JP5637310B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、この交流電力を電力系統に重畳するインバータ装置に関する。

入力された交流の単相信号の、基準周波数からの周波数ずれ（周波数変化量）を推定する技術は、単相信号入力装置において必要な技術であり、例えばインバータシステムにおいて必要となる。インバータシステムは、例えば、太陽電池等の直流電源の出力する直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、この交流電力を電力系統に重畳して負荷にこの重畳した交流電力を供給するものである。
インバータシステムにおいて、電力系統に接続されたインバータ回路の出力電圧信号を単相信号として捉えた場合、インバータ回路の出力電圧信号の、基準周波数からの周波数ずれ（周波数変化量）を検出できれば、単独運転の検出等を行うことができる。

単独運転とは、電力系統とインバータ回路のうちインバータ回路のみが負荷に電力を供給している状態を指す。単独運転は、電力系統側に停電が発生した場合に発生しうる。安全性確保等を目的として、単独運転の発生時には、速やかにこれを検知し、インバータ回路の出力を停止させることが求められる。故に、単独運転検出に利用可能な、周波数ずれの検出の高速化又は高精度化は有益である。

単相信号のゼロクロスタイミングから単相信号の位相や周波数を検出する方法が広く知られており、この方法を用いれば、単相信号のゼロクロスタイミングから上記周波数ずれを検出することが可能である。

尚、下記特許文献１には、ヒルベルト変換を用いて単相信号から複素ベクトル（回転ベクトル）を得る方法が示されている。また、下記特許文献２及び３には、バンドパスフィルタに積分又は微分特性を付与したフィルタを用いて単相信号との位相差がπ／２の信号を生成し、生成信号を用いて単相信号の位相を推定する方法が示されている。

特開２００３−１４３８６０号公報 特開２００６−１２９６８１号公報 特開２００８−１４１９３５号公報

上述のゼロクロスタイミングを利用する方法では、原理上、単相信号の半周期ごとしか周波数を検出することができない。また、信号に含まれるノイズや高調波成分によってゼロクロスタイミングが容易に変化するため、ゼロクロスタイミングを利用する方法は、ノイズや高調波成分に対して脆弱である。結果、ゼロクロスタイミングを利用して上記周波数ずれ（周波数変化量）を検出しようとした場合には、実質的に有効な検出精度を得るために単相信号の複数周期分の時間が必要になる。従って、周波数ずれ（周波数変化量）を、より高速に又は高精度に検出（推定を含む）できる方法が切望される。尚、特許文献１〜３に示された方法は、これらの要望に対して対応できない或いは不十分である。

そこで本発明は、基準周波数に対する単相信号の周波数変化量の良好なる推定に寄与するインバータ装置を提供することを目的とする。

本発明に係る第１のインバータ装置は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量と、前記第１単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相とに基づいて前記推定位相の位相調整を行い、この位相調整を行った推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換することを特徴とする。

これにより、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、周波数の変化量を、より短時間で精度良く推定することが可能となる。また、推定位相の調整により、単相信号の周波数に対して任意の位相特性を実現することが可能となる。結果、単独運転時に能動的に周波数をシフトさせる制御を高速に行うことが可能となり、単独運転の高速検出につながる。

具体的には例えば、前記第１及び第２単相信号の積に基づき前記周波数の変化量を推定しても良い。

また例えば、推定した前記周波数の変化量に基づいて前記基準周波数を調整し、調整した基準周波数を用いて前記第２単相信号を生成しても良い。

このような基準周波数の調整は、単相信号の周波数や位相の推定精度向上に寄与しうる。

また例えば、前記周波数の変化量に基づき、前記電力変換回路の出力交流電流における無効電流成分を調整しても良い。

無効電流成分の調整により、単相信号の周波数に対して任意の位相特性を実現することが可能となる。

また例えば、前記周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記インバータ回路の単独運転が発生していると検出して前記インバータ回路の出力を停止しても良い。

本発明に係る第２のインバータ装置は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の単独運転を検出した場合に前記インバータ回路を停止する前記インバータ装置において、前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記単独運転が発生していると検出することを特徴とする。

これにより、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、周波数の変化量を、より短時間で精度良く推定することが可能となる。また、この周波数の変化量を用いて単独運転の発生有無検出を行うようにすれば、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、より高速に単独運転の検出を行うことが可能となる。

本発明に係る第３のインバータ装置は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換する。

電力変換制御装置に上記の単相信号入力装置を設けておくことにより、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、周波数の変化量を、より短時間で精度良く推定することが可能となる。

本発明によれば、基準周波数に対する単相信号の周波数変化量の良好なる推定に寄与するインバータ装置を提供することが可能である。

第１実施形態に係る周波数変化量推定ユニットの構成ブロック図である。 第１実施形態に係り、αβ座標系と単相信号（ｖ_α及びｖ_β）の軌跡を示す図である。 第１実施形態に係り、単相信号の周波数（ω）が基準周波数（ω_ｎ）と一致する場合における各信号波形を示す図である。 第１実施形態に係り、単相信号の周波数（ω）が基準周波数（ω_ｎ）と一致しない場合における各信号波形を示す図である。 第１実施形態に係る技術内容を説明するための図である。 第２実施形態に係る周波数変化量推定ユニットの構成ブロック図である。 第３実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第３実施形態に係り、αβ座標系とＰＱ座標系との関係を表す図である。 フィルタ係数の調整を行わない場合における各信号の波形を示す図（ａ）と、フィルタ係数の調整を行った場合における各信号の波形を示す図（ｂ）である。 第４実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第５実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第６実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第７実施形態に係る電流制御部を示す図である。 第８実施形態に係るインバータシステムの構成ブロック図である。 第８実施形態に係る電流制御部の第１例を表すブロック図である。 第８実施形態に係る電流制御部の第２例を表すブロック図である。 位相調整を行わない場合における各信号の波形を示す図（ａ）と、位相調整を行った場合における各信号の波形を示す図（ｂ）である。 第１０実施形態に係る電流制御部を表すブロック図である。 位相調整の意義を説明するための図（ａ）と、無効電流調整の意義を説明するための図（ｂ）である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、状態量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、状態量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。以下に、本発明に係る複数の実施形態を説明する。矛盾無き限り、複数の実施形態の内、或る実施形態に記載した事項を他の実施形態に適用することができ、複数の実施形態を組み合わせることも可能で
ある。

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る周波数変化量推定ユニット１０（以下、推定ユニット１０と略記することがある）の内部ブロック図である。第１実施形態に係る単相信号入力装置は、推定ユニット１０を備える。推定ユニット１０は、フィルタ１１、乗算部１２、直流成分抽出部１３及び係数乗算部１４を備える。

記号ｖ_ｉｎは、単相信号入力装置に入力される交流の単相信号を表す（後述の他の実施形態においても同様）。単相信号ｖ_ｉｎが表す物理量（電圧、電流、速度など）の種類は任意である。記号ｖ_α及びｖ_βも交流の単相信号を表す記号である。特に記述なき限り、単相信号ｖ_αは単相信号ｖ_ｉｎと同じものである。

フィルタ１１は、フィルタリング対象信号の位相を遅らせる又は進ませるフィルタ処理をフィルタリング対象信号としての信号ｖ_αに施すことにより信号ｖ_βを生成する。フィルタ１１の伝達関数はＦ（ｓ）で表される。以下では、特に記述なき限り、フィルタ１１において信号ｖ_αの位相を電気角で９０度だけ遅らせる又は進ませるフィルタ処理が成されるものとする。従って、信号ｖ_βの位相は信号ｖ_αの位相よりも電気角で９０度だけ遅れている或いは進んでいる。

図２に、α_β座標系を示す。α_β座標系は、固定軸であるα及びβ軸を座標軸とする二次元固定座標系である。α及びβ軸は互いに直交しており、β軸はα軸から電気角で９０度だけ進んでいる。図２を含む任意の座標系を示す図において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。図２において、実線線分６０１及び６０２は、それぞれαβ座標系上における信号ｖ_α及びｖ_βの軌跡を表している。図２から分かるように、信号ｖ_αがα軸成分のみを持つようにα軸は設定される。信号ｖ_βと信号ｖ_αとの位相差はπ／２である（但し、後述の説明から明らかとなるように、該位相差はπ／２からずれうる）。２つの単相信号（例えば、ｖ_α及びｖ_β）から成る信号を二相信号と呼ぶこともできる。本明細書において、πは円周率を表し、特に記述なき限り、位相又は角度は電気角における位相又は角度であると共に、πを用いて表した位相又は角度の単位はラジアンである。

