JP6756975B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、負荷電流に重畳された高調波成分による電力変換器の誤動作を防止するために、高調波成分を抑制する機能を備えた制御装置に関するものである。

整流回路等を含む負荷を電源系統に接続すると、その負荷電流には高調波成分が含まれ、この高調波成分は、電源系統に接続された電力変換器の誤動作等を引き起こす原因となる。
上記の高調波成分を低減する手段の一つとして、いわゆるアクティブフィルタが知られている。

図６は、並列型アクティブフィルタの適用例を示している。図６において、５０１は電源系統、５０２は連系リアクトル、５０３は電流検出器、５０４は負荷電流検出フィルタ（ローパスフィルタ）、５０６は電圧検出器、５０７はＰＬＬ回路、５０８はＬＣＬフィルタ、５０５は高調波発生源の負荷６００に並列に接続された並列型アクティブフィルタ、５０５ａは高調波検出回路、５０５ｂはＰＩ制御器等からなる電流制御器（ＡＣＲ）、５０５ｃはＰＷＭ信号発生回路、５０５ｄはインバータである。

この並列型アクティブフィルタ５０５では、インバータ５０５ｄの動作により系統に補償電流ｉ_Ｃを注入することにより、負荷電流ｉ_Ｓに含まれる高調波成分を抑制している。なお、高調波検出回路５０５ａは負荷電流検出フィルタ５０４の出力電流ｉ_ｓｅｎｓとＰＬＬ回路５０７からの位相角θ_１とに基づいて高調波電流指令値ｉ^＊を生成する。

しかしながら、図６の構成では、負荷電流検出フィルタ５０４や電流制御器５０５ｂの演算遅れ時間等の影響により、補償電流ｉ_Ｃの位相が負荷電流ｉ_Ｓの高調波成分に対して遅れるため、高調波成分を十分に抑制できない場合がある。
この場合の対策として、特許文献１には、補償電流ｉ_Ｃの指令値を進相させて電流制御器の演算遅れ時間を解消するようにしたアクティブフィルタ制御装置が記載されている。

図７は、特許文献１に記載されたアクティブフィルタ制御装置の構成図であり、図６における各部と同一機能に相当する部分には同一の符号を付してある。
図７において、５０９は高調波成分抽出部、５０９ａは負荷電流ｉ_Ｓを回転座標系のｄ，ｑ軸成分ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換するｄｑ変換器、５０９ｂは変圧器（電圧検出器）、５０９ｃは位相検出器、５０９ｄ，５０９ｅはｄ，ｑ軸成分ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高調波成分をそれぞれ抽出するためのハイパスフィルタ、５０９ｆは逆ｄｑ変換器、５１０はＬＣフィルタ、５１１は電流検出器、５１２は遅延部、５１３は減算器である。

上記構成において、逆ｄｑ変換器５０９ｆはハイパスフィルタ５０９ｄ，５０９ｅの出力を逆ｄｑ変換して補償電流指令値Ｉ_Ｃ ^＊を生成し、遅延部５１２は、電源電圧の一周期の位相である３６０度（２π［ｒａｄ］）から演算遅れ時間に相当する位相補正量θ_ｃｍｐを減算した値（２π−θ_ｃｍｐ）だけ補償電流指令値Ｉ_Ｃ ^＊を遅延させて新たな補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊を生成する。そして、減算器５１３により補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊と補償電流検出値Ｉ_Ｃとの偏差を求め、この偏差がゼロになるように電流制御器５０５ｂを動作させている。

図８（ａ）は、上記の補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊を演算する原理を示したものである。特許文献１では、波形ａ（補償電流指令値Ｉ_Ｃ ^＊）の位相を遅延部５１２により遅延させて波形ｂ（補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊）を得ているが、もとの波形ａが単一周波数で繰り返される場合、波形ｂは波形ａに対して位相補正量θ_ｃｍｐだけ位相が進んだように見える。
このようにして見かけ上、進相させた波形ｂ（補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊）に基づいてインバータ５０５ｄが系統に補償電流ｉ_Ｃを注入することにより、系統の高調波成分を抑制している。

国際公開第２０１４−０９１９１５号（段落［００３９］〜［００４６］、図１等）

特許文献１に記載された従来技術では、図８（ａ）に示すように、波形ａ（補償電流指令値Ｉ_Ｃ ^＊）のリアルタイムデータではなく、一周期前の波形ａのデータを用いて演算した見かけ上の進相波形ｂ（補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊）を用いて補償電流ｉ_Ｃの位相を補正している。すなわち、補償電流指令値Ｉ_Ｃ１ ^＊の基礎になるデータが最新のものではないため、位相補正の確度が十分ではないという問題がある（なお、図８（ｂ）については本発明の実施形態において説明する）。

