本構成を示す図である。実施の形態 1に係る電力変換制御装置は、交流回路に起電力源があるときの直流交流間の電力変換を行うインバータの制御を行うものである。

[0037] 同図において、 1は直流回路、 2は直流回路 1と交流回路 3との間に接続され、スィツチ素子を有して直流交流間での電力授受を行うインバータ、 3は交流起電力源を含む交流回路 (以下、「交流回路」とも称する）、 100は電力変換制御装置を示している。なお、以下の実施の形態では、 2をインバータとして図示する力接続される直流回路 1および交流回路 3の種類によって、 2は、 AC— DC変換を行う AC— DCコンパータである場合もある。

[0038] 直流回路 1は、直流電源を含む回路、直流負荷を含む回路、またはコンデンサを含む回路で構成されている。交流起電力源を含む交流回路 2は、交流電動機、交流発電機、交流電源または、コンデンサを含む負荷等の交流回路に起電力源を有するものである。

[0039] 電力変換制御装置 100は、交流回路 3を流れる電流を検出して検出信号を出力する電流検出器 4と、電流検出器 4の検出信号に基づいてインバータ 2を制御するインバータ制御部 20と、を備えている。

[0040] インバータ制御部 20は、直交二軸変換部 5、二軸電流設定部 6、二軸電流調節部 7、周波数演算部 8、積分演算部 9、および PWM信号発生部 10を備えている。インバータ制御部 20は、マイコン、 DSP等で構成することができ、コンピュータが電力変換制御用プログラムを実行して、直交二軸変換部 5、二軸電流設定部 6、二軸電流調節部 7、周波数演算部 8、積分演算部 9、 PWM信号発生部 10の機能を実現することにしてもよい。

[0041] 周波数演算部 8は、インバータ 2の運転周波数を決定して運転周波数信号 ωを出力する。この場合、周波数演算部 8は、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くようにインバータ 2の運転周波数 ωを決定する。この原理の詳細は後述する。

[0042] 積分演算部 9は、周波数演算部 8の出力から積分により位相角信号 Θ を求めて出力する。直交二軸変換部 5は、電流検出器 4の検出信号および積分演算部 8の位相角信号 Θ から直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する。二軸電流設定部 6は、二軸電流の指令値を決定して出力する。二軸電流調節部 7は、直交二軸変換部 5の出力と二軸電流設定部 6の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する。 PWM信号発生部 10は、二軸電流調節部 7の出力および積分演算部 9の位相角信号 Θ に基づいて

、インバータ 2に与える制御信号である PWM信号を生成してインバータ 2に供給する

[0043] 図 2 _ 1は、上記図 1の電力変換装置において、振幅指令値 (広義ではインバータの電圧指令値)を用いて周波数演算を行う電力変換制御装置の構成を示す図である。図 2 _ 1において、図 1と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。図 2 _ 1の電力変換制御装置 100は、図 1の電力変換制御装置において、交流回路 3に、交流起電力源を含む三相（UVW)交流負荷が接続された場合の具体的な構成例を示している。インバータ 2は 3相インバータであり、 IGB T等のスイッチング素子を含むブリッジ回路で構成することができる。

[0044] 図 2 _ 1において、電流検出器 4は、交流回路 3を流れる少なくとも 2相の電流を検出信号として検出する。直交二軸変換部である回転座標変換部 5aは、電流検出器 4 で検出された検出信号に対して、インバータ 2の運転周波数に同期して有効成分を δ軸成分、無効成分を γ軸成分とする δ — γ変換を行い、変換された 2軸量 Ι γ、 I δを二軸電流調整部 7に出力する。二軸電流調節部 7は、変換された 2軸量 Ι γ、 I δ が二軸電流設定部 6の出力である二軸電流の指令値 I γ *、 I δ #と一致するように二軸電流調節部 7に含まれる 2組の電流調節器 1， 2を介して、インバータ 2の二軸制御電圧すなわちインバータ 2の振幅指令値 ν _γ、 V δを生成する。

[0045] 周波数演算部 8 (ゲイン調整部 8a)は、振幅指令値 V γ、 V δのその一軸電圧量 V

7が零となるようなインバータ 2の運転周波数 ωを決定し、積分演算部 9は、その運 e

転周波数 ωを積分することによりインバータ 2の運転位相角信号 Θ を得て、交流電 e e

流の回転座標変換を行うと共に二軸電圧量 ν _γ、 V δ力 PWM信号発生部 10にて

、三角比較法等によりインバータ 2の制御信号である PWM信号 (V , V , V )を発生

U V W

させてインバータ 2を動作させる。これにより、交流回路 3の交流起電力源の位相情報をセンサにより得ることなぐまた回路定数を用いることなく交流回路を流れる電流の検出制御のみにより、交流直流間の電力授受制御が可能となる。

[0046] つぎに、上記構成の電力変換装置におけるインバータの制御原理を詳細に説明する。図 2— 2は、図 2— 1の電力変換制御装置の制御シーケンス図である。図 3は、交流回路 3に起電力源を含む例として、同期電動機や交流電源が接続されたときの単相等価回路を示す図である。同図において、 Rは回路抵抗、 Lは回路インダクタンス、 Eaは交流起電力源 eaの回転座標変換量を示している。ここで、交流起電力源は電動機の場合では角周波数 ωに比例するが、商用交流電源の場合は電圧がほぼ一定値をとる。図 3の等価回路の回路方程式をもとに、下記式（1)で回転する回転座標変換を施すと下記式 (2)となる。

[0047] ほ女 1]

Θ =、codt - - -(D

[0048] ほ女 2]

dl_y . _n

F_r ^ RI_y + L—^I-- LI_s + E_a sm fi

V_d ^ RIg + L ^- + ω11_γ + Ε_α οοδ β … (2)

dt [0049] ここで、 V δはインバータ 2の出力電圧ベクトルに比例する電圧指令値成分、 ν_γはこの軸と直交する電圧指令値成分、 I δは電流ベクトルの有効成分電流、 I yは無効成分電流である。また、 βはインバータ 2の出力電圧ベクトル VSと交流起電力の電圧ベクトル Eaとの相差角である。上記式（2)で定常状態となると電流制御の微分項は零となるので、下記式（3)が得られる。

[0050] 圖

V_V = RI_Y- mll_s + E_a sin β

• ^r ...(3)

V_s-RIg+ mLl_Y + E_a cos β

[0051] 図 4は、上記式（3)に基づく 2軸成分電圧 V δ、 ν_γと 2軸成分電流 I δ、 Ιγおよび交流起電力 Εとし、定常状態において γ軸の成分電圧 ν_γが零の関係にあるときの a

ベクトノレ図を表している。ここで、 2軸成分電圧 V δ、 ν_γの座標軸を δ軸、 γ軸、交流起電力の電圧ベクトル Εを q軸、これと直交する磁束成分軸を d軸とする。このとき a

、 βは二つの座標軸間の位相角を表している。また、図 5は回路抵抗による電圧降下を無視したときのベクトノレ図である。今、 Ιγ =0、 I δ =—定に制御したとき、上記式（3)はさらに下式 (4)のように簡単化される。

[0052] ほ女 4]

V_y = -ωΠ_δ + E_a sin β

.■ .(4)

V₅ =Ri_s+E_a cos^

[0053] ここで、 V₇ =0に制御したとき、上記式 (4)から下記式（5)が得られる。

[0054] ほ女 5コ = sin ? ...(5)

[0055] このとき、インバータ 2からの電力 Ρは下記式（6)で与えられ、相差角あるいは負荷角 βの正弦波関数で示される。

[0056] [数 6] P_a - ν_δΙ_δ = ^{0 α} ύϊί β ·■ -(6)