単相信号ｖ_ｉｎの周波数として単相信号入力装置に入力される既知の周波数を記号ω_ｎにて表し、それを基準周波数と呼ぶ。基準周波数ω_ｎは、高調波成分を無視した、信号ｖ_ｉｎの基本波成分の角周波数に相当する。尚、単相信号入力装置だけではなく、本明細書で述べる任意の部位（ユニット、ブロック、装置又はシステムを含む）に対して基準周波数ω_ｎを入力することができる。

フィルタ１１において信号ｖ_αの位相を電気角で９０度だけ遅らせる又は進ませるフィルタ処理が成されると述べたが、フィルタ１１は、基準周波数ω_ｎが単相信号ｖ_ｉｎの周波数と一致するとみなしてフィルタ処理を行うため、単相信号ｖ_ｉｎの周波数が基準周波数ω_ｎとずれている場合、信号ｖ_α及びｖ_βの位相差はπ／２からΔφだけずれる。フィルタ１１は、例えば下記式（Ａ１）又は（Ａ２）にて示される伝達関数Ｆ（ｓ）を用いてフィルタ処理を成すことができ、このフィルタ処理によって、式（Ａ３）にて示される信号ｖ_αから式（Ａ４）にて示される信号ｖ_βが得られる。

式（Ａ１）及び（Ａ２）並びに後述の式（Ｂ２）及び（Ｂ３）において、演算記号“ｓ”はラプラス演算子を表す。式（Ａ２）における“ζ”は所定の減衰係数である。Ｖ_α及びＶ_βは、夫々、単相信号ｖ_α及びｖ_βの振幅を表す。記号“ｔ”は時間を表す（より詳細には、単相信号ｖ_αの信号値がＶ_αと一致する所定の基準時刻からの経過時間を表す）。ωは、単相信号ｖ_αの周波数（角周波数）である。ω＝ω_ｎである場合、Δφはゼロであるが、ω≠ω_ｎである場合、Δφは正又は負の角度値を有する。式（Ａ４）に示される信号ｖ_βの位相（ωｔ−π／２＋Δφ）は、式（Ａ３）に示される信号ｖ_αの位相（ωｔ）よりも角度（π／２−Δφ）だけ遅れている。

式（Ａ３）及び（Ａ４）にて示される単相信号ｖ_α及びｖ_βの積（ｖ_α・ｖ_β）は、下記式（５）にて表され、積（ｖ_α・ｖ_β）の直流成分を記号［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃにて表すと、式（Ａ５）から直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃは式（Ａ６）を満たす。更に、角度Δφが十分に小さいと仮定して式（Ａ６）を近似すると式（Ａ７）が得られる。

従って、単相信号ｖ_αの周波数ωが基準周波数ω_ｎと一致する場合、Δφはゼロになるため直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃはゼロになるが、単相信号ｖ_αの周波数ωが基準周波数ω_ｎからずれると、フィルタ１１の位相特性に起因して単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差が９０度からずれてΔφ≠０となり、結果、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃはゼロにならない。このように、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃは、基準周波数ω_ｎから見た周波数ωの変化量である周波数変化量Δωに応じた値を持つ。Δω＝ω−ω_ｎ、である。

周波数変化量Δωが基準周波数ω_ｎに対して小さければ（例えば十分に小さければ）、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃは概ね周波数変化量Δωに比例する。周波数変化量Δωが基準周波数ω_ｎに対して小さければ（例えば十分に小さければ）、ΔωはΔφに概ね比例し、式（Ａ７）に示す如く直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃもΔφに概ね比例するからである。従って、単相信号ｖ_α及びｖ_βの積（ｖ_α・ｖ_β）から直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃを抽出し、抽出値に所定の係数を乗じれば周波数変化量Δωが得られる。

図３（ａ）に、ω＝ω_ｎである場合における信号ｖ_αの波形６１１及び信号ｖ_βの波形６１２を示し、図３（ｂ）に、ω＝ω_ｎである場合における積（ｖ_α・ｖ_β）の信号波形６１３及び直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃの信号波形６１４を示す。図４（ａ）に、ω≠ω_ｎである場合における信号ｖ_αの波形６２１及び信号ｖ_βの波形６２２を示し、図４（ｂ）に、ω≠ω_ｎである場合における積（ｖ_α・ｖ_β）の信号波形６２３及び直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃの信号波形６２４を示す。これらの信号波形からも、ω＝ω_ｎである場合には［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃ＝０となる一方で、ω≠ω_ｎである場合には［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃ≠０となることが分かる。

推定ユニット１０では、上述の原理を利用して周波数変化量Δωを推定する。即ち、乗算部１２は、単相信号ｖ_α及びｖ_βを掛け合わせることで単相信号ｖ_α及びｖ_βの積（ｖ_α・ｖ_β）を求める。直流成分抽出部１３は、例えばローパスフィルタであり、積（ｖ_α・ｖ_β）から所定周波数以上の周波数成分を除去することで直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃを抽出する。係数乗算部１４は、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃに所定の係数Ｋ_ωを乗じることで周波数変化量Δω_ｅｓｔを求める（Δω_ｅｓｔ＝［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃ×Ｋ_ω）。周波数変化量Δω_ｅｓｔを求めることは周波数変化量Δωを推定することに相当する。つまり、周波数変化量Δω_ｅｓｔは周波数変化量Δωの推定値に相当し、推定誤差を無視すれば“Δω_ｅｓｔ＝Δω”である。

尚、推定ユニット１０において、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃと周波数変化量Δω_ｅｓｔとの関係を定めるテーブルデータを予め用意しておき、係数乗算部１４を用いる代わりに該テーブルデータを用いて直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃから周波数変化量Δω_ｅｓｔを求めるようにしても良い。また、直流成分抽出部１３は、複数周期分の積（ｖ_α・ｖ_β）の移動平均を求めることによって直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃを求めても良いし、或いは、２ωの周波数近辺の周波数を除去する帯域除去フィルタに積（ｖ_α・ｖ_β）を入力することによって直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃを求めても良い。直流成分抽出部１３は、移動平均処理及び帯域除去処理並びにローパスフィルタによる高域除去処理の内の複数の処理を用いて、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃを求めても良い。

また、単相信号ｖ_αとの間で９０度の位相差を有する信号を単相信号ｖ_βとして求める例を上述したが、単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差が９０度以外になるように単相信号ｖ_βを求めても良い。即ち、ω＝ω_ｎであるときに単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差が９０度以外になるようなフィルタ処理をフィルタ１１にて行うようにしても良い。この場合においても、式（Ａ６）に示すのと同様にω＝ω_ｎであるならば直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃは所定値に定まるため、図５（ａ）に示す如く直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃから該所定値を差し引いて得た差分値に所定の係数Ｋ_ω’を乗じることで（或いは該差分値に所定のテーブルデータを適用することで）、周波数変化量Δω_ｅｓｔを求めることができる。上記所定値は、フィルタ１１のフィルタ処理によって生じる単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差に応じた値を持ち、単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差が９０度であるならばゼロであるが、単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差が９０度以外であるならば正又は負の値を持つ。

但し、上記所定値がゼロである場合に演算が最も簡素化されるため、単相信号ｖ_α及びｖ_β間の位相差が９０度になるようにフィルタ処理を成すことが望ましい。更に、該位相差が９０度であるとき、図５（ｂ）に示される、ω及びΔφ間の関係の線形部分６３１を用いることができるため、制御にとって最も都合が良い。

尚、本実施形態及び後述の他の実施形態において、演算動作（フィルタ処理等をも含む）を行う各部位は、各時点で得られている最新の信号の値を用いて自身が成すべき演算を行い、所定の更新周期で自身が算出して出力すべき信号の値を更新する。従って、演算動作を行う任意の部位にて導出される導出対象の値は、その導出対象の瞬時値を表している。例えば、或る時刻においてフィルタ１１が導出する信号ｖ_βの値は、当該時刻における信号ｖ_βの瞬時値であり、或る時刻において推定ユニット１０が出力するΔω_ｅｓｔは、当該時刻におけるΔωの推定瞬時値である。同様に例えば、後述の推定ユニット３０（図７参照）が或る時刻において導出するθ_ｅｓｔは、当該時刻におけるθの推定瞬時値（推定された瞬時位相）である。

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る周波数変化量推定ユニット２０（以下、推定ユニット２０と略記することがある）の内部ブロック図である。第２実施形態に係る単相信号入力装置は、推定ユニット２０を備える。推定ユニット２０は、フィルタ２１、乗算部２２、直流成分抽出部２３、ＰＩ制御部２４及び減算部２５を備える。推定ユニット２０には、単相信号ｖ_ｉｎ及び基準周波数ω_ｎが入力される。

