JP6848622B2 - 電力変換器及びその制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器及びその制御装置に係り、特に、交流電源系統に接続された負荷によって発生する高調波電流を電力変換器の動作により低減するための技術に関するものである。

整流回路等を含む負荷を交流電源系統に接続した場合、負荷電流には高調波電流が含まれる。この高調波電流は、交流電源系統に接続された電力変換器等、各種の電気機器の誤動作やノイズの発生原因となる。
この高調波電流を低減する一つの手段として、いわゆるアクティブフィルタが知られている。

図４は、従来の並列型アクティブフィルタの適用例を示している。
図４において、１０１は交流電源、１０２は連系リアクトル、１０３は電圧検出器、１０４は系統電圧の位相θ_１を検出するＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路、１０５は負荷電流ｉ_Ｓを検出する電流検出器、１０６は整流器等を含む高調波負荷、１０７は補償するべき高調波成分を含む負荷電流ｉ_ｓｅｎｓを抽出する負荷電流検出フィルタ、１０８はＬＣＬフィルタ、１１０は並列型アクティブフィルタである。

並列型アクティブフィルタ１１０は、前記位相θ_１及び負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓに基づいて高調波電流指令ｉ^＊を生成する高調波検出回路１１１と、高調波電流指令ｉ^＊に従って電圧指令を生成する電流制御器１１２と、上記電圧指令に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを生成するＰＷＭ回路１１３と、高調波負荷１０６に対して並列に接続され、かつ、ＰＷＭパルスに従ってオン・オフされる半導体スイッチング素子を備えたインバータ等の電力変換器１１４と、により構成されている。
この並列型アクティブフィルタ１１０は、負荷電流ｉ_Ｓに含まれる高調波成分を打ち消す電流ｉ_Ｃを流すように電力変換器１１４を制御することで、交流電源１０１側に流れる高調波電流を抑制している。

しかし、図４の回路では、負荷電流ｉ_Ｓの検出遅れ時間や高調波検出回路１１１における制御演算の遅れ時間からなるむだ時間により、高調波電流指令ｉ^＊は負荷電流ｉ_Ｓの高調波成分に対して位相遅れが生じ、両者の間に誤差が発生する。このため、高調波電流指令ｉ^＊に従ってインバータ１１４が系統に電流ｉ_Ｃを注入しても、高調波電流に対する十分な抑制効果が得られないという問題があった。

これに対し、上記のむだ時間による位相遅れを補償する従来技術として、例えば特許文献１に開示されているように、座標変換手段の基準位相を補正する技術が公知となっている。
図５は、この特許文献１に記載された半導体電力変換装置の全体的なブロック図であり、その動作の概要を以下に説明する。

まず、交流電源系統２０１には整流器等を含む負荷２０３が接続されている。電流検出器２０２により検出された三相の負荷電流は、ｄｑ制御部２１０内のｄｑ変換手段２１４により、基準位相（ωｔ＋φ）を用いて回転座標変換され、ｄ軸電流成分、ｑ軸電流成分に分離される。なお、基準位相（ωｔ＋φ）は、電圧検出器２０４に接続された位相検出手段２１１により検出されている。

ｄｑ変換手段２１４から出力されたｄ軸電流成分、ｑ軸電流成分は、高調波成分を除去するフィルタ２１５，２１６を介して逆ｄｑ変換手段２１７に入力され、基準位相（ωｔ＋φ＋δ）を用いて三相の電流指令値に変換される。この電流指令値は電流制御器２２１により電圧指令値に変換され、後続のＰＷＭ回路２２３から出力されるゲートパターン（ＰＷＭパルス）により電力変換器２２４の半導体スイッチング素子がオン・オフされる。なお、２２５は連系用の変圧器、２２２は電流検出器である。

上記構成において、逆ｄｑ変換手段２１７に入力される基準位相（ωｔ＋φ＋δ）は、位相検出手段２１１が検出した位相（ωｔ＋φ）と補正位相設定器２１２により設定された補正位相δとを加算器２１３により加算して求められる。上記の補正位相δを、電流検出器２０２による検出遅れやｄｑ制御部２１０における制御演算の遅れに起因するむだ時間を考慮して設定することにより、ｄｑ制御部２１０が生成する電流指令値はむだ時間による位相遅れを補償したものとなり、制御誤差なく電力変換器２２４を運転することができる。