[0057] 相差角（あるいは負荷角） βが小さいとき、上記式 (4)は下記式（7)で近似できる

[0058] ほ女 7]

-0L1_S Ε_αβ

[0059] 上記式（7)の V δ式より交流起電力源 E_aは下記式 (8)で得られる。

[¾8]

[0060] さらに、回路抵抗による電圧降下 RI δが無視できるとき、上記式 (8)は下式（9)となる。

[0061] [数 9コ

^a ^ ^VS …

[0062] このとき、交流起電力 Eは出力電圧ベクトル値 V δから近似的に求められる。交流起電力源が交流電動機による場合、交流起電力源は角周波数 ωに比例し、下記式 (10)で与えられる。

[0063] ほ女 10]

L_a ⁼ - - .(10)

[0064] ここで、 k¥は磁束に比例した比例定数である。 V ₇ =0とき、上記式（7)および上記式（10)より相差角 βは下記式（11)で近似できる。

[0065] [数 11]

[0066] さらに、上記式（9)、（10)より角周波数 ωは下記式（12)で近似でき、 V Sに比例する。

[0067] ほ女 12]

[0068] 上記式（12)から、交流起電力源の角周波数 ωは基本的には V δに対して適切な比例ゲインを Κとおくと、次式の ω とみなすことができる。

[0069] [数 13]

ω„ = K_GV_d - - -(13)

[0070] 積分演算部 9では上記式（13)によるインバータの運転周波数 ωを入力として、交流起電力源の回転位相角に同期したインバータ 2の回転位相角 Θ を下記式（14)により算出すること力 sできる。

[0071] [数 14]

[0072] ここで、この周波数演算により得られた回転位相角 Θ 、交流起電力源の回転位相角に同期した適切な位相角 Θに対して一致しないとき、図 6に示すインバータ 2の出力電圧ベクトル Vの γ軸成分電圧 V ₇が現れる。この V ₇は、演算により得られた位相角 Θ が遅れている場合は負、進んでいる場合は正の値をとる。そこで、 γ軸の成分電圧 ν_γの符号をもとに PI調節器などを介して ν_γの値が零となるように上記式 (13)における Κの値を調整することにより、演算により得られた回転位相角 Θ を適切な回転位相角 Θに導くことができる。

[0073] 実施の形態 1に係る電力制御装置によれば、インバータ 2の運転周波数を決定して運転周波数信号 ωを出力する周波数演算部 8と、周波数演算部 8の出力から積分により位相角信号 Θ を求めて出力する積分演算部 9と、電流検出器 4の検出信号および積分演算部 8の位相角信号 Θ から直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換部 5と、二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定部 6と、直交二軸変換部 5の出力と二軸電流設定部 6の出力との差力誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節部 7と、二軸電流調節部 7の出力および積分演算部 9の位相角信号 Θ 力もインバータ 2に与える制御信号を生成する PWM信号発生部 10と、を備え、周波数演算部 8は、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くようにインバータ 2の運転周波数 ωを決定しているので、交流直流間で希望する電力変換を行えるようにインバータを制御するときに、交流回路の起電力源の位相を位相検出センサで検出することなぐまた、交流回路定数を用いることなぐ交流電流の検出だけでインバータを制御することができ、インバータの制御を簡単かつ高性能に行うことが可能であり、また、広範囲に渡って使用することが可能となる。付言すると、本実施の形態 1に係る電力変換制御装置は、交流回路定数を使用してレ、なレ、ので汎用的に使用可能である。

[0074] なお、周波数演算部 8は、定数をゲイン倍した値をインバータ 2の運転周波数 ω とすることにしてもよい。交流起電力源が商用電源などにおけるように、周波数一定の場合は、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち有効性分電流に対応する振幅指令値が一定値をとるため、この振幅指令値を周波数演算部 8への入力として用いる代わりに、対応する定数値を入力として、この定数値を二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値が零となるようにゲイン倍することで、インバータ 2の運転周波数 ω とすることができる。これにより制御システムを簡単化することができる。

[0075] (実施の形態 2)

実施の形態 2に係る電力変換制御装置は、上記図 2— 1の電力変換制御装置の周波数演算部 8 (ゲイン調整部 8a)において、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、またはそれらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、インバータ 7の運転周波数 ω とするものである。

[0076] 具体的には、上記式（13)により、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍してインバータ 2の運転周波数 ωを決定する。この際、有効成分電流に対応する振幅指令値の替わりに、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値を用レ、ることもできる。また、それらゲイン倍した値をインバータ 2の運転周波数 ω に決定する代わりに、ゲイン倍した値の時間変動を緩和した値をインバータ 2の運転周波数に決定することもできる。このときの時間変動の緩和は、交流回路 3の運転周波数が急変する際に、急変しない場合に比べて制御が不安定となることを防止する役目がある。

[0077] 図 7は、周波数演算部 8に時間変動を緩和するための LPF (低域通過フィルタ）を設けた場合の電力変換制御装置の一例を示す図である。同図において、 ν_γ , ν δ は、二軸電流調整部 7からの出力であり、多少リップル成分を含むため、ゲイン調整部 8aからの出力を直接動作周波数およびその積分量である位相制御として用いると、リップノレの影響で動作が不安定となることがある。このリップル成分の影響を緩和するため、ゲイン調整部 8aの出力を LPF (低域通過フィルタ） 8cを通過させた後、動作周波数およびその積分量である制御位相信号として用いる。 LPF8cのフィルタ係数は、例えば、 k/ ( l + τ )とすることができる。

[0078] なお、二軸電流調整部 7の出力である V δについても、周波数演算部 8に入力する前に、 LPF (低域通過フィルタ）を通じて、リップノレ成分の影響を緩和することにしてもよい。

[0079] 実施の形態 2に係る電力変換制御装置によれば、周波数演算部 8では、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、または、それらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、インバータ 2 の運転周波数とすることとしたので、交流回路の運転周波数が急変した場合においても安定した制御を行うことが可能となる。

[0080] (実施の形態 3)

図 8は、実施の形態 3に係る交流電力変換制御装置を示す図である。図 8において、図 2_ 1と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。実施の形態 3に係る電力変換制御装置は、周波数演算部 8内に、インピーダンス補償部を設けた構成である。 [0081] 図 8において、周波数演算部 8は、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち有効成分電流に対応する振幅指令値が変化する場合に、線路インピーダンス部分での定常的および過渡的な電圧降下を補償する補償値を出力するインピーダンス補償部 8bを備えている。周波数演算部 8は、有効成分電流に対応する振幅指令値またはその振幅指令値を不図示の LPF等で時間変動を緩和した値にインピーダンス補償部 8bの出力を合わせて、その合わせた値をゲイン倍した値またはそのゲイン倍した値を不図示の LPF等で時間変動を緩和した値をインバータ 2の運転周波数としている。

[0082] 上記式（13)および上記式（14)により得られる位相角 Θ は、上記式（2)におる E の項が大きければ、容易に交流起電力源の回転位相角 Θと一致させることができる。し力しながら、上記式（2)における Eの項が小さくなると、演算により得られる位相角 Θ を適切な位相角 Θに追従制御することが困難となる。そこで、上記式（2)における第 1項および第 2項に示されるインピーダンス電圧降下による項を V δから除くことにより、周波数位相追従特性を改善させることができる。

[0083] 以下に、このインピーダンス補償法を詳細に説明する。まず、 V δと ω の関係を示す上記式（13)において、上記式（2)で与えられる δ軸電圧 V δを代入すると、下記式（15)のようになる。

[0084] ほ女 15] m_e - K_G [RI_S + L + Li y + E_a cos β] - - -(15)