フィルタ２１、乗算部２２及び直流成分抽出部２３は、夫々、図１のフィルタ１１、乗算部１２及び直流成分抽出部１３と同じものである。但し、フィルタ２１は、基準周波数ω_ｎを修正することで得た基準周波数ω_ｎ’を用いてフィルタ処理を行う。従って、式（Ａ１）又は（Ａ２）の伝達関数Ｆ（ｓ）を利用する場合、フィルタ２１は、式（Ａ１）又は（Ａ２）の「ω_ｎ」に「ω_ｎ’」を代入した上で単相信号ｖ_βを求める。

直流成分抽出部２３にて求められた直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃはＰＩ制御部２４に送られる。推定ユニット２０では、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃをゼロに収束させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop）が形成されており、ＰＩ制御部２４は、比例積分制御などを用いて直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃをゼロに収束させるための値を減算部２５に出力する。減算部２５は、減算部２５に対するＰＩ制御部２４の出力値を基準周波数ω_ｎから差し引き、その差分結果を基準周波数ω_ｎ’としてフィルタ２１に与える。

ＰＩ制御部２４は、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃがゼロになるように、即ち（ω−ω_ｎ’）がゼロになるように減算部２５への出力値を求めている。減算部２５の機能を表す式「（ω_ｎ−（ＰＩ制御部２４の出力値）＝ω_ｎ’」に対し、ＰＩ制御部２４の機能を表す式「ω−ω_ｎ’＝０」を代入すると、ＰＩ制御部２４の出力値は“ω_ｎ−ω”である。即ち、ＰＩ制御部２４の出力値は周波数変化量Δω（＝ω−ω_ｎ）に（−１）を乗じたものに相当する。推定ユニット２０では、ＰＩ制御部２４の出力値（−Δω）に対して（−１）を乗じることで周波数変化量Δω_ｅｓｔを求める。

このように、推定ユニット２０では、推定された周波数変化量Δωに基づき（即ちＰＩ制御部２４の出力値に基づき）フィルタ２１のフィルタ特性が調整されており、減算部２５が該調整を担うフィルタ調整部を形成する。調整の対象量は、フィルタ２１の伝達関数を定めるフィルタ係数（ω_ｎ’）である。推定ユニット２０では、周波数ωの変動に適応した二相信号（ｖ_α及びｖ_βから成る二相信号）が生成されるため、推定ユニット２０を周波数追従型二相信号生成部と呼ぶこともできる。周波数ωの変動に適応した二相信号を生成することの利点については、後述の第３実施形態の中で説明される。

尚、図６の推定ユニット２０では、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃを抽出する機能を持つ直流成分抽出部２３と直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃをゼロに収束させる機能を持つＰＩ制御部２４とが別々に設けられているが、直流成分抽出部２３及びＰＩ制御部２４の代わりに、それらの機能をまとめて有する一体の制御ブロック（即ち、直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃをゼロに収束させる機能を持つ制御ブロック；不図示）を推定ユニット２０に設けるようにしても良い。

＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。図３には、本発明の第３実施形態に係る位相／周波数／周波数変化量推定ユニット３０（以下、推定ユニット３０と略記することがある）の内部ブロック図が示されている。図３には、更に、推定ユニット３０に接続された二相信号生成部３７が示されている。第３実施形態に係る単相信号入力装置は、推定ユニット３０及び二相信号生成部３７を備える。推定ユニット３０は、座標回転部３１、位相差算出部３２、ＰＩ制御部３３、加算部３４及び積分部３５を備える。推定ユニット３０の動作を説明するに先立ち、図８を参照してＰＱ座標系等を説明する。

図８には、αβ座標系とＰＱ座標系との関係が示されている。上述したように、αβ座標系は、固定軸であるα及びβ軸を座標軸とする二次元固定座標系である。一方、ＰＱ座標系は、回転軸であるＰ及びＱ軸を座標軸とする二次元回転座標系である。Ｐ及びＱ軸は互いに直交しており、Ｑ軸はＰ軸から電気角で９０度だけ進んでいる。α軸から見たＰ軸の位相をθにて表す。θは、α軸を基準とするＰ軸の位相の進み角度を表している。

図８において、符号６５０は任意の座標系上のベクトルを表している。ベクトル６５０は、任意の信号の位相及び振幅状態を表している。従って、ベクトル６５０によって位相及び振幅状態が表される信号を、ベクトル信号と呼ぶこともできる。今、ベクトル６５０が、ＰＱ座標系の回転に同期して回転するベクトルであるとする。そうすると、αβ座標系上においてベクトル６５０は回転するため、αβ座標系上におけるベクトル６５０は回転ベクトルとも呼べる。ベクトル６５０のＰ軸及びＱ軸成分を夫々ｖ_ｐ及びｖ_ｑにて表す。更に、ベクトル６５０のα軸及びβ軸成分を夫々ｖ_α及びｖ_βにて表すことができる。ｖ_α及びｖ_βは、αβ座標系上における回転ベクトル６５０の直交２成分（互いに直交する２つの成分）であると言え、ｖ_ｐ及びｖ_ｑは、ＰＱ座標系上におけるベクトル６５０の直交２成分であると言える。

本明細書で述べる任意の部位（ユニット、ブロック、装置又はシステムを含む）において、単相信号ｖ_ｉｎの周波数ωをＰＱ座標系の回転における角周波数に設定することができる。従って、ＰＱ座標系は周波数ωと同期して回転する回転座標系と言える。位相θは、単相信号ｖｉｎの位相（即ち、式（Ａ３）における“ωｔ”）を表している。推定ユニット３０では、単相信号ｖｉｎの位相θ及び周波数ωの推定値が、夫々、θ_ｅｓｔ及びω_ｅｓｔとして求められる。

図７において、二相信号生成部３７は、第１又は第２実施形態で述べた方法を用いて（図１又は図６参照）、単相信号ｖ_ｉｎ及び基準周波数ω_ｎに基づき単相信号ｖ_α及びｖ_βから成る二相信号を生成する。図１の構成を二相信号生成部３７に適用する場合には、フィルタ１１を二相信号生成部３７に設けておけばよい。図６の構成を二相信号生成部３７に適用する場合には、推定ユニット２０を二相信号生成部３７に設けておけばよい。

二相信号生成部３７にて生成された単相信号ｖ_α及びｖ_βは、推定ユニット３０の座標回転部３１に入力される。座標回転部３１は、後述の積分部３５から出力される位相θ_ｅｓｔに基づき信号ｖ_α及びｖ_βを信号ｖ_ｐ及びｖ_ｑに変換する。αβ座標系上の回転ベクトル６５０を角度θだけ回転させることでＰＱ座標系上のベクトル６５０を得ることができるため、座標回転部３１は、θ_ｅｓｔをθとして用いた座標変換によって、αβ座標系上の回転ベクトル６５０の直交２成分（ｖ_α及びｖ_β）を、ＰＱ座標系上のベクトル６５０の直交２成分（ｖ_ｐ及びｖ_ｑ）に変換することができる。

位相差算出部３２は、座標回転部３１にて算出されたｖ_ｐ及びｖ_ｑから位相差Δθを求める。位相差Δθは、単相信号ｖ_ｉｎの真の位相θと、位相θの推定値θ_ｅｓｔとの間の誤差を表している。位相差算出部３２は、下記式（Ｂ１）を用いて位相差Δθを求めることができる。座標回転部３１における座標変換演算において、“θ＝θ_ｅｓｔ”を満たす推定値θ_ｅｓｔを用いたならば式（Ｂ１）の右辺の値はゼロになるが、“θ≠θ_ｅｓｔ”を満たす推定値θ_ｅｓｔを用いたならば式（Ｂ１）の右辺の値はゼロにならない。

推定ユニット３０では、Δθをゼロに収束させるための下記式（Ｂ２）及び（Ｂ３）に従うＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成することによってθ_ｅｓｔをθに一致させる。Ｋ_Ｐ及びＫ_ｉは、夫々、ＰＩ制御部３３にて実行される比例積分制御の比例係数及び積分係数である。

具体的には、位相差算出部３２にて算出されたΔθと既知の角周波数として与えられた基準周波数ω_ｎとに基づき、ＰＩ制御部３３及び加算部３４にて、式（Ｂ２）に従い周波数ω_ｅｓｔを算出する。積分部３５は、式（Ｂ３）に従い、算出された周波数ω_ｅｓｔを積分することで位相θ_ｅｓｔを算出する。位相θ_ｅｓｔは座標回転部３１に送られ、座標回転部３１はθ_ｅｓｔをθとして用いて座標変換を行う。推定ユニット３０では、位相差Δθがゼロに収束するようにＰＬＬが構成されているため、位相θ_ｅｓｔは、単相信号ｖ_ｉｎの位相θの推定値として機能する。従って、θ_ｅｓｔの元となる周波数ω_ｅｓｔは、単相信号ｖ_ｉｎの周波数ωの推定値に相当する。また、ＰＩ制御部３３の出力値に相当する、式（Ｂ２）の右辺第２項は、式（Ｂ２）及び上述の関係式“Δω＝ω−ω_ｎ”から分かるように、Δωの推定値として機能する。故に、ＰＩ制御部３３から、Δωの推定値である周波数変化量Δω_ｅｓｔ２が出力される。推定誤差を無視すれば、Δω＝Δω_ｅｓｔ２、である。