特開２００８−２３４２９８号公報（段落［００１０］〜［００３３］、図１等）

しかし、特許文献１に記載された技術により、不特定次数の高調波成分に対して位相遅れを補償するには、補正位相δが高調波成分の次数に応じて変化するため、この次数を求めるための演算装置が必要である。一般的に、高調波成分の次数を求める演算手段としてはＦＦＴ（高速フーリエ変換）が知られているが、ＦＦＴの演算には高速の演算装置や大容量のメモリが必要になるため、制御装置のコストが上昇するという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、ＦＦＴ等の演算手段を用いずにむだ時間による位相遅れを補償して交流電源系統の高調波成分を低減可能とした電力変換器及びその制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る電力変換器の制御装置は、交流電源系統に接続された電力変換器を制御する制御装置であって、前記交流電源系統の交流信号に含まれる任意次数の高調波成分を検出し、検出された高調波成分を抑制するための高調波補償信号を生成して前記電力変換器に指令値として与えるようにした制御装置において、
前記制御装置内部に、前記交流電源系統と同期した位相を持つｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄｑ直交回転座標を定義し、前記交流信号を前記ｄｑ直交回転座標上で座標変換して基本波成分と高調波成分とに分離するｄｑ変換手段と、
前記ｄｑ変換手段の出力から前記基本波成分を除去して前記高調波成分を抽出する高調波抽出手段と、
前記制御装置内部に、前記高調波成分と同期した位相を持つγ軸とこのγ軸に直交するδ軸とからなるγδ直交回転座標を定義し、前記高調波成分を前記γδ直交回転座標上で座標変換することにより、前記高調波成分の初期位相を除去する高調波軸座標変換手段と、
前記ｄｑ直交回転座標の正回転時の基準位相を逆回転時の基準位相に対して第１の補正量に応じた位相だけ遅らせる第１の位相補正手段と、
前記γδ直交回転座標の正回転時の基準位相を逆回転時の基準位相に対して第２の補正量に応じた位相だけ遅らせる第２の位相補正手段と、
前記高調波軸座標変換手段の出力を前記ｄｑ直交回転座標上で逆変換して前記高調波補償信号を生成する手段と、を備え、
前記第１の補正量と前記第２の補正量とを等しくすることにより、むだ時間に起因して前記交流信号の検出値と前記高調波補償信号との間に生じる位相遅れを補償することを特徴とする。

請求項２に係る電力変換器の制御装置は、請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、前記むだ時間は、前記ｄｑ変換手段以降の制御演算による遅れ時間を含むことを特徴とする。

請求項３に係る電力変換器の制御装置は、請求項１または２に記載した電力変換器の制御装置において、前記むだ時間は、前記交流信号の検出処理の遅れ時間を含むことを特徴とする。

請求項４に係る電力変換器の制御装置は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、前記高調波軸座標変換手段の入力信号の振幅と出力信号の振幅との誤差を補正する手段を備えたことを特徴とする。

請求項５に係る電力変換器は、請求項１〜４の何れか１項に記載の制御装置により生成される高調波補償信号を指令値として半導体スイッチング素子をオン・オフし、前記交流信号に含まれる高調波成分を低減するように動作することを特徴とする。

本発明によれば、高速の演算装置や大容量のメモリを用いることなく、負荷電流に含まれる高調波成分を低コストかつ高精度に低減することができる。
これにより、交流電源系統に接続された各種電気機器の誤動作やノイズの発生を防止することができる。

本発明の第１実施形態に係る制御装置の主要部を示すブロック図である。 図２（Ａ）はｄｑ変換器及び逆ｄｑ変換器の基準位相信号の相互関係を示す図、図２（Ｂ）はγδ変換器及び逆γδ変換器の基準位相信号の相互関係を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の主要部を示すブロック図である。 従来の並列型アクティブフィルタの適用例を示す図である。 特許文献１に記載された半導体電力変換装置の全体的なブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、本発明の第１実施形態に係る制御装置の主要部を示すブロック図である。この制御装置は、例えば、図５におけるｄｑ制御部２１０に代えて設けられるものであり、交流電源系統から取得した三相の負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓに基づいて負荷電流の高調波成分を低減するための高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを生成し、この高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを電流指令値として、図示されていない電流制御器等を介して電力変換器に与える機能を有している。
なお、負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓには系統電圧の基本波成分とＮ次の高調波成分とが含まれているものとする。

図１において、ｄｑ変換器１は、むだ時間補償器６（第１の位相補正手段）から入力される基準位相信号ａを用いて、三相の負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓをｄ軸，ｑ軸の負荷電流Ｉ_Ｓｄ，Ｉ_Ｓｑに座標変換する。ここで、ｄ軸，ｑ軸は直交回転座標を構成しており、ｄ軸の位相は、系統電圧位相ω_１ｔからα_１だけ遅れた（ω_１ｔ−α_１）とし、ｑ軸はｄ軸から９０°進み方向の軸とする。
なお、１１は系統電圧位相ω_１ｔからｓｉｎω_１ｔ，ｃｏｓω_１ｔを演算してむだ時間補償器６に出力するｓｉｎ／ｃｏｓ演算器である。
ω_１は系統電圧の基本波角周波数であり、ｄ軸の初期位相α_１については後述する。ｄｑ直交回転座標では、基本波成分が直流、高調波成分が（Ｎ−１）次の交流となる。