[0085] ここで、回路抵抗による電圧降下および電流過渡を無視し、 Ι γ =0に制御できるとき、下記式（16)を得ることができる。

[0086] [数 16] ω_ΰ « K_G E_a cos /? . - -(16)

[0087] また、交流起電力が電動機であると仮定し、上記式（10)を代入すると、下記式（17

)の如くなる。

[0088] [数 17] (17)

[0089] 上記式（17)より、 ω = ωのとき、演算比例ゲイン Κは下記式（18)に示す値となる

G

[0090] ほ女 18]

K_G ^ li(k_¥ COS β) . . -(18)

[0091] 上記式（18)の比例ゲイン Κ 、上記式（13)における適切な比例ゲイン Κ の近似

G G

値となる。上記式（15)において、 E cos j3が大きい場合は、抵抗による電圧降下 RI a

δが無視でき、かつ、定常状態に近いため過渡項である第 2項の dl δ /dtも無視できるので、上記式（18)による近似値付近で、インバータ出力電圧ベクトル Vの _Ί軸の成分電圧 ν _γが零となるように比例ゲイン Κのチューニングを行うことにより、演算さ

G

れた位相角 Θ を適切な位相角 Θと一致させることができる。

e

[0092] 上記式（15)において、 E cos β力、さい場合は、数式 15の第 1項、第 2項の線路 a

インピーダンス降下の影響が大きくなり、周波数に比例する第 4項の Eaの割合が小さくなるため、適切な比例ゲイン Kを大幅に変化する必要があり、 γ軸の成分電圧 V

G

による周波数位相追従特性が大幅に低下する。そこで、上記式（15)の V Sにおける定常的、過渡的な線路インピーダンス電圧降下を補償する電圧 Δνを差し引いた量を周波数演算部の入力することにより、周波数位相追従特性を改善することができる。この時の ω と V 5の関係式を下記式（19)に示す。

e

[0093] [数 19]

o)_e = K_G (V_s - AV) - -(19)

[0094] これにより、有効成分電流に対応する振幅指令値が変化するときに、周波数の追従演算特性を改善することができる。

[0095] インピーダンス補償部 8bは、有効成分電流または有効成分電流の指令値を用いて補償値を演算することにしてもよい。この場合の電力変換制御装置の構成を図 9に示す。具体的には、インピーダンス電圧降下の補償項を付加した上記式（19)において、 A Vに抵抗降下項と微分降下項を含めて、下記式（20)の形とし、図 9に示すインピ一ダンス補償部 8bは、有効成分電流 I δまたはその設定値 I δ *に基づいて、インピーダンス電圧降下の補償を行う。

[0096] ほ女 20]

^e -K_G[V_s -(RI_{s +}L^-)] ---(20)

at

[0097] インピーダンス補償部 8bは、有効成分電流または有効成分電流の指令値の時間変動を緩和して補償値を演算することにしてもよい。交流回路 3の運転周波数が急変する際に、急変しない場合に比べて制御が不安定となることを防止する。例えば、交流回路 3の運転周波数 ω が極めて低速の際の制御は、電流検出器 4による検出電流値が小さくなり、検出電流値において変動の幅の割合が高くなるため、インピーダンス補償部 8bに入力する有効成分電流についても変動の割合が高くなり、インピーダンス補償部 8bでの補償において、電流の変動が過度に影響する可能性がある。このため、インピーダンス補償部 8bの有効成分電流を入力する部分に時間変動を緩和するフィルタをカ卩えることにより、周波数位相追従特性を向上することができる。

[0098] また、インピーダンス補償部 8bは、二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を用いて補償値を演算することにしてもよい。この場合の電力変換制御装置の構成を図 10に示す。インピーダンス電圧降下の影響で、特に過渡変化時に無効成分電流に対応する振幅指令値 ν_γが変動することから、インピーダンス補償部 8bは、 Δ Vに Vyを用いて下記式（21)により調整することにより、最終的に適切な運転位相を得ることにしてもよい。

[0099] [数 21] a>_e ^K_G(V_s-k_rV_r) ,"(21)

[0100] ここで、 k は適切な補正量を与える比例定数である。

[0101] (実施の形態 4)

図 11は、実施の形態 4に係る電力変換制御装置を示す図である。図 11において、図 2_1と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。実施の形態 4に係る電力変換制御装置は、図 11に示すように、インバータ 2の出力電圧を検出する交流側電圧検出器 21と、インバータ 2の出力電圧を直交二軸変換するインバータ出力電圧直交二軸変換部 22とを備えている。インバータ出力電圧直交二軸変換部 22は、交流側電圧検出器 21で検出されたインバータ 2の出力電圧および積分演算部 9の位相角信号 Θ から直交二軸変換により二軸電圧を演算して二軸成分ごとに二軸電流調節部 7の出力である振幅指令値 V δ、に対応する量の信号を周波数演算部 8に出力する。周波数演算部 8は、振幅指令値を二軸成分毎にインバータ出力電圧直交二軸変換部 22の信号値に置き換え、その値を用いてインバータ 2の運転周波数 ωを演算する。

[0102] (実施の形態 5)

図 12は、実施の形態 5に係る電力変換制御装置を示す図である。図 12において、図 2— 1と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。

[0103] 図 12において、二軸電流設定部 6は、周波数演算部 8が出力するインバータ 2の運転周波数 ωを用いて有効成分電流の指令値を演算する。例えば、交流側に交流機が接続されたときの速度制御を行う時に、インバータ 2の運転周波数 ωを用いて、交流機の回転角速度 ω を下記式（22)により算出することができる。

[0104] [数 22] m_m, = -m_e (同期電動機）

P

■■•(22) m_m = - fi?_c (l - 5) « - ω_β (誘導電動機）

Ρ Ρ

[0105] ここで、 ρは電動機の極数、 sは誘導電動機のすべりを表す。すなわち、インバータ 2 の運転周波数 ω に基づいて、交流機の速度設定値と比較して速度調節器を介してその出力を有効成分電流の指令値として用いることにより速度センサを用いることなく速度制御ループを組むことができる。さらに、インバータ 2の運転周波数 ω は交流機の速度設定に限らず、無効電力補償などにおける無効成分電流の設定にも用いること力 sできる。 [0106] (実施の形態 6)

図 13は、実施の形態 6に係る電力変換制御装置を示す図である。図 13において、図 2_ 1と同等機能を有する部位には同一符号を付し、共通する部分の説明は省略する。図 13において、二軸電流設定部 6は、電圧検出器 15で検出されたインバータ 2の直流側電圧値を用いて有効成分電流の指令値を演算する。直流回路 1の電圧が確定していないときの直流回路 1と交流回路 3間での電力授受を行うときに、直流電圧を検出して、直流電圧設定値と比較して電圧調節器を介してその出力を有効成分電流の指令値として用いることにより直流電圧制御ループを組むことができる。ここで、直流回路 1としては、直流電流により直流電圧変動を伴う直流負荷や太陽電池、燃料電池などの直流電源およびアクティブフィルタや無効電力補償装置などのような直流回路にコンデンサが接続されただけの直流回路などが対象となる。

[0107] (実施の形態 7)

実施の形態 7に係る電力変換制御装置では、図 2— 1に示す電力変換制御装置において、二軸電流設定部 6の無効成分電流の指令値を調整することにより力率を任意に設定する。無効成分電流を調整することにより、インバータ 2の出力端での力率 1制御、交流回路 3の交流起電力源端での力率 1制御や無効電力補償装置として動作させることができる。

[0108] 二軸電流設定部 6は、インバータ 2の出力端の力率が 1となる値に無効成分電流の指令値を決定する。図 14は、実施の形態 7に係る電力変換制御装置のインバータの出力端での力率 1運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。