次に、図９（ａ）及び（ｂ）を参照して、第２実施形態で述べたフィルタ特性の調整の作用について説明する。図９（ａ）の波形６７１、６７２、６７３は、それぞれ、調整なし条件下で得られた直流成分［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃ、位相差Δθ、周波数ω_ｅｓｔ／２πの信号波形（時間変化）を表し、図９（ｂ）の波形６８１、６８２、６８３は、それぞれ、調整あり条件下で得られた直流成分［ｖ_α・ｖ_β］ｄｃ、位相差Δθ、周波数ω_ｅｓｔ／２πの信号波形（時間変化）を表している。調整なし条件下では、図１のフィルタ１１を用いて図７の二相信号生成部３７を形成した上で、［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃ、Δθ及びω_ｅｓｔ／２πを求めた。調整あり条件下では、図６の推定ユニット２０を用いて図７の二相信号生成部３７を形成した上で、［ｖ_α・ｖ_β］_ｄｃ、Δθ及びω_ｅｓｔ／２πを求めた。

調整なし条件及び調整あり条件の夫々のシミュレーションにおいて、周波数ω_ｎ／２πを５０Ｈｚ（ヘルツ）に固定し、特定のタイミングｔ０に単相信号ｖ_ｉｎの周波数ω／２πを５０Ｈｚから４６Ｈｚに急変させた。単相信号ｖ_ｉｎの周波数が変化したことによって信号ｖ_βの位相が変化し、これに伴ってΔθが大きく変動すると共に推定周波数ω_ｅｓｔの変動も大きくなる。但し、図９（ａ）と図９（ｂ）の対比から分かるように、第２実施形態の如くフィルタ特性を調整すると、単相信号ｖ_ｉｎの周波数変化後の推定周波数ω_ｅｓｔの変動が改善される（変動が小さく抑えられる）。

＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。図１０は、第４実施形態に係る単相信号入力装置のブロック図である。第４実施形態に係る単相信号入力装置は、符号４１〜４４によって参照される各部位を備える。

二相信号生成部４１は、図１の推定ユニット１０又は図６の推定ユニット２０を有し、第１又は第２実施形態で述べた方法を用いて、単相信号ｖ_ｉｎ及び基準周波数ω_ｎに基づき単相信号ｖ_α及びｖ_βから成る二相信号を生成すると共に周波数変化量Δω_ｅｓｔを算出する。周波数／位相推定ユニット４２（以下、推定ユニット４２と略記することがある）は、図７の推定ユニット３０と同様の構成を有し、二相信号生成部４１からの信号ｖ_α及びｖ_βに基づき単相信号ｖ_ｉｎの位相θ及び周波数ωを推定することにより、推定位相θ_ｅｓｔ及び推定周波数ω_ｅｓｔを算出及び出力する。位相調整部４３は、二相信号生成部４１からの周波数変化量Δω_ｅｓｔに基づき位相調整量θ_ＡＪを設定する。加算部４４は、推定ユニット４２からの推定位相θ_ｅｓｔに対して位相調整量θ_ＡＪを加算し、加算結果を調整後の位相θ_Ｃとして出力する。従って、θ_Ｃ＝θ_ｅｓｔ＋θ_ＡＪ、である。

位相調整部４３は、“｜Δω_ｅｓｔ｜≦Δω_ＴＨ”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪにゼロを設定し、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪに正又は負の値（角度量）を設定する。Δω_ＴＨは、正の値を有する所定の変化量閾値である。但し、Δω_ＴＨはゼロであっても良い。“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”の成立時、位相調整部４３は、例えば、絶対値｜Δω_ｅｓｔ｜が増大するにつれて位相調整量θ_ＡＪの絶対値を増大させることができる。

位相調整部４３のような位相調整部を設けることにより、基準周波数ω_ｎに対する単相信号ｖ_ｉｎの周波数ずれに応じた、任意の位相特性を有する位相推定部を形成することが可能となる（後述の第５及び第６実施形態においても同様）。位相調整の有益性については、後述の他の実施形態において説明する。

＜＜第５実施形態＞＞
本発明の第５実施形態を説明する。図１１は、第５実施形態に係る単相信号入力装置のブロック図である。第５実施形態に係る単相信号入力装置は、符号５１〜５４によって参照される各部位を備える。

二相信号生成部５１は、図１の推定ユニット１０又は図６の推定ユニット２０を有し、第１又は第２実施形態で述べた方法を用いて、単相信号ｖ_ｉｎ及び基準周波数ω_ｎに基づき単相信号ｖ_α及びｖ_βから成る二相信号を生成する。周波数／位相推定ユニット５２（以下、推定ユニット５２と略記することがある）は、図７の推定ユニット３０と同様の構成を有し、二相信号生成部５１からの信号ｖ_α及びｖ_βに基づき位相θ_ｅｓｔ、周波数ω_ｅｓｔ及び周波数変化量Δω_ｅｓｔ２を算出及び出力する。位相調整部５３は、推定ユニット５２からの周波数変化量Δω_ｅｓｔ２に基づき位相調整量θ_ＡＪを設定する。加算部５４は、推定ユニット５２からの推定位相θ_ｅｓｔに対して位相調整量θＡＪを加算し、加算結果を調整後の位相θ_Ｃとして出力する。従って、θ_Ｃ＝θ_ｅｓｔ＋θ_ＡＪ、である。

位相調整部５３は、“｜Δω_ｅｓｔ２｜≦Δω_ＴＨ”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪにゼロを設定し、“｜Δω_ｅｓｔ２｜＞Δω_ＴＨ”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪに正又は負の値（角度量）を設定する。“｜Δω_ｅｓｔ２｜＞Δω_ＴＨ”の成立時、位相調整部５３は、例えば、絶対値｜Δω_ｅｓｔ２｜が増大するにつれて位相調整量θ_ＡＪの絶対値を増大させることができる。

＜＜第６実施形態＞＞
本発明の第６実施形態を説明する。図１２は、第６実施形態に係る単相信号入力装置のブロック図である。第６実施形態に係る単相信号入力装置は、符号６１〜６４によって参照される各部位を備える。

周波数変化量推定ユニット６１（以下、推定ユニット６１と略記することがある）は、単相信号ｖ_ｉｎ及び基準周波数ω_ｎに基づき周波数変化量Δωを推定することにより周波数変化量Δω_ｅｓｔを算出及び出力する。図１又は図６の推定ユニット１０又は２０を推定ユニット６１に設けることで、推定ユニット６１に周波数変化量Δω_ｅｓｔを算出させても良い。或いは、図７の二相信号生成部３７及び推定ユニット３０を推定ユニット６１に設けても良く、この場合、推定ユニット６１内の推定ユニット３０から出力されるΔω_ｅｓｔ２をΔω_ｅｓｔとして推定ユニット６１から出力させればよい。

ゼロクロス利用型周波数／位相推定ユニット６２（以下、推定ユニット６２と略記することがある）は、交流の単相信号ｖ_ｉｎの信号値がゼロになるタイミングを検出することにより（即ち、公知のゼロクロスタイミング検出法により）、単相信号ｖ_ｉｎの位相θ及び周波数ωの推定値であるθ_ｅｓｔ及びω_ｅｓｔを求める。位相調整部６３は、推定ユニット６１からの周波数変化量Δω_ｅｓｔに基づき位相調整量θ_ＡＪを設定する。加算部６４は、推定ユニット６２からの推定位相θ_ｅｓｔに対して位相調整量θ_ＡＪを加算し、加算結果を調整後の位相θＣとして出力する。従って、θ_Ｃ＝θ_ｅｓｔ＋θ_ＡＪ、である。位相調整部６３における位相調整量θ_ＡＪの設定方法は、図１０の位相調整部４３におけるそれと同じである。

＜＜第７実施形態＞＞
本発明の第７実施形態を説明する。第７実施形態では、単相信号ｖ_ｉｎが電圧信号（即ち、電圧値を表す信号）であるとする。この場合、第４、第５又は第６実施形態に示された方法にて求められた位相θ_Ｃ、即ち、調整後の位相θ_Ｃに基づいて電流制御を成しても良い。即ち、図１３に示すような電流制御部７０を形成しても良い。