そこで、本発明の解決課題は、電流制御器等を含む制御回路の演算遅れ時間に起因する補償電流の位相遅れを正確に補償して系統の高調波成分を確実に抑制可能とした電力変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電源系統の交流信号に含まれる任意次数の高調波成分を検出し、検出された高調波成分を抑制するための高調波補償信号を生成して前記電源系統に接続された電力変換器に指令値として与えるようにした制御装置において、
前記制御装置の内部にｄｑ直交回転座標を定義し、前記ｄｑ直交回転座標のｄ軸の位相を前記電源系統の位相とし、かつ、ｄ軸に直交する方向の軸をｑ軸とすると共に、
前記電源系統の交流信号のｄ軸成分及びｑ軸成分から直流成分を除去して任意次数の高調波成分を抽出する高調波抽出手段と、
前記高調波抽出手段により抽出した高調波成分の位相をγ軸の位相とし、かつ、γ軸に直交する方向の軸をδ軸としたγδ直交回転座標において、抽出された高調波成分のγ軸成分から求めた位相補正ベクトルをδ軸に加算してδ軸成分を求め、前記γ軸成分及び前記δ軸成分を、前記γ軸成分のベクトルより位相が進んだ補償信号ベクトルの各成分として出力する位相調整演算手段と、
前記位相調整演算手段から出力された各成分を座標変換して前記高調波補償信号を生成する手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した制御装置において、前記位相調整演算手段の動作によって生じた高調波振幅誤差を補正する振幅補正手段を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換器の制御装置において、前記位相調整演算手段の出力信号の座標変換によって生じた高調波振幅誤差を補正する振幅補正手段を備えたものである。

本発明においては、任意次数の高調波成分に同期した回転座標変換を行い、その結果に所望の位相補正量に応じた位相補正ベクトルを加算して高調波補償信号の位相を補正する。
これにより、従来技術に比べて、高調波補償信号の一層正確な位相補正を可能にし、電源系統に存在する高調波成分を確実に抑制して電力変換器の誤動作等を防止することができる。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 第１実施形態における位相調整演算器の動作を説明するためのベクトル図である。 第１実施形態におけるγδ変換前のｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分の関係を示す図である。 第１実施形態におけるγδ変換結果の説明図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 並列型アクティブフィルタの適用例を示す図である。 特許文献１に記載された従来技術の構成図である。 補償電流指令値の演算原理を示す図であり、図８（ａ）は特許文献１によるもの、図８（ｂ）は本発明の実施形態によるものである。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
なお、以下の実施形態は、負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓが電源系統の基本波成分とＮ次高調波成分とを含んでいる場合のものである。また、以下では電流検出値の位相を補正する場合について説明するが、本発明は電圧検出値の位相を補正する場合にも適用可能である。

図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
図１において、ｄｑ変換器１は、三相の負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓをｄ軸，ｑ軸負荷電流Ｉ_Ｓｄ，Ｉ_Ｓｑに座標変換する。ｄ軸及びｑ軸は直交回転座標を構成する制御軸であり、ｄ軸の位相は系統電圧位相θ_ｖｓに等しくとり、ｑ軸はｄ軸から９０°進み方向の軸とする。このｄ，ｑ軸上では、負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓの基本波成分が直流成分、高調波成分が（Ｎ−１）次の交流成分となる。なお、ｄｑ変換器１では、ｃｏｓ・ｓｉｎ演算器７により求めたｃｏｓθ_ｖｓ，ｓｉｎθ_ｖｓが座標変換に用いられる。

高調波抽出器２は、ｄ軸，ｑ軸負荷電流Ｉ_Ｓｄ，Ｉ_Ｓｑに含まれる直流成分を除去し、ｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑをそれぞれ抽出する。
γδ変換器３は、ｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑをγ軸，δ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１γ，Ｉ_Ｓｈ１δに座標変換する。γ軸及びδ軸も直交回転座標を構成する制御軸であり、γ軸の位相は高調波負荷電流Ｉ_{Ｓｈ１γδ}（Ｉ_Ｓｈ１γ，Ｉ_Ｓｈ１δのベクトル和）の位相とし、δ軸はγ軸から９０°進み方向の軸とする。よって、高調波負荷電流Ｉ_{Ｓｈ１γδ}はγ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１γのみとなり、δ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１δは零となる。このγδ軸変換器３の機能については、後に詳述する。