[0109] 図 14に示すように、インバータ 2の回転位相角 Θ を交流起電力の周波数の回転位相角 Θと一致させることができたとき、上記 Ι γ =0、 I δ =一定に制御すると、電流べタトルも電圧ベクトル V δと同様に δ軸成分電流 I δのみとなり、インバータ出力端での力率を 1に制御することができる。これにより、高い効率で電力変換制御装置を動作させることができる。

[0110] 二軸電流設定部 6は、交流回路 3の交流起電力源端の力率が 1となる値に無効成分電流の指令値を決定する。交流起電力源端での力率が 1となる値に設定することにより交流電動機の応答特性をさらに高めることができる。図 15は、電力変換制御装置の交流回路 3の起電力端での力率 1運転時の電圧電流ベクトルの関係を示す図である。図 15において、 γ軸成分電流 Ι γの設定値を下記式（23)で与えることにより、 q軸に一致する交流機の誘起電圧べクトノレ Eaと電流ベクトルを一致させることができ、起電力端での力率 1運転を実現することができる。これにより、交流起電力源に対して電力を最大限供給することができるので、高速の速度応答特性を持たせること力 Sできる。

[0111] ほ女 23]

I_r = Ι_δ tan β . . .(23)

[0112] ここで、交流起電力源が交流電動機による場合、交流起電力源の角周波数は ωに比例し、 j3は小さいときの上記式（11)を上記式（23)に代入すると、下記式（24)のようになる。

[0113] ほ 4コ l_Y ^ (Ll k^l - - -(24)

[0114] そこで、 γ軸成分電流の設定値 I γ #は、上記式（24)に示すように δ軸成分電流の二乗量 I δ ²と（L/k¥)との積で与えられる。なお、は上記式（10)に示すように磁束に比例した比例定数であるので既知で一定値をとり、 lZk も一定値である。

[0115] (実施の形態 8)

上記交流回路 3を、 1または複数の交流機を含む回路とすることができる。交流回路 3を 1つの交流機を含む回路で構成した場合、起電力源として交流機を接続して直流回路 1との間で電力授受が行うことができる。また、交流回路 3を複数台の交流機を含む回路で構成した場合、一つのインバータに複数台の交流機を並列接続し、複数台の交流機を仮想的に一つの交流機とみなして、運転 ·制御することができる。

[0116] 上述の交流機としては、同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機等を使用することができる。交流機を同期機で構成した場合、突極性および非突極を含む界磁卷線を有する同期機から、永久磁石形同期機に至るまで幅広く適用することができる。また、交流機をリラクタンス機で構成した場合、適切な無効成分電流および有効成分電流を設定することにより、界磁卷線や磁石を含まないリラクタンス機に適用すること力 Sできる。

[0117] 図 16は、誘導機の固定子側から見た単相等価回路を示している。同図において、 Rは卷線抵抗、 Lは卷線インダクタンス、 Eaは周波数 ωに比例する起電力源を表し、また Lmは励磁インダクタンスを示してレ、る。

[0118] 誘導機では、誘起電圧ベクトルを q軸に一致させたとき、 q軸のトルク成分電流 Iqに加えて d軸の励磁成分電流 I =1を流す必要がある。図 17は、交流回路に励磁回路 d 0

を伴う起電力源が接続されたときの電圧電流ベクトルを示す図である。図 17において、インバータ 2の出力電圧べクトノレを δ軸成分のみとし、 δ軸成分電流 I δにこの d 軸の励磁成分電流 Idを加えた電流べクトノレを Iとしたときの電圧電流べクトノレを示す。このとき、 γ軸成分電流 I yは下記式（25)となる。

[0119] [数 25]

Ι_Γ = IQ COS β " -(25)

[0120] ここで、誘導機の電流を q軸のトルク成分電流 Iと d軸の励磁電流成分電流 I =1を q d o 合成した電流ベクトル Iで制御するときの電圧電流べクトノレを図 18に示す。このとき、電流ベクトル Iは、 δ軸成分電流 I δと _Ί軸成分電流 17に分解でき、図示するような関係となる。 _Ί軸成分電流 I yは下記式（26)となる。

[0121] [数 26]

Iy = IQ COS β + Ι_Δ ^TAN β " '(26)

[0122] ここで、 /3が小さいとして上記式（24)を代入すると、近似式として上記式（27)が得られる。

[0123] ほ 7]

/_y « /₀ +(L/^)/j " -(27)

[0124] この二軸成分電流を独立にベクトル制御することができるので、一般の V/f—定制御

に比べて応答特性を高めることができる。無効成分電流の設定値 I y #を上記式（27) で与えることにより、励磁電流成分 Iを除くトルク成分電流 Iと交流起電力 Eの間で力 d q a 率が 1となり、さらに高速に制御することができる。

[0125] 電力変換制御装置において、二軸成分電流の遅れ無効成分電流 Ι γを流すことにより増磁作用をさせることができるので、有効成分電流 I δをあまり増大させないで大きなトルクを発生させることができる。また、進み無効成分電流 Ι γを流すことにより、減磁作用をさせることができ、電圧を上げないで、高速運転制御ができる。

[0126] 遅れ無効成分電流 I yを増減させると磁気回路の飽和現象の影響を受けるが、本発明のセンサレス制御は電動機の磁束モデルがわからなくても電動機のモデルを用いた推定法によらないため、無効成分電流 Ι γによる増磁減磁制御の影響を受けずに制御すること力 Sできる。このように、二軸電流設定部 6の二軸電流の指令値を調整することにより界磁を增磁または減磁することができる。

[0127] (実施の形態 9)

上記交流回路 3の交流起電力源として、例えば、商用電源、他のインバータの交流側出力、コンデンサを含む交流負荷等を使用することができる。交流回路 3として他のインバータの交流側出力を、直列結合リアタトルを介して接続することができ、互いに電力授受を行うことができる。図 19は、複数のインバータを複数台接続した場合を示す図である。図 19は、弱い電力系統だけで系統連結したときに好適に利用できる。共通母線 30には、負荷が接続され、インバータ 2は連系リアタトル 31を介して共通母線 30に接続されている。

[0128] 交流回路 3として、直列結合リア外ルを介してコンデンサを含む交流回路を接続する場合について説明する。この場合は、コンデンサに充電された電圧が交流回路 3 の交流起電力源として作用する。図 20は、単相等価回路であり、 Rは卷線抵抗、 Lは卷線インダクタンス、 Cはコンデンサ、 Εはコンデンサに並列に接続された負荷を表し

a

ている。図 21は負荷にコンデンサ端子電圧と同相の電流が流れるときの δ— γ軸と q— d軸に対する電圧電流ベクトルの関係図を示す。負荷への有効成分電流 Iに加

q えて進み無効成分電流 Iを流す必要があり、それらを合成した電流ベクトル Iは δ軸

d

成分電流 I δと軸成分電流 1 に分解でき、図示する関係となる。

[0129] 実施の形態 9にかかる電力変換制御装置では、交流起電力源とインバータの出力間で有効電力の授受ができる交流回路が接続されたときの直流交流間での電力授受、すなわち電力変換ができる。また、交流電源を構成する商用電源や発電機に何らかの異常が発生した場合の交流電源異常状態についても、電力変換制御装置で検出すること力 Sできる。

[0130] (実施の形態 10)

上記電力変換制御装置の直流回路 1としては、例えば、コンデンサを含む回路、直流電源を含む回路、または直流負荷を含む回路とすることができる。直流回路 1をコンデンサを含む回路で構成した場合、直流回路側にコンデンサのみが接続された状態であっても直流回路側と交流回路側とで無効電力の授受を行えることから、本装置を無効電力補償装置やアクティブフィルタとして動作させることができる。