電流制御部７０は、電流指令値ｉ^＊及び電流値ｉと調整後の位相θＣとに基づいて電圧指令値ｖ^＊を算出する。電圧指令値ｖ^＊は、例えば、後述の第８実施形態における電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊に相当する（図１４参照）。電圧指令値ｖ^＊は、例えば、インバータ回路の交流出力電圧の目標値を表し、該交流出力電圧の実測値そのもの又は該実測値に応じた値を信号値として有する単相信号が単相信号ｖ_ｉｎである、と考えることができる。後述の図１４ではＢＰＦ１０１の出力信号ｖ_ｓ’が単相信号ｖ_ｉｎに相当する。電流値ｉは、例えば、上記インバータ回路の出力電流値であると考えることができる。電流指令値ｉ^＊は電流値ｉの目標値であり、電流制御部７０は、電流誤差（ｉ^＊−ｉ）がゼロになるように電圧指令値ｖ^＊を算出する。ｉ^＊及びｉは、スカラー量であっても良いし、ベクトル量であっても良い。電流制御部７０の具体的な構成例については、後述の第８実施形態の中で説明する。

＜＜第８実施形態＞＞
本発明の第８実施形態を説明する。図１４は、第８実施形態に係るインバータシステムの概略構成図である。

図１４のインバータシステムには、直流電力源である太陽電池１２１と、単相インバータ回路１２２と、単相インバータ回路１２２を制御する制御装置１００と、単相の交流電力を出力する電力系統１３０と、が備えられている。制御装置１００を、電力変換制御装置又は電力変換制御部と呼ぶこともできる。制御装置１００には、符号１０１〜１０７によって参照される各部位が備えられている。制御装置１００のみを含む装置、又は、単相インバータ回路１２２及び制御装置１００を含む装置を、インバータ装置と捉えることが可能である。単相インバータ回路１２２及び制御装置１００以外の、図１４に示される任意の部位（例えば、電流検出センサ１２５並びに電圧検出センサ１２６及び１２７）もインバータ装置の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。

図１４には、太陽電池１２１の等価回路が示されている。太陽電池１２１は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。直流電圧保持部Ｃ_ｄは、太陽電池１２１が発生した直流電圧に応じた電荷を蓄えることにより該直流電圧を保持する。電圧検出センサ１２７は、直流電圧保持部Ｃ_ｄにて保持された直流電圧Ｅ_ｄの電圧値を検出し、検出した電圧値を信号値として有する信号Ｅ_ｄを直流電圧制御部１０３に送る。

複数のスイッチング素子を有する単相インバータ回路１２２は、各スイッチング素子のスイッチング動作を用いたパルス幅変調により、直流電圧保持部Ｃ_ｄからの直流電圧を電力系統１３０に同期する単相の交流電圧に変換する。単相インバータ回路１２２にて得られた交流電圧は、端子１２８の電位を基準として端子１２８及び１２９から出力される。尚、太陽電池１２１の出力電圧が低く直流電圧保持部Ｃ_ｄの電圧の確保が難しい場合は、太陽電池と単相インバータ回路１２２との間に昇圧回路を配置しても良い。また、図示しないが、単相インバータ回路１２２の後段（単相インバータ回路１２２と電流検出センサ１２５との間）には単相インバータ回路１２２の出力する交流電力の高調波成分を除去するフィルタ回路が通常配置される。

電力系統１３０は、交流電圧源を有し、端子１３１の電位を基準として端子１３１及び１３２から単相の交流電圧（例えば、いわゆる商用交流電圧）を出力する（供給している）。端子１２８及び１３１間を接続する配線上に連系点１３３が設けられていると共に端子１２９及び１３２間を接続する配線上に連系点１３４が設けられ、連系点１３３及び１３４間の交流電圧を駆動電圧として作動する負荷１３５が連系点１３３及び１３４間に接続されている。このように、図１４のインバータシステムでは、単相インバータ回路１２２により直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳されて負荷１３５へ供給される。即ち、単相インバータ回路１２２の出力交流電力と電力系統１３０の出力交流電力を用いて負荷１３５の駆動が成される。

Ｌｃは、端子１２８及び連系点１３３間の屋内配線のリアクタンス成分及び端子１２９及び連系点１３４間の屋内配線のリアクタンス成分を表し、Ｒｃは、それらの各屋内配線の抵抗成分を表している。Ｌｓは、端子１３１及び連系点１３３を接続する屋外配線のリアクタンス成分及び端子１３２及び連系点１３４を接続する屋外配線のリアクタンス成分を表し、Ｒｓは各屋外配線の抵抗成分を表している。

電流検出センサ１２５は、単相インバータ回路１２２の出力電流の電流値を検出し、検出電流値を信号値として有する信号ｉ_Ｓを電流制御部１０４に送る。尚、端子１２８及び連系点１３３間（又は端子１２９及び連系点１３４間）の電流を検出することで信号ｉ_Ｓを得るのではなく、太陽電池１２１及び単相インバータ回路１２２間の電流を検出することによって或いは単相インバータ回路１２２内の電流を検出することによって信号ｉ_Ｓを得てもよい。

電圧検出センサ１２６は、単相インバータ回路１２２の出力電圧（即ち、端子１２８の電位を基準とした端子１２８及び１２９間の電圧）の電圧値を検出し、検出電圧値を信号値として有する信号ｖ_ＳをＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１０１に送る。本実施形態において、基準周波数ω_ｎは、電力系統１３０の出力電圧の周波数（例えば電力系統１３０側にて定められた公称周波数）であり、例えば６０×２π又は５０×２πである。ＢＰＦ１０１は、信号ｖ_Ｓに含まれる高調波成分（ω_ｎの高次成分）を減衰させ、この減衰の成された信号ｖ_Ｓを信号ｖ_Ｓ’として出力する。尚、高調波成分の存在が問題とならないシステムにおいては、ＢＰＦ１０１を割愛することも可能である（この場合、ｖ_Ｓ＝ｖ_Ｓ’である）。以下の説明では、記号“ｉ_Ｓ”及び“ｖ_Ｓ”を、夫々、単相インバータ回路１２２の出力電流及び出力電圧を表す記号としても用いる。

推定／位相調整ユニット１０２（以下、ユニット１０２と略記することがある）に、第４、第５又は第６実施形態の単相信号入力装置を内包させることができる。即ち、図１０の各部位を備える単相信号入力装置、図１１の各部位を備える単相信号入力装置、又は、図１２の各部位を備える単相信号入力装置をユニット１０２に設けておくことができる。ユニット１０２は、ＢＰＦ１０１からの信号ｖ_Ｓ’を単相信号ｖ_ｉｎとして受け、単相信号ｖ_ｉｎとしての信号ｖ_Ｓ’と基準周波数ω_ｎとに基づき、第４、第５又は第６実施形態で述べた方法に従って、調整後の位相θ_Ｃ、周波数ω_ｅｓｔ及び周波数変化量Δω_ｅｓｔを求める。但し、ユニット１０２において、ω_ｅｓｔ及びΔω_ｅｓｔの内の一方の導出は割愛されても良い。また、ユニット１０２で求められるΔω_ｅｓｔはΔω_ｅｓｔ２であっても良い（図１１及び図７参照）。ユニット１０２が導出した位相θ_Ｃは電流制御部１０４に送られ、ユニット１０２が導出したω_ｅｓｔ又はΔω_ｅｓｔは単独運転検出部１０７に送られる。

直流電圧制御部１０３には、信号Ｅ_ｄに加えて、直流電圧指令値Ｅ_ｄ ^＊が与えられる。直流電圧指令値Ｅ_ｄ ^＊は、直流電源としての太陽電池１２１から最大電力を得るための信号Ｅ_ｄ（換言すれば、単相インバータ回路１２２の出力電力を最大にするための信号Ｅ_ｄ）の値と合致する。直流電圧制御部１０３は、比例積分制御などを用いて信号Ｅ_ｄの値が指令値Ｅ_ｄ ^＊と一致するように有効電流指令値ｉ_ｐ ^＊を算出及び出力する。単相インバータ回路１２２の出力電流ｉ_Ｓは有効電流と無効電流から形成される（換言すれば、有効電流成分と無効電流成分から成る）。有効電流指令値ｉ_ｐ ^＊は、出力電流ｉ_Ｓを形成する有効電流の目標値に相当する。尚、後に示す無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊は（図１６参照）、出力電流ｉ_Ｓを形成する無効電流の目標値に相当する。