位相調整演算器４は、位相補正ベクトル演算器４ａ及び加算器４ｂの作用により、γ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１γとδ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１δ（＝０）と位相補正量θ_ｃｍｐとから位相補正用のδ軸電流成分Ｉ_βδを求める。ここで、位相補正量θ_ｃｍｐは、予め測定された電流制御器（ＡＣＲ）等の制御回路の演算遅れ時間に相当する補正量である。

図２は、位相調整演算器４の動作を説明するためのベクトル図である。
位相調整演算器４は、γ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１γ（＝Ｉ_{Ｓｈ１γδ}）をそのままγ軸電流成分Ｉ_βγとして出力すると共に、位相補正ベクトル演算器４ａが数式１によって求めた位相補正ベクトル（δ軸ベクトル）Ｉ_αδを加算器４ｂによってδ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１δ（＝０）に加算することにより、δ軸電流成分Ｉ_βδ（＝Ｉ_αδ）を出力する。
［数１］
Ｉ_αδ＝Ｉ_Ｓｈ１γ×ｔａｎθ_ｃｍｐ
これにより、図２に示す如く、Ｉ_Ｓｈ１γ（＝Ｉ_βγ）より位相補正量θ_ｃｍｐだけ位相が進んだ補償信号ベクトルＩ_βγδ（Ｉ_βγ，Ｉ_βδの合成ベクトル）を生成することができる。

逆γδ変換器５は、入力されたγ軸，δ軸電流成分Ｉ_βγ，Ｉ_βδをｄ軸，ｑ軸負荷電流Ｉ_βｄ，Ｉ_βｑに変換する。この演算は、γδ変換器３とは逆の処理によって行う。
更に、逆ｄｑ変換器６では、ｃｏｓ・ｓｉｎ演算器８により求めたｃｏｓθ_ｖｓ，ｓｉｎθ_ｖｓを用いて、逆γδ変換器５から出力されたｄ軸，ｑ軸負荷電流Ｉ_βｄ，Ｉ_βｑを、高調波補償信号としての三相の高調波補償電流ｉ_ｃｍｐに変換する。この演算は、ｄｑ変換器１とは逆の処理によって行う。
なお、高調波補償電流ｉ_ｃｍｐは、図示されていないインバータに対して出力電流指令値として与えられる。

次に、前述したγδ変換器３の動作を説明する。
図３は、γδ変換前のｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑの関係を示し、図４は、γδ変換結果を示している。

図３より、ｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑは（Ｎ−１）次の交流となり、Ｉ_Ｓｈ１ｄはＩ_Ｓｈ１ｑに対して位相がＴ／４（ＴはＩ_Ｓｈ１ｄの周期）だけ進んでいる。すなわち、ｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑは、図４に示すように、ｄｑ軸上を負荷電流高調波角周波数ω_ｈと系統電圧角周波数ω_ｓとの差分の角周波数で回転するベクトルと考えることができる。また、このベクトルの余弦、正弦は、それぞれｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑによって代替することができる。

従って、数式２の演算を行うことにより、ｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑを高調波負荷電流位相θ_ｈｄｑに同期したγ軸，δ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１γ，Ｉ_Ｓｈ１δに変換することができる。

ここで、図８（ｂ）は、本実施形態による補償電流指令値の演算原理を示す図である。図８（ｂ）において、波形ａがｄ軸，ｑ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑからなるベクトルＩ_{Ｓｈ１ｄｑ}に相当し、波形ａをγδ変換器３により回転座標変換して得たベクトルＡがγ軸，δ軸負荷電流高調波成分Ｉ_Ｓｈ１γ，Ｉ_Ｓｈ１δからなるベクトルＩ_{Ｓｈ１γδ}に相当する。前述した位相調整演算器４の動作は、ベクトルＡの位相を位相補正量θ_ｃｍｐだけ進めてベクトルＢ、すなわちγ軸，δ軸電流成分Ｉ_βγ，Ｉ_βδからなる補償信号ベクトルＩ_βγδを求めており、ベクトルＢに相当するＩ_βγδを逆γδ変換器５により逆変換してｄ，ｑ軸負荷電流Ｉ_βｄｑを求めることが波形ｂ’を得ることに相当している。