[0131] また、直流回路 1として、直流電源を含む回路で構成した場合、直流電源から交流回路側に電力授受を行うことを意味する。例えば、交流回路 3に交流電動機が接続されている場合に、直流電源をインバータの駆動エネルギー源として用いることができ、交流回路 3に交流発電機や商用電源が接続されている場合に、直流電源を交流回路側へ電力を送るエネルギー源として用いることができ、交流回路側から直流回路の蓄電池などを充電する場合についても、直流電源を交流回路側へ電力を送るエネルギー源として用いることができる。また、直流回路 1を直流負荷を含む回路で構成した場合、交流回路の発電機や交流電源から直流回路の直流負荷へ電力を給電すること力 Sできる。

[0132] なお、本発明は、上記実施の形態 1〜： 10に限定されるものではなぐ各実施の形態：!〜 10を組み合わせて実施可能である。また、上記実施の形態では、 3相交流を用レ、た場合について説明した力本発明はこれに限られるものではなぐ 2相以上の交流であれば適用可能である。以下、実施の形態 1〜： 10に係る電力変換制御装置を適用した電力変換制御システムの実施例 1〜9を説明する。

[0133] (実施例 1)

図 22は、実施例 1に係る電力変換制御システムを示す図である。同図に示す電力変換制御システムは、直流回路 1である直流電源 laからインバータ 2を介して交流回路 3に起電力源を含む交流機として同期電動機 3bを接続し、回転位置センサや速度センサを用いずに同期電動機 3bの速度制御を行うものである。 [0134] 同期電動機 3bに流れる電流を電流検出器 4で検出する。直交二軸変換部 5である回転座標変換 5aにて座標変換を行い、回転座標変換された二軸量 I δ、 Ι γがそれぞれ対応する二軸電流設定値 I δ ΐ _Ύ 一致するように電流調節部 7を介してインバータ 2の電圧指令値 (すなわち振幅指令値) V δ、 ν _γを生成して、 PWM信号発生部 10および周波数演算部 8に出力する。

[0135] PWM信号発生部 10は、インバータ 2を制御する PWM信号を発生させる。振幅指令値 V δ、 V ₇は同時に周波数演算部 8のゲイン調節部 8aで振幅指令値 V δに対して ν _γが零になるようなゲイン倍することによりインバータの運転周波数 ωを決定している。このインバータの運転周波数を積分演算部 9で積分することにより同期電動機 3bの内部起電力の位相角 Θに一致させる位相角信号 Θ を得ている。

[0136] なお、インピーダンス補償部 8bは、有効成分電流の基準値 I δ *が加速、減速時などで大きく変化するときに ν γが零に制御できなくなることを補償するのに有効であり、ここでは有効成分電流指令値 I δ *をもとに補正するケースを示している。有効成分電流指令値 I δ *は、速度換算部 11でインバータ 2の運転周波数 ω力得られる推定速度値と速度設定基準値と一致させる速度調節部 12の出力から得ている。無効成分電流指令値 Ι γ *は零に設定している。制御ループで決定された位相角 θ は回転座標変換部 5aおよび PWM信号発生部 10における座標変換の基準位相として用いる。

[0137] 実施例 1 (図 22)に係る電力変換制御システムの実験例 1〜8について説明する。

[0138] [実験例 1]

図 23は、実施例 1 (図 22)に係る電力変換制御システムにおいて、 4極、 2. 2kWの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を 300Vで働かせたときのシミュレーション解析を行った動作波形を示している。なお、回路定数は、電機子抵抗 1 Ω、インダクタンス 10mH、起電力係数 200VZkrpm、慣性モーメント 0. 01kg m2である。同図は、速度設定値を 0. 5Hz周期で + 1000rpmから— lOOOrpmの間で変化させたときの速度応答波形である。速度制御ループにより有効成分電流 I δの値は、加速、減速の区間では電動機の慣性モーメントにより制限値まで流れ、定常運転になると一定の負荷電流となっていることが確認できる。無効成分電流の設定値 I yは零に制御され、振幅指令値の ν _γも零に制御され、この結果、力率 1で正、逆転運転ができていることが確認できる。なお、振幅指令値 V Sは上記式（12)に示すように周波数に比例した回転数と同じ変化をすることが確認できる。図中の iは:!相の電流波形を示している。

[0139] [実験例 2]

図 24は、実験例 1と同じ電力変換制御システムと同期電動機 3bの回路パラメータに対して、速度設定値を lOOOrpmとし、始動から定常運転に至るまでの過渡応答特性を示している。演算により決定した回転位置を示す位相角 Θ は実位相角 Θによく追従制御できていることが確認できる。回転数が lOOOrpmに達した定常状態に移つた段階で、インバータの位相を Δ Θ = l [rad]だけ変化させても、 V yが零となるように制御された結果、演算により決定した位相角 Θ は実位相角 Θに追従制御できてレ、ることが確言忍できる。

[0140] [実験例 3]

図 25は、実験例 1と同じ電力変換制御システムと同期電動機 3bの回路パラメータに対して、速度設定値が lOOOrpmに達したときの、周波数演算部 8への有効成分電流に対応する振幅指令値 V Sの入力を、 lOOOrpmに達する直前の V 5の値に固定して、速度設定値を 1500rpmに変化せた後、周波数演算部 8への振幅指令値 V δ の入力を再びリアルタイムに演算される V Sの値に戻したときの動作波形である。周波数演算部 8への振幅指令値 V δの入力の値を一定値に固定した場合では、適切な周波数に追従制御できないが、リアルタイムに演算される振幅指令値 V δを入力した場合は、インバータの運転位相角 Θ が実位相角 Θに追従して落ち着いていることから、周波数演算部 8の入力に V δが極めて有効であることが確認できる。

[0141] [実験例 4]

実施例 1 (図 22)に係る電力変換制御システムを、 DSPを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図 26、図 27は、 4極、 0. 5kWの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を 150Vとし、無負荷状態のもとで、速度設定値を + 2000rpmから— 2000rpmの間で正逆転運転を行ったときの実験結果である。図 26は正逆転の速度制御周期を約 7秒としたとき、図 27は約 1秒としたときの正逆転動作波形である。電動機の慣性モーメントのため有効成分電流 i δは正逆転時に大きな値となるが、定常運転では無負荷のため小さな電流値となってレ、ること力 S確認できる。本結果から、本発明では、同期電動機からの位置センサ、速度センサを用いることなく交流電流の検出制御だけで、二軸電流ベクトル制御ができ、応答良く正逆転運転ができてレ、る様子を確認できる。

[0142] [実験例 5]

実施例 1 (図 22)に係る電力変換制御システムを、 DSPを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図 28、図 29、図 30は、 0. 5kWの永久磁石同期電動機を用いてインバータの直流動作電圧を 200Vとし、全負荷トルク状態のもとで、速度設定値を + 1000rpmで運転しているとき、二軸成分電流の無効成分電流の指令値 Ι γ *を変化させたときの動作波形であり、 Ι γ *が「0」を基準に， + 1. OA (增磁電流 )， 1. OA (減磁電流）に増減制御したときの運転動作波形である。有効成分電流 I δは、トルク成分電流に、無効成分電流 Ι γは磁束成分電流にほぼ近似できるため、発生トルクは近似的に両電流積に比例するため、一定トルク負荷のもとでは、 Ι γが増加すると I 5は減少し、 Ι γが減少すると I δは増加していることが、これら実験結果より読み取れる。図 31は、界磁電流に対応する二軸無効成分電流 Ι γに対する有効成分電流 I δの変化特性をグラフ化したものであり、 Ι γを増加させたとき I 5の減少が Ι γを減少させたときに I δの減少に比べて小さいことから、磁束が飽和している様子がわかる。本発明は、このような磁束モデルをセンサレス制御に用いていないため、非線形特性に関係なく安定にセンサレスでトルク制御できていることがわかる。