電流制御部１０４は、出力電流ｉ_Ｓ（インバータ回路１２２の出力電流を表す信号ｉ_Ｓ）、有効電流指令値ｉ_ｐ ^＊及び位相θ_Ｃに基づき、比例積分制御などを用いて指令値ｖ_ＳＯ ^＊を求める。加算部１０５は、ＢＰＦ１０１からの信号値ｖ_Ｓ’に指令値ｖ_ＳＯ ^＊を加算することで（即ち“ｖ_Ｓ ^＊＝（ｖ_ＳＯ ^＊＋ｖ_Ｓ’）”に従って）電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊を求め、求めた電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊をＰＷＭ回路１０６に与える。電流制御部１０４及び加算部１０５は、位相θＣを位相θとして取り扱った上で、出力電流ｉＳの有効電流成分を指令値ｉ_ｐ ^＊と一致させるための指令値ｖ_ＳＯ ^＊及びｖ_Ｓ ^＊を生成する。

ＰＷＭ回路１０６は、ＢＰＦ１０１から出力される単相インバータ回路１２２の出力電圧値（即ち、信号ｖ_Ｓ’の値）が電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊と一致するように、単相インバータ回路１２２内の各スイッチング素子を制御する。このように、制御装置１００は、電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊に応じた各スイッチング素子の制御を通じて、単相インバータ回路１２２の出力交流電流の制御を実現する。

単独運転検出部１０７は、ユニット１０２によって推定された周波数ω_ｅｓｔ又は周波数変化量Δω_ｅｓｔに基づき、単相インバータ回路１２２の単独運転状態を検出する（換言すれば、単独運転が発生しているか否かを検出する）。単独運転及び単独運転状態とは、単相インバータ回路１２２のみが負荷１３５に電力を供給している状態を指す。単独運転は、電力系統１３０側に停電が発生した場合に発生しうる。安全性確保等を目的として、単独運転の発生時には、速やかにこれを検知し、単相インバータ回路１２２の出力を停止させることが求められる。従って、検出部１０７によって単独運転が発生していると検出された場合、制御装置１００は、速やかにインバータ回路１２２の出力を停止させる。

単独運転が発生すると、単相インバータ回路１２２の出力電圧の周波数が電力系統１３０側にて定められた基準周波数ω_ｎから大きくずれうる。従って例えば、単独運転検出部１０７は、周波数ω_ｅｓｔと基準周波数ωｎを比較し、それらの差分絶対値｜ω_ｅｓｔ−ω_ｎ｜が所定の閾値ＴＨ_Ａ以上であるならば単独運転が発生していると判断する一方、差分絶対値｜ω_ｅｓｔ−ω_ｎ｜が閾値ＴＨ_Ａ未満であるならば単独運転は発生していないと判断することができる。ＴＨ_Ａ＞０である。或いは例えば、単独運転検出部１０７は、Δω_ｅｓｔの絶対値を所定の閾値ＴＨ_Ｂと比較し、Δω_ｅｓｔの絶対値が閾値ＴＨ_Ｂ以上であるならば単独運転が発生していると判断する一方、Δω_ｅｓｔの絶対値が閾値ＴＨ_Ｂ未満であるならば単独運転は発生していないと判断しても良い。ＴＨ_Ｂ＞０である。

図１５に、電流制御部１０４の例である電流制御部１０４Ａの内部ブロック図を示す。電流制御部１０４Ａは、符号１４１及び１４２によって参照される各部位を備える。

電流指令生成部１４１は、ユニット１０２からの位相θ_Ｃに基づき、位相θ_Ｃを位相θとして取り扱った上で、直流電圧制御部１０３からの有効電流指令値ｉ_ｐ ^＊を出力電流指令値ｉ_Ｓ ^＊に変換する。指令値ｉ_Ｓ ^＊は、インタータ１２２の出力電流ｉ_Ｓの目標値として機能する正弦波電流指令値である。有効電流制御部１４２は、信号ｉ_Ｓの値である出力電流値ｉ_Ｓが指令値ｉ_Ｓ ^＊と一致するように、比例積分制御などを用いて電圧指令値ｖ_ＳＯ ^＊を算出する。指令値ｖ_ＳＯ ^＊は、（ｉ_Ｓ−ｉ_Ｓ ^＊）をゼロにするために出力電圧ｖＳに追加すべき電圧量を表す。従って、加算部１０５では、上述したように“ｖ_Ｓ ^＊＝（ｖ_ＳＯ ^＊＋ｖ_Ｓ’）”により電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊を求める。

図１６に、電流制御部１０４の他の例である電流制御部１０４Ｂの内部ブロック図を示す。電流制御部１０４Ｂは、符号１５１〜１５４によって参照される各部位を備える。

座標変換部１５１は、ユニット１０２からの位相θ_Ｃに基づき、位相θ_Ｃを位相θとして取り扱った上で、信号ｉ_Ｓによって表されるインバータ回路１２２の出力電流を有効電流及び無効電流に座標変換し、これによって有効電流値ｉ_ｐ及び無効電流値ｉ_ｑを算出する。座標変換部１５１は、図７の二相信号生成部３７及び座標回転部３１と同様の構成を有する。即ち、二相信号生成部３７及び座標回転部３１において単相の電圧信号ｖ_ｉｎから二相の電圧信号ｖ_ｐ及びｖ_ｑを生成したのと同様の方法にて、座標変換部１５１は、単相の電流信号ｉＳから二相の電流信号ｉ_ｐ及びｉ_ｑを生成する。出力電流ｉ_Ｓから電流ベクトル（有効電流及び無効電流を成分として有するベクトル）を再現するため、出力電流ｉ_Ｓはベクトル量に準ずる量であると捉えることができ、従って出力電流ｉ_Ｓを出力電流ベクトルｉ_Ｓと呼ぶこともできる。出力電流ベクトルｉ_ＳはＰＱ座標系上の電流ベクトルである。

有効電流制御部１５２には直流電圧制御部１０３から有効電流指令値ｉ_ｐ ^＊が与えられ、また、無効電流制御部１５３には無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊が与えられる。制御装置１００は、指令値ｉ_ｑ ^＊にゼロを設定しておくことができる。有効電流制御部１５２及び無効電流制御部１５３は、夫々、比例積分制御などによって有効電流値ｉ_ｐ及び無効電流値ｉ_ｑが指令値ｉ_ｐ ^＊及びｉ_ｑ ^＊と一致するように電圧指定値ｖ_ｐ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を算出する。座標変換部１５４は、ユニット１０２からの位相θ_Ｃに基づき、位相θ_Ｃを位相θとして取り扱った上で、電圧指定値ｖ_ｐ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を電圧指令値ｖ_ＳＯ ^＊に変換する。加算部１０５では、上述したように“ｖ_Ｓ ^＊＝（ｖ_ＳＯ ^＊＋ｖ_Ｓ’）”により電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊を求める。座標変換部１５４及び加算部１０５を用いて求められる電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊は、式（Ｃ１）によって表現される。

上述したように、図１４の推定／位相調整ユニット１０２に、図１０、図１１又は図１２の単相信号入力装置を設けておくことができる。図１０、図１１又は図１２の単相信号入力装置で実行される、位相θ_ｅｓｔから位相θ_Ｃを生成する処理を位相調整と呼ぶ。位相調整の意義について説明する。

単相インバータ回路１２２が電力系統１３０と連系しているときには、位相調整を行っても、連系点電圧（連系点１３３及び１３４間の電圧）の周波数は電力系統１３０の出力電圧の周波数から変化せず、よって電圧ｖ_Ｓ及びｖ_Ｓ’の周波数も電力系統１３０の出力電圧の周波数から変化しない。しかしながら、停電等によって電力系統１３０からの電圧出力が停止すれば、制御装置１００の制御のみに従った電圧が連系点に現われると共に電圧検出センサ１２６に検出される。

電力系統１３０からの電圧出力が停止した状態において、連系点電圧の周波数が基準周波数ω_ｎよりも高いとき（即ちΔω＞０であるとき）、電圧信号ｖ_Ｓ’の位相θが進むように（即ちθ_ＡＪ＞０となるように）位相調整を行うと、該位相調整に従う出力電流ｉ_Ｓの位相変化を介して連系点電圧の位相が進み、連系点電圧の周波数が更に高くなる。逆に、電力系統１３０からの電圧出力が停止した状態において、連系点電圧の周波数が基準周波数ω_ｎよりも低いとき（即ちΔω＜０であるとき）、電圧信号ｖ_Ｓ’の位相θが遅れるように（即ちθ_ＡＪ＜０となるように）位相調整を行うと、該位相調整に従う出力電流ｉ_Ｓの位相変化を介して連系点電圧の位相が遅れ、連系点電圧の周波数が更に低くなる。