このようにして得た図８（ｂ）の波形ｂ’は、波形ａに対して位相がθ_ｃｍｐだけ進んでいる。すなわち、従来技術として説明した図８（ａ）との比較から明らかなように、この実施形態では、Ｉ_{Ｓｈ１ｄｑ}（波形ａ）のリアルタイムデータを用いて回転座標変換、進相処理、逆変換することによって補償信号ベクトルＩ_βγδ（波形ｂ’）を得ることができ、このＩ_βγδを逆ｄｑ変換して最終的に高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを求めることができる。
このため、従来技術に比べて、演算遅れ時間に影響されることなく正確に系統の高調波を補償することが可能である。

次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図５は、第２実施形態の構成を示すブロック図であり、図１における各部と同一機能を有する部分には同一の符号を付してある。
この第２実施形態は、図１の第１実施形態に対して、位相補正処理により発生する振幅誤差を補正するための第１振幅補正器９，第２振幅補正器１０を逆γδ変換器５の前後に設けたものである。

まず、第１振幅補正器９では、前述した位相調整演算器４による処理によって発生する振幅誤差を補正する。位相調整演算器４では、図２から明らかなように、演算後の補償信号ベクトルＩ_βγδは演算前のベクトルＩ_{Ｓｈ１γδ}に比べて振幅が大きくなる。この振幅の増加率は、数式３によって求められる。
［数３］
増加率＝√｛(Ｉ_Ｓｈ１γ ^２＋Ｉ_βδ ^２)／Ｉ_Ｓｈ１γ ^２｝
よって、第１振幅補正器９において、上記増加率の逆数を補償信号ベクトルＩ_βγδに乗算してベクトルＩ_β１γδの各成分Ｉ_β１γ，Ｉ_β１δを生成することにより、振幅誤差を補正している。

次に、第２振幅補正器１０の機能を説明する。
γδ変換演算と逆γδ変換演算では、ｄｑ軸高調波負荷電流Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑの振幅に応じて、変換後のベクトルの振幅が増減する。変換前と変換後のベクトルの振幅の増減率は、数式４によって求めることができる。

従って、上記の増減率の逆数の２乗を、逆γδ変換器５から出力されるベクトルＩ_β１ｄｑの各成分Ｉ_β１ｄ，Ｉ_β１ｑに乗算して各成分Ｉ_β２ｄ，Ｉ_β２ｑ（ベクトルＩ_β２ｄｑ）を生成することにより振幅誤差を補正し、これらの成分Ｉ_β２ｄ，Ｉ_β２ｑを逆ｄｑ変換器６に入力して高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを求めることとした。

本発明は、交流／直流変換または直流／交流変換を行う各種の電力変換器の制御装置として利用することができる。

１：ｄｑ変換器
２：高調波抽出器
３：γδ変換器
４：位相調整演算器
４ａ：位相補正ベクトル演算器
４ｂ：加算器
５：逆γδ変換器
６：逆ｄｑ変換器
７，８：ｃｏｓ・ｓｉｎ演算器
９：第１振幅補正器
１０：第２振幅補正器

Claims (3)

1. 電源系統の交流信号に含まれる任意次数の高調波成分を検出し、検出された高調波成分を抑制するための高調波補償信号を生成して前記電源系統に接続された電力変換器に指令値として与えるようにした制御装置において、
   前記制御装置の内部にｄｑ直交回転座標を定義し、前記ｄｑ直交回転座標のｄ軸の位相を前記電源系統の位相とし、かつ、ｄ軸に直交する方向の軸をｑ軸とすると共に、
   前記電源系統の交流信号のｄ軸成分及びｑ軸成分から直流成分を除去して任意次数の高調波成分を抽出する高調波抽出手段と、
   前記高調波抽出手段により抽出した高調波成分の位相をγ軸の位相とし、かつ、γ軸に直交する方向の軸をδ軸としたγδ直交回転座標において、抽出された高調波成分のγ軸成分から求めた位相補正ベクトルをδ軸に加算してδ軸成分を求め、前記γ軸成分及び前記δ軸成分を、前記γ軸成分のベクトルより位相が進んだ補償信号ベクトルの各成分として出力する位相調整演算手段と、
   前記位相調整演算手段から出力された各成分を座標変換して前記高調波補償信号を生成する手段と、
   を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記位相調整演算手段の動作によって生じた高調波振幅誤差を補正する振幅補正手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記位相調整演算手段の出力信号の座標変換によって生じた高調波振幅誤差を補正する振幅補正手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。

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