[0143] [実験例 6]

実施例 1 (図 22)に係る電力変換制御システムを、 DSPを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図 32は、 0. 5kWの永久磁石同期電動機を用いてィンバータ 2の直流動作電圧を 200Vとし、全負荷トルク状態のもとで二軸無効成分電流の基準値 Ι γ *を「0」の状態のままで、設定値を上げたときの動作波形であり、 400 Orpm付近になると制御動作が不安定になり、これ以上の高速では運転できないことが確認できる。図 33は、基準値 Ι γ *を「0」の状態のままで、インバータの直流電圧を 260Vに上げることにより、 5000rpmで運転できることが確認できる。しかし、インバータの直流電圧は通常定格値で抑えられる。図 34は、基準値 Ι γ *を速度基準に応じて変化し、速度基準が上がれば減磁電流を流すことにより、インバータの直流電圧を 200V—定のまま 5000rpmで運転できることがこの実験結果力らも確認できる。

[0144] [実験例 7]

実施例 1 (図 22)に係る電力変換制御システムを、 DSPを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図 35は、 0. 5kWの永久磁石同期電動機を用いてィンバータの直流動作電圧を 200Vとし、速度基準を 500rpmと低速回転のもとで、負荷トルクを全負荷、無負荷間で時間変化させたときの動作波形であり、本発明のセンサレス制御は、低速での急激な負荷トルク変動に対しても安定に運転動作できることが実験結果から確認できる。

[0145] [実験例 8]

実施例 1 (図 22)の同期電動機を複数台駆動する制御例として、図 36— 1に示す電力変換システムにてシミュレーション解析および実験を行った。図 36— 2に、実験により、定格 0. 5kWと 6kWの 2台の同期電動機を 1台のインバータで駆動したときの運転動作波形を示す。図 36— 2に示すように、容量が異なるにも拘わらず、 2台の同期電動機が安定に運転できることが実験結果から確認できる。図 36— 3および図 36 4に、シミュレーションにより、定格 2. 2kWの同期電動機 2台を 1台のインバータで駆動したときの運転動作波形を示す。図 36— 3は、 2台の同期電動機に作用する負荷トルク力 Nmずつである場合、図 36 _4は、同期電動機に作用する負荷トルクが 2台で異なり、 2. 5Nmと 5Nmの場合のシミュレーション結果である。なお、シミュレ一シヨンの同期電動機モデルは、 2台とも、極数 4、電機子抵抗 1 Ω、インダクタンス 10 mH、起電力係数 200V/ki"pm、慣性モーメント 0. Olkgm²であり、インバータの直流動作電圧は 300Vである。これらのシミュレーション結果より、 2台の同期電動機が安定に運転できることが確認できる。

[0146] (実施例 2)

図 37は、実施例 2に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。図 37に示す実施例 2に係る電力変換制御システムは、実施例 1 (図 22)の電力変換制御システムにおいて、同期電動機の内部起電力端で力率 1運転ができるように、有効成分電流 I δをもとに上記式（24)の演算を通して無効成分電流 Ι γ *を設定している。実施例 2に係る電力変換制御システムにより、同期電動機駆動において位置センサや速度センサを用いることなく交流電流検出だけで電動機の内部起電力を基準としての二軸電流べ外ル制御ができ、また、同期電動機の内部起電力端で力率 1運転を行うことができ、同期電動機の速度制御応答をさらに高めて正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができる。

[0147] [実験例 9]

図 38は、実施例 2 (図 37)に係る電力変換制御システムに対するシミュレーション解析結果を示している。同期電動機の内部起電力端での力率 1制御が行われた結果、力率 1制御を行っていない図 23の結果に比べて短い時間で正、逆回転動作ができること力 S確言忍できる。

[0148] (実施例 3)

図 39は、実施例 1 (図 22)、実施例 2 (図 37)の電力変換制御システムの具体的な同期電動機のセンサレス駆動システムを示す。図 23と図 37への対応関係の違いは、 Ι γの指令値 I を零とするか上記式（24)によるかの違いである。図 39において、 ν _γが零になるよう V Sに対する比例ゲイン Κを調整することによりインバータの運転

G

周波数 ωを算出している。ここで、ゲイン調節部における入力として V Sを用いてい e

る力 Δνは上記式（19)あるいは上記式（20)によるインピーダンス補償量を示している。

[0149] (実施例 4)

図 40は、実施例 4に係る電力変換制御システムを示す図である。図 40は、実施例 1 (図 22)の電力制御制御システムにおいて同期電動機 3bを誘導電動機 3cに置き換え、無効成分電流の指令値 I を誘導電動機駆動で必要な励磁電流値を I として

0

、上記式（25)で与えたものである。誘導電動機の回転速度値はインバータの運転周波数 ωをもとに上記式 (22)で近似演算することができる。

e

[0150] この実施例 4の電力変換制御システムにより、誘導電動機駆動において速度センサを用いることなく交流電流検出だけでインバータの出力電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、誘導電動機を正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制卸すること力 Sできる。

[0151] [実験例 10]

図 41は、実施例 4 (図 40)の電力変換制御システムにおいて、 4極、 2. 2kW程度の誘導電動機を用いてインバータの直流動作電圧を 300Vで働かせたときのシミュレーシヨン解析を行った動作波形を示している。なお、回路定数は、固定子抵抗 0. 29 4 Ω、固定子漏れインダクタンス 1. 39mH、回転子抵抗 0. 156 Ω、回転子漏れインダクタンス 0. 74mH、励磁インダクタンス 41mH、慣性モーメント 0. 01kgm2である。同図は、無効成分電流設定値 Ι γを 10Aと設定し、速度設定値を 0. 5Hz周期で + 1 OOCkpmから— lOOCkpmの間で変化させたときの速度応答波形である。出力電圧を基準として二軸電流べクトノレ制御ができるため、誘導電動機を正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができることが確認できる。

[0152] [実験例 11]

実施例 4 (図 40)に示す電力変換制御システムを、 DSPを用いて構成して制御し、実験により動作確認を行った。図 42は、 4極、 0. 75kWのかご形誘導電動機を用いてインバータの直流動作電圧を 150Vとし、無負荷状態のもとで、速度設定値を + 2 OOCkpmから— 2000i"pmの間で正逆転運転を行ったときの実験結果である。誘導電動機の励磁電流は無効成分電流の設定値を 1. 5Aとした。有効成分電流は電動機の慣性モーメントのため正逆転時に大きな値となるが、定常運転では無負荷のため小さな電流値となっていることが確認できる。本結果から、本発明では、誘導電動機においても速度センサを用いることなく交流電流の検出制御だけで、二軸電流べタトル制御ができ、応答良く正逆転運転ができている様子を確認できる。

[0153] [実験例 12]

実施例 4 (図 40)の誘導電動機を複数台駆動する制御例として、図 43— 1に示す電力変換制御システムにてシミュレーション解析を行った。図 43— 2および図 43— 3 に、シミュレーションにより、定格 2. 2kWの誘導電動機 2台を 1台のインバータで駆動したときの運転動作波形を示す。図 43— 2は、 2台の誘導電動機に作用する負荷トルクが lONmずつである場合、図 43— 3は、誘導電動機に作用する負荷トルクが 2 台で異なり、 5Nmと lONmの場合のシミュレーション結果である。なお、シミュレーシヨンの誘導電動機モデルは、 2台とも、極数 4、固定子抵抗 0. 294 Ω、固定子漏れィンダクタンス 1. 39mH、回転子抵抗 0. 156 Ω、回転子漏れインダクタンス 0. 74mH 、励磁インダクタンス 41mH、 '|貫个生モーメント 0. Olkgm²であり、インバータの直流動作電圧は 300Vである。これらのシミュレーション結果より、 2台の誘導電動機が安定に運転できることを確認できた。