電力系統１３０からの電圧出力が停止した状態において（即ち単独運転状態において）、このような連系点電圧の周波数の増大又は減少が生じるように、ユニット１０２内の位相調整部４３、５３又は６３を形成しておくとよい（図１０、図１１又は図１２参照）。即ち例えば、ユニット１０２内の位相調整部４３、５３又は６３は、“｜Δω_ｅｓｔ｜≦Δω_ＴＨ”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪにゼロを設定し、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”及び“Δω_ｅｓｔ＞０”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪに正の値を設定し、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”及び“Δω_ｅｓｔ＜０”が成立するときには位相調整量θ_ＡＪに負の値を設定すると良く（第４実施形態で述べたようにΔω_ＴＨ≧０）、更に“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”の成立時、絶対値｜Δω_ｅｓｔ｜が増大するにつれて位相調整量θ_ＡＪの絶対値を増大させてもよい。但し、ユニット１０２内に図１１の位相調整部５３が設けられる場合には、Δω_ｅｓｔ２がΔω_ｅｓｔとして用いられる。

上記のような位相調整により、電力系統１３０からの電圧出力が停止した場合には（即ち単独運転が発生した場合には）、時間の経過と共に連系点電圧の周波数（即ち、電圧信号ｖ_Ｓ及びｖ_Ｓ’の周波数ω）が基準周波数ω_ｎからずれてゆくようになる。従って、単独運転検出部１０７は、ユニット１０２によって推定された周波数ω_ｅｓｔ又は周波数変化量Δω_ｅｓｔに基づき単独運転が発生しているか否かを検出することができ、位相調整によって、その検出に必要な時間（単独運転が発生した時点から単独運転が検出されるまでに必要な時間）を短縮することができる。即ち、単独運転検出を高速化することができる。

＜＜第９実施形態＞＞
本発明の第９実施形態を説明する。第８実施形態において位相調整の有益性を説明したが、位相調整の実行は必須ではない。第９実施形態では、位相調整を行わないインバータシステムを説明する。

第９実施形態のインバータシステムは、第８実施形態のインバータシステム（図１４）における推定／位相調整ユニット１０２が、次に示す推定／位相調整ユニット１０２Ａとして動作する点で相違する。

推定／位相調整ユニット１０２Ａは、図１０の二相信号生成部４１及び周波数／位相推定ユニット４２、又は、図１１の二相信号生成部５１及び周波数／位相推定ユニット５２、又は、図１２の周波数変化量推定ユニット６１及び周波数／位相推定ユニット６２を備え、ＢＰＦ１０１から単相信号ｖ_ｉｎとして入力される電圧信号ｖ_Ｓ’と基準周波数ω_ｎとに基づき、θ_ｅｓｔ、ω_ｅｓｔ及びΔω_ｅｓｔを算出及び出力する。但し、ユニット１０２Ａに図１１の二相信号生成部５１及び周波数／位相推定ユニット５２を設ける場合には、Δω_ｅｓｔ２をΔω_ｅｓｔとして取り扱うものとする。

制御装置１００の電流制御部１０４は、ユニット１０２Ａからの推定位相θ_ｅｓｔをθ_Ｃとして用いた上で、第８実施形態で述べた動作を行う。従って、制御装置１００では、位相調整の影響を受けていない電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊が生成され、結果、位相調整の影響を受けていない電流が単相インバータ回路１２２から出力される。

位相調整を行わない場合においても、位相調整を行った場合と同様に単独運転の検出は可能である。但し、位相調整の作用から理解されるように、単独運転の検出速度は位相調整を行った方が速い。また、インバータ回路１２２の出力電力と負荷１３５の消費電力が釣り合っていて電力系統１３０から負荷１３５への電力供給が無い状態（以下、バランス状態という）では、単独運転が発生しても一般にその検出が困難であるが、位相調整を行えばバランス状態においても確実に単独運転の検出が可能になる。

図１７（ａ）及び（ｂ）を参照し、バランス状態において単独運転が発生したときの各信号波形を示す。図１７（ａ）の波形７１１、７１２及び７１３は、夫々、位相調整を行わない第９実施形態のインバータシステムおける出力電圧ｖ_Ｓ、推定周波数ω_ｅｓｔ／２π及び位相調整量θ_ＡＪの信号波形（時間変化）を表している。第９実施形態のインバータシステムでは、θ_ＡＪは常にゼロであると考えることができる。図１７（ｂ）の波形７２１、７２２及び７２３は、夫々、位相調整を行う第８実施形態のインバータシステムおける出力電圧ｖ_Ｓ、推定周波数ω_ｅｓｔ／２π及び位相調整量θ_ＡＪの信号波形（時間変化）を表している。図１７（ａ）及び（ｂ）のシミュレーションでは、特定のタイミングｔ_Ａ以前においてω_ｎ／２π＝５０（Ｈｚ）の交流電圧を電力系統１３０から出力させており、且つ、特定のタイミングｔ_Ａに電力系統１３０の電圧出力を停止させることでタイミングｔ_Ａ以降において単独運転状態を実現させた。図１７（ａ）及び（ｂ）の比較から分かるように、位相調整を行えばバランス状態においても速やかに推定周波数ω_ｅｓｔが基準周波数ω_ｎからずれてゆくため、高速且つ確実に単独運転の発生を検出することができる。

＜＜第１０実施形態＞＞
本発明の第１０実施形態を説明する。図１６の電流制御部１０４Ｂを用いる場合、位相θ_Ｃに基づいてインバータ回路１２２の出力電流ベクトルｉ_Ｓが制御されるが、出力電流ベクトルｉ_Ｓの制御を介してインバータ回路１２２を制御する場合には、第８実施形態で述べた位相調整の代わりに、出力電流ｉ_Ｓの無効電流成分を調整しても良い。即ち例えば、第９実施形態のインバータシステムにおいて、電流制御部１０４を図１８の電流制御部１０４Ｃに置き換えても良い。第９実施形態のインバータシステムに、この置き換えを施したインバータシステムが、第１０実施形態に係るインバータシステムである。

電流制御部１０４Ｃは、符号１５１〜１５６によって参照される各部位を備える。無効電流調整部１５５は、第９実施形態のユニット１０２Ａにて推定されたΔω_ｅｓｔに基づき、無効電流調整量ｉ_ｑＡＧを設定する。加算部１５６は、無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊に対して無効電流調整量ｉ_ｑＡＧを加算し、加算結果を、調整後の無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊’として無効電流制御部１５３に供給する。従って、ｉ_ｑ ^＊’＝ｉ_ｑ ^＊＋ｉ_ｑＡＧ、である。

電流制御部１０４Ｃにおいて、座標変換部１５１は、第９実施形態のユニット１０２Ａからの位相θ_ｅｓｔに基づき、位相θ_ｅｓｔを位相θとして取り扱った上でインバータ回路１２２の出力電流ｉ_Ｓを有効電流及び無効電流に分解し、これによって有効電流値ｉ_ｐ及び無効電流値ｉ_ｑを算出する。θ_ｅｓｔ＝θである場合、ｉ_ｐ及びｉ_ｑは、インバータ回路１２２の出力電流ベクトルｉ_ＳのＰ軸及びＱ軸成分に一致する。

電流制御部１０４Ｃにおいて、有効電流制御部１５２及び無効電流制御部１５３は、夫々、有効電流値ｉ_ｐ及び無効電流値ｉ_ｑが指令値ｉ_ｐ ^＊及びｉ_ｑ ^＊’と一致するように比例積分制御などを用いて電圧指定値ｖ_ｐ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を算出し、座標変換部１５４は、第９実施形態のユニット１０２Ａからの位相θ_ｅｓｔに基づき、位相θ_ｅｓｔを位相θとして取り扱った上で電圧指定値ｖ_ｐ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を電圧指令値ｖ_ＳＯ ^＊に変換する。加算部１０５では、上述したように“ｖ_Ｓ ^＊＝（ｖ_ＳＯ ^＊＋ｖ_Ｓ’）”により電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊を求める。電流制御部１０４Ｃを用いた場合、座標変換部１５４及び加算部１０５を用いて求められる電圧指令値ｖ_Ｓ ^＊は、式（Ｄ１）によって表現される。

図１６の電流制御部１０４Ｂを用いる場合、調整後の位相θ_Ｃを座標変換部１５１及び１５４の演算に利用することで、図１９（ａ）に示す如く、周波数変化量Δω_ｅｓｔに応じた位相調整量θ_ＡＪだけ単相インバータ回路１２２の出力電流ベクトルｉ_Ｓの位相が進められる（又は遅らされる）。一方、図１８の電流制御部１０４Ｃを用いる場合には、図１９（ｂ）に示す如く、周波数変化量Δω_ｅｓｔに応じた電流指令値ｉ_ｑ ^＊’を無効電流制御部１５３に入力することで、出力電流ベクトルｉ_Ｓの位相が進められる（又は遅らされる）。従って、第１０実施形態においても（即ち電流制御部１０４Ｃを用いた場合においても）、第８実施形態の位相調整を行った場合と同様の作用が得られ、単独運転検出の高速化等が図られる。

無効電流調整部１５５は、“｜Δω_ｅｓｔ｜≦Δω_ＴＨ”が成立するときには無効電流調整量ｉ_ｑＡＧにゼロを設定し、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”が成立するときには無効電流調整量ｉ_ｑＡＧに正又は負の値を設定する（第４実施形態で述べたようにΔω_ＴＨ≧０）。より具体的には例えば、無効電流調整部１５５は、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”及び“Δω_ｅｓｔ＞０”が成立するときには調整量ｉ_ｑＡＧに正の値を設定し、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”及び“Δω_ｅｓｔ＜０”が成立するときには調整量ｉ_ｑＡＧに負の値を設定すると良い。更に、“｜Δω_ｅｓｔ｜＞Δω_ＴＨ”の成立時、無効電流調整部１５５は、絶対値｜Δω_ｅｓｔ｜が増大するにつれて調整量ｉ_ｑＡＧの絶対値を増大させてもよい。

尚、無効電流調整部１５５及び加算部１５６によって出力電流ｉ_Ｓの無効電流成分が調整されるが（換言すれば、無効電流指令値が調整されるが）、無効電流成分の調整は無効電力の調整と同義である。

［総括作用・効果］
上述の各実施形態に係るユニット、装置、システムの作用及び効果について考察する。

上述の各実施形態に係る単相入力信号装置では、単相信号ｖ_ｉｎ（＝ｖ_α）と、単相信号ｖ_ｉｎにフィルタ処理を施すことで得られた単相信号ｖ_βとに基づき、基準周波数ω_ｎから見た単相信号ｖ_ｉｎの周波数変化量Δωを推定することができる。単相信号のゼロクロスタイミングから単相信号の周波数及び位相を検出する従来方法では、原理上、単相信号の半周期ごとしか周波数を検出することができない。また、信号に含まれるノイズや高調波成分によってゼロクロスタイミングが容易に変化するため、ゼロクロスタイミングを利用する方法は、ノイズや高調波成分に対して脆弱である。結果、ゼロクロスタイミングを利用してΔωを検出しようとした場合には、実質的に有効な精度のΔωを得るために単相信号の複数周期分の時間が必要になる。これに対し、上述の各実施形態に係る単相入力信号装置では、単相信号の半周期ごとではなく、常時、周波数変化量Δωの推定を行うことができるため、基準周波数ωｎからの周波数ωの変動を素早く検出することができる。また、周波数ωの変動を素早く検出することができるため、単相入力信号装置による周波数変化量Δωの推定値を単独運転の検出に利用すれば（図１４参照）、ゼロクロスタイミングを用いて単独運転検出を行う場合よりも、高速に単独運転検出が可能である。

また、図６に示す如く、周波数変化量Δωの推定値に基づきフィルタ係数（ω_ｎ’）を適応的に調整することで、周波数ωや位相θの推定精度を向上させることができる（図９（ａ）及び（ｂ）参照）。尚、特開２００３−１４３８６０号公報及び特開２００６−１２９６８１号公報に記載の方法では、瞬時且つ連続的に単相信号の位相を推定することができるかもしれないが、フィルタの係数が固定されているために周波数の変動には対応できない。また、特開２００８―１４１９３５号公報に記載の方法では、位相同期器の推定周波数を利用して二相信号生成器のフィルタ係数を調整しているため、位相同期器と二相信号生成器の設計を独立して行うことができず、設計が煩雑になる。

また、図１０、図１１又は図１２に示す構成を用いて周波数変化量Δωの推定値に基づく位相調整を実行し、調整後の位相θ_Ｃを用いて電流制御を行えば（図１４、図１５及び図１６参照）、周波数ωに対して任意の位相特性を実現できる。第１０実施形態の如く（図１８参照）、無効電流成分を調整する場合も同様である。この位相特性をインバータ装置に利用すれば、単独運転時に周波数ωを能動的に基準周波数ω_ｎからシフトさせることが可能となる。即ち、単独運転の発生後、短時間で周波数ωを基準周波数ω_ｎからシフトさせることが可能となるため、単独運転の検出を高速化できる。

ゼロクロスタイミングを利用して周波数検出を行う場合でも、Δωに基づいて電流指令の位相を調整する方法が採用されうるが、この場合、ゼロクロスのタイミングでしか位相調整量を変更できないので高速な周波数シフトは困難である。これに対し、本発明の実施形態に係るインバータシステムでは、位相推定及び周波数変化量推定を常時行うことができるため、高速な周波数シフトが可能である（周波数ωを短時間で大きく基準周波数ω_ｎからずらすことができる）。この際、図１２に示す如く、位相推定にゼロクロスタイミングを利用する方式を用いても、位相調整を常時行うようにすれば高速な周波数シフトが可能である（即ち、本発明に係る周波数変化量推定方式は、ゼロクロスタイミングを利用する方式と組み合わせて用いることが可能である）。

＜＜変形等＞＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
第８〜第１０実施形態では、単相の電力系統と系統連系を行う単相のインバータ装置に対して本発明の技術が適用されているが、上述の各実施形態の技術を包含する本発明の技術を、複数相の電力系統（例えば三相の電力系統）と系統連系を行う複数相のインバータ装置（例えば三相のインバータ装置）に適用しても良い。この場合、複数相の電力系統に接続される複数相のインバータ回路からの複数相の出力電圧の内、一相分の電圧（即ち、相電圧又は線間電圧）の信号を単相信号ｖ_ｉｎと捉えて、上述の各実施形態と同様の処理を行っても良い。

［注釈２］
各実施形態において、導出されるべき全ての値の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈３］
各実施形態における演算動作を行う任意の部位を、ソフトウェアによって、或いは、ハードウェアによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって形成することができる。

［注釈４］
例えば、以下のように考えることができる。上述の各実施形態において、任意の推定ユニットを推定部又は推定装置と呼ぶこともでき（例えば、周波数変化量推定ユニットを周波数変化量推定部と呼ぶこともでき）、フィルタをフィルタ部と呼ぶこともできる。上述の単相信号入力装置の幾つかには、単相信号ｖ_ｉｎに基づいて周波数変化量Δωを推定する周波数変化量推定部、単相信号ｖ_ｉｎに基づいて位相θを推定する位相推定部、及び／又は、単相信号ｖ_ｉｎに基づいて周波数ωを推定する周波数推定部が内在している。周波数変化量推定部は、周波数変化量Δω_ｅｓｔ又はΔω_ｅｓｔ２を求める部位に相当し、位相推定部は位相θ_ｅｓｔを求める部位に相当し、周波数推定部は周波数ω_ｅｓｔを求める部位に相当する。従って、例えば、推定ユニット４２、５２又は６２（図１０、図１１又は図１２参照）は、周波数変化量推定部、位相推定部及び周波数推定部を内包しており、ユニット１０２又は１０２Ａ（図１４参照）も、周波数変化量推定部、位相推定部及び周波数推定部を内包している。

［注釈５］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ａ３）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（α、βを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このようなギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は、電子出願用ソフトウェアが実行したフォント変換によって生じたものであり、本明細書を読むに当たり、その相違は適宜無視されるべきである。

１０、２０ 周波数変化量推定ユニット
１１、２１ フィルタ
１２、２２ 乗算部
１３、２３ 直流成分抽出部
１４ 係数乗算部
３０ 位相／周波数／周波数変化量推定ユニット
３７、４１、５１ 二相信号生成部
４３、５３、６３ 位相調整部
１００、１００Ａ 制御装置
１２１ 太陽電池
１２２ 単相インバータ回路
１２５ 電流検出センサ
１２６、１２７ 電圧検出センサ
１３０ 電力系統

Claims (7)

1. 直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、
   前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、
   前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、
   前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量と、前記第１単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相とに基づいて前記推定位相の位相調整を行い、
   この位相調整を行った推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記第１及び第２単相信号の積に基づき前記周波数の変化量を推定することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 推定した前記周波数の変化量に基づいて前記基準周波数を調整し、調整した基準周波数を用いて前記第２単相信号を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記インバータ回路の単独運転が発生していると検出して前記インバータ回路の出力を停止することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のインバータ装置。
5. 前記周波数の変化量に基づき、前記電力変換回路の出力交流電流における無効電流成分を調整することを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のインバータ装置。
6. 直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の単独運転を検出した場合に前記インバータ回路を停止する前記インバータ装置において、
   前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、
   前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、
   前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記単独運転が発生していると検出することを特徴とするインバータ装置。
7. 直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、
   前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、
   前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、
   前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換することを特徴とするインバータ装置。

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