[0154] (実施例 5)

図 44は、実施例 5に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。図 44は、実施例 4 (図 40)の制御システムにおいて、誘導電動機の内部起電力端で力率 1運転ができるように、有効成分電流 I δをもとに上記式（27)の演算を通して無効成分電流の指令値 Ι γ *を決定している。実施例 5に係る電力変換制御システムにより、誘導電動機駆動において速度センサを用いることなく交流電流検出だけで電動機の内部起電力を基準としての二軸電流ベクトル制御ができ、誘導電動機の内部起電力端で力率 1運転を行うことができ、誘導電動機の速度制御応答をさらに高めて正転から逆転、逆転から正転に至るまで連続的に制御することができる。

[0155] (実施例 6)

図 45は、実施例 6に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。実施例 6 に係る電力変換制御システムは、直流電源 laからインバータ 2を介して交流回路に交流電源 3dを接続し、交流電源の位相を検出せずに PWMインバータ制御により、直流電源と交流電源間で電力授受を行う。

[0156] 図 45において、交流電源への電流を電流検出器 4で検出し、直交二軸変換部である回転座標変換部 5aで回転座標変換を行い、回転座標変換された二軸量 I δ、 I yがそれぞれ対応する二軸電流指令値 I δ Ι γ *と一致するように二軸電流調節部 7を介してインバータ 2の振幅指令値 V δ、 ν _γを発生し PWM信号発生部 10でインバータ 2の PWM信号を発生させる。振幅指令値 V δ、 ν _γは同時に周波数演算部 8 のゲイン調節部 8aで用レ、、振幅指令値 V ₇が零になるようなゲインを V δに乗ずることによりインバータの運転周波数 ωを決定している。このインバータの運転周波数を積分演算部 9で積分することにより交流回路の位相角 Θに一致させる位相角信号 Θ を得ている。 [0157] なお、インピーダンス補償部 8bは、有効成分電流の指令値 I δ *が大きく変化するときに ν_γが零に制御できなくなることを補償するために設けたもので、有効成分電流指令値 I δ *をもとに補正するケースを示している。有効成分電流指令値 I δ #は、電圧検出器 15で検出した直流電圧 Vdと直流電圧設定値 V *と一致させる電圧調節部 1

drer

6の出力から得ている。無効電流指令値 Ι γ *は任意に設定できる。制御ループで決定された位相角 Θ eは回転座標変換部 5aおよび PWM信号発生部 10における座標変換の基準位相として用いる。

[0158] 実施例 6に係る電力変換制御システムにより、直流電源の交流電源との連系において交流電圧の位相を検出することなく交流電流検出だけでインバータの出力電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、無効成分電流設定値 I γ *を零と設定することにより、力率 1で交流電源と同相から逆相に至るまで交流電流を連続的に制御すること力 Sできる。

[0159] [実験例 13]

図 46は、実施例 6 (図 45)の電力変換制御システムにおいて、直流電源として Vdを 310V、内部抵抗 0. 5オームの電源に対して、交流電源として三相交流電圧の実効値 Eを 200V、交流回路インダクタンス Lを 2mHとおき、直流動作電圧を 300Vに設 a a

定して動作させたシミュレーション解析結果を示している。図 46に示すように、交流電圧の位相を検出することなぐ交流電流 iが交流電圧 Vに同期して逆位相で流れ、

a a

直流電力を交流側に送るインバータ運転動作が実現できていることが確認できる。

[0160] [実験例 14]

実施例 6 (図 45)に示す直流電源の交流電源との連系制御システムにおいて、実験例 13と同じ動作条件で、交流電圧が停電により零電圧になったときのシミュレーシヨン解析結果を図 47に示す。停電により、インバータの振幅指令値 V δの値が低下する力インバータには過大な電流が流れていないことが確認できる。これにより、交流電源異常においてもインバータに特別な支障をきたすことなく運転を停止できることが確認できる。

[0161] (実施例 7)

図 48は、実施例 7に係る電力変換制御システムを示す図である。図 48は、実施例 6 (図 45)の電力変換制御システムにおいて直流電源を直流負荷 lbに置き換えたものである。ここでのインバータ 2は、交流電力を直流電力に変換する AC— DCコンパータとして動作する。インバータ (AC— DCコンバータ） 2の直流端子電圧が一定の設定値となるように電圧調節部 16を介して有効成分電流 I δ *を設定し、無効成分電流設定値 Ι γ *は任意に設定できる。実施例 7に係る電力変換制御システムにより、交流電源から直流出力を得る PWM制御整流動作が交流電圧の位相を検出することなく交流電流検出だけで実現できる。インバータ (AC— DCコンバータ） 2の交流側電圧を基準として二軸電流ベクトル制御ができ、無効成分電流指令値 I γ *を零と設定することにより、力率 1で交流電源からの整流動作を実現することができる。

[0162] (実施例 8)

図 49は、実施例 6 (図 45)、実施例 7 (図 48)の制御システムの具体的な交流電源との連系運転における交流電圧のセンサレス制御システムを示す。図 45と図 48への対応関係の違いは、直流回路に負荷が接続されるか直流電源が接続されているかの違いである。ここでも、ゲイン調節部における入力として V Sを用いている力 AV は上記式（20)または上記式（21)によるインピーダンス補償量を示している。この発明の制御システムにより、交流電源との連系運転において電源同期センサを用いることなく交流電流検出だけでインバータの出力電圧を基準として二軸電流べ外ル制御ができ、力率 1で交流から直流、直流から交流へと直流電圧一定のもとで連続的に制卸すること力 Sできる。

[0163] [実験例 15]

図 50は、実施例 7 (図 48)の交流電源をインバータの PWM制御により直流負荷に給電する PWM整流制御システムにおいて、直流負荷抵抗を 120オーム、直流電圧指令値を 125V、三相交流電圧の線間実効値を 50Vとして動作させたときの実験結果を示している。直流電圧 eは設定値の 125Vで動作し、無効成分電流の指令値 I

d

を零に設定することにより、正弦波電源電圧 eと同相の正弦波電流 iがインバータに流入し、力率 1での AC— DCコンバータ動作が実現できている。なお、実施例 6 ( 図 45)の直流回路に直流電源を接続したインバータ動作についても、波形の図示はしないが、シミュレーション解析結果と同様に動作することを実験にて確認している。本結果から、本発明の電力変換制御システムは、交流電圧の位相を検出することなく交流電流検出だけで PWM整流動作を容易に実現することを確認できた。

[0164] (実施例 9)

図 51は、実施例 9に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。実施例 9 に係る電力変換制御システムは、図 51に示すように、実施例 6 (図 45)の制御システムにおいて交流回路の交流電源を、コンデンサを含む交流回路 3eに置き換え、無効電流調節部 18を付加したものである。この場合、力率はコンデンサを含め受動回路定数によって決まるため、振幅指令値 ν γを零とできるのは、無効成分電流指令値 I y *を回路定数で決まる適切な値に決定する場合である。適切な無効成分電流指令値 Ι γ *は、コンデンサに接続した負荷端で力率 1運転するとき、上記図 21に示すベタトル図から上記式（25)の演算により、下式（28)で決定できる。

[0165] [数 28]

[0166] ここで、 k¥は比例定数である。この場合の動作力率は回路定数によって決まるので、無効成分電流指令値 Ι γ *あるいは比例定数 k¥を適切な値に決定する必要がある。この制御システムにより、コンデンサを含む交流負荷に対してもコンデンサ端子に交流電圧を発生させることができる。

[0167] [実験例 16]

実施例 9 (図 51)の電力変換制御システムにおいて、直流電圧として Vdを 310V、内部抵抗 1オームの電源に対して、コンデンサを含む交流負荷として、交流回路インダクタンス Lを 2mHとおき、コンデンサ Cを 100 x F、並列負荷抵抗を 10オームとおき、無効成分電流設定値 Ι γを 6 A (進み）と設定して、直流動作電圧を 300Vに設定して動作させたシミュレーション解析結果を図 52に示す。図 52に示すように、交流起電力源として、コンデンサを含む負荷に対しても制御システムは動作し、交流電源出力を得ることが確認できる。

[0168] 以上説明したように、本発明による電力変換制御装置は、同期電動機、誘導電動機などの交流電動機や同期発電機、誘導発電機などの交流発電機を含む交流機をインバータに接続して駆動制御する場合や発電制御する場合にぉレ、て、これらの制御システムを、従来必要とされてきた速度センサや回転位置センサを必要とすることなぐ基本的に交流電流の電流検出のみで構成制御することができる特徴を有している。

[0169] このため適用例としては、産業用，交通用、民生家電用など用いられているインバータを用いた様々な電動機駆動システムに幅広く適用することができる。また、発電機とインバータを組み合わせた従来からの発電システムへの応用に加えて、新エネルギ一源としての風力発電機，マイクロガスタービン発電機等、様々な発電制御システムにも幅広く適用することができる。また、商用電源からの直流電力を得る整流動作や直流電力を商用電源に送るインバータ動作として、さらには無効電力補償装置やアクティブフィルタ動作としても交流電源の位相を検出することなく制御システムを構成することができる。以上の交流回路に起電力源を含む場合に加えて、交流起電力源の異常検出にも用いることができる。この他に、交流回路にコンデンサを含む交流負荷に対しても独立電源用制御システムの構成にも適用できる。

[0170] このように、本発明に係る電力変換制御装置はインバータを用いたほとんどの電力変換制御システムに対して適用することができ、制御システムを構成する上で、交流起電力源の位相情報を検出する必要がないため、システム構成の簡単化、信頼性の向上、低価格化や新しい応用も期待できるなどの絶大な効果が期待できる。産業上の利用可能性

[0171] 本発明に係る電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラムは、インバータを用いた制御システムに広範囲に利用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御装置において前記電力変換手段の運転周波数を決定して運転周波数信号を出力する周波数演算手段と、

前記周波数演算手段の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算手段と、

前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換手段と、

二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定手段と、

前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、

前記二軸電流調節手段の出力および積分演算手段の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御する PWM信号を生成する PWM信号発生手段と、

を備え、

前記周波数演算手段は、前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定することを特徴とする電力変換制御装置。

[2] 前記周波数演算手段は、

前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち、有効成分電流に対応する振幅指令値をゲイン倍した値、有効成分電流に対応する振幅指令値の時間変動を緩和した値をゲイン倍した値、または、それらゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を、前記電力変換手段の運転周波数とすることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[3] 前記周波数演算手段は、

前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち有効成分電流に対応する振幅指令値が変化するときに線路インピーダンス部分での定常的および過渡的な電圧降下を補償する補償値を出力するインピーダンス補償手段を含み、

有効成分電流に対応する振幅指令値、またはその振幅指令値の時間変動を緩和した値にインピーダンス補償手段の出力を合わせて、その合わせた値をゲイン倍した値、またはそのゲイン倍した値の時間変動を緩和した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[4] 前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値に基づいて、補償値を演算することを特徴とする請求項 3に記載の電力変換制御装置

[5] 前記インピーダンス補償手段は、有効成分電流または有効成分電流の指令値の時間変動を緩和して補償値を演算することを特徴とする請求項 4に記載の電力変換制御装置。

[6] 前記インピーダンス補償手段は、二軸電流調節手段の出力である振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を用いて補償値を演算することを特徴とする請求項 3に記載の電力変換制御装置。

[7] 前記周波数演算手段は、定数をゲイン倍した値を前記電力変換手段の運転周波数とすることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[8] 前記電力変換手段の出力電圧および積分演算手段の位相角信号から直交二軸変換により二軸電圧を演算して二軸成分ごとに前記二軸電流調節手段の出力である振幅指令値に対応した信号を出力する出力電圧直交二軸変換手段を備え、前記周波数演算手段は、振幅指令値を二軸成分ごとに前記出力電圧直交二軸変換手段の信号値に置きかえたものであることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[9] 前記二軸電流設定手段は、前記周波数演算手段が出力する前記電力変換手段の運転周波数を用いて有効成分電流の指令値を演算することを特徴とする請求項 1 に記載の電力変換制御装置。

[10] 前記二軸電流設定手段は、前記電力変換手段の直流側電圧値を用いて有効成分電流の指令値を演算することを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[11] 前記二軸電流設定手段の無効成分電流の指令値を調整することにより力率を任意に設定することを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[12] 前記二軸電流設定手段は、電力変換手段出力端の力率が 1となる値に無効成分電流の指令値を決定することを特徴とする請求項 11に記載の電力変換制御装置。

[13] 前記二軸電流設定手段は、前記交流回路の交流起電力源端の力率が 1となる値に無効成分電流の指令値を決定することを特徴とする請求項 11に記載の電力変換制御装置。

[14] 前記交流回路は、 1または複数の交流機を含む回路であることを特徴とする請求項

1に記載の電力変換制御装置。

[15] 前記交流機は、同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機であることを特徴とする請求項 14に記載の電力変換制御装置。

[16] 前記二軸電流設定手段の二軸電流の指令値を調整することにより界磁を增磁または減磁することを特徴とする請求項 14に記載の電力変換制御装置。

[17] 前記交流回路の交流起電力源として商用電源、他の電力変換手段の交流側出力

、またはコンデンサを含む交流負荷を接続することを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[18] 前記直流回路は、コンデンサを含む回路、直流電源を含む回路、または直流負荷を含む回路であることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[19] 前記電力変換手段は、直流電力を交流電力に変換するインバータまたは交流電力を直流電力に変換する AC— DCコンバータであることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換制御装置。

[20] 直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づレ、て制御するための電力変換制御用プログラムにおいて、

コンピュータを、振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算手段と、

前記直交二軸変換手段の出力と前記二軸電流設定手段の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節手段と、

して機能させることを特徴とする電力変換制御用プログラム。

直流回路と交流起電力源を含む交流回路との間に接続され、スィッチ素子を有して直流交流間での電力授受を行う電力変換手段を、前記交流回路を流れる電流を電流検出器で検出した検出信号に基づいて制御する電力変換制御方法において、振幅指令値のうち無効成分電流に対応する振幅指令値を零に導くように前記電力変換手段の運転周波数を決定する周波数演算工程と、

前記周波数演算工程の出力力積分により位相角信号を求めて出力する積分演算工程と、

前記電流検出器の検出信号および前記積分演算手段の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分および無効成分の二軸電流を演算して出力する直交二軸変換工程と、

二軸電流の指令値を決定して出力する二軸電流設定工程と、

前記直交二軸変換工程の出力と前記二軸電流設定工程の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた前記振幅指令値を出力する二軸電流調節工程と、前記二軸電流調節工程の出力および積分演算工程の位相角信号に基づいて、前記電力変換手段を制御する PWM信号を生成する PWM信号発生工程と、を含むことを特徴とする電力変換制御方法。