高調波抽出器２は、ｄ軸，ｑ軸の負荷電流Ｉ_Ｓｄ，Ｉ_Ｓｑに含まれる直流成分を除去し、ｄ軸，ｑ軸の高調波電流Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑを抽出する。
γδ変換器３は、むだ時間補償器７（第２の位相補正手段）から入力される基準位相信号ｃを用いて、ｄ軸高調波電流Ｉ_Ｓｈ１ｄ（高調波電流ベクトルＩ_{Ｓｈ１ｄｑ}のｃｏｓ成分），ｑ軸高調波電流Ｉ_Ｓｈ１ｑ（同じくＩ_{Ｓｈ１ｄｑ}のｓｉｎ成分）をγ軸，δ軸の高調波電流Ｉ_Ｓｈ１γ，Ｉ_Ｓｈ１δに座標変換する。
なお、γ，δ軸は直交回転座標を構成しており、γ軸の位相は（ω_２−ω_１）ｔ−α_２とし、δ軸はγ軸から９０°進み方向の軸とする。ここで、ω_２は系統電圧の高調波角周波数であり、γ軸の初期位相α_２については後述する。

逆γδ変換器４は、基準位相信号ｄ（Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑ）を用いて、γ軸，δ軸の高調波電流Ｉ_Ｓｈ１γ，Ｉ_Ｓｈ１δをｄ軸，ｑ軸の補償電流Ｉ_β１ｄ，Ｉ_β１ｑに座標変換する。γ軸の位相はω_２ｔとし、δ軸はγ軸から９０°進み方向の軸とする。

逆ｄｑ変換器５は、ｓｉｎ／ｃｏｓ演算器１２から出力される基準位相信号ｂを用いて、ｄ軸，ｑ軸の補償電流Ｉ_β１ｄ，Ｉ_β１ｑを三相の補償電流ｉ_ｃｍｐに座標変換する。ｄ軸の位相は系統電圧位相ω_１ｔと等しく、ｑ軸はｄ軸から９０°進み方向の軸とする。

上記構成において、ｄｑ変換器１及び逆ｄｑ変換器５を基本波軸座標変換手段Ａと呼び、γδ変換器３及び逆γδ変換器４を高調波軸座標変換手段Ｂと呼ぶものとする。

次に、前述したｄ軸の初期位相α_１及びγ軸の初期位相α_２の求め方を、図２を用いて説明する。
図２（Ａ）は、ｄｑ変換器１の基準位相信号ａのｃｏｓ成分（以下、単に基準位相信号ａという）と逆ｄｑ変換器５の基準位相信号ｂのｃｏｓ成分（以下、単に基準位相信号ｂという）との関係を示す図である。図示するように、基準位相信号ａは基準位相信号ｂに対して時間（言い換えれば位相）σだけ遅れているものとする。

ｄｑ変換器１の基準位相信号ａは、系統電圧位相ω_１ｔに同期しているので、ｄ軸の初期位相α_１は数式１のようになる。
［数１］
α_１＝ω_１×σ
数式１によれば、α_１／ω_１＝σであり、このα_１／ω_１は請求項における第１の補正量に相当する。

図２（Ｂ）は、γδ変換器３の基準位相信号ｃのｃｏｓ成分（以下、単に基準位相信号ｃという）と逆γδ変換器４の基準位相信号ｄのｃｏｓ成分（以下、単に基準位相信号ｄという）との関係を示す図である。図示するように、γδ変換器３の基準位相信号ｃは、逆γδ変換器４の基準位相信号ｄに対して時間σだけ遅れているものとする。
ここで、図２（Ｂ）は図２（Ａ）に対して時間軸を拡大して表示してあり、実際の時間σは図２（Ａ），（Ｂ）で等しい。

γδ変換器３の基準位相信号ｃは、高調波成分（Ｎ−１次（ω_２−ω_１））に同期しているので、γ軸の初期位相α_２は数式２のようになる。
［数２］
α_２＝（ω_２−ω_１）×σ
数式２によれば、α_２／（ω_２−ω_１）＝σであり、このα_２／（ω_２−ω_１）は請求項における第２の補正量に相当する。

上述したようにこの実施形態では、ｄｑ変換及びγδ変換における正回転時の基準位相信号ａ，ｃを、逆回転時の基準位相信号ｂ，ｄに対して、それぞれ時間σだけ遅らせている。これにより、任意次数の高調波成分の、むだ時間による位相遅れを補償できることを以下に説明する。

まず、三相の系統電圧をｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗとすると、これらは数式３のように表される。

数式３において、Ｖは系統電圧の実効値、ω_１は基本波角周波数である。

次に、負荷電流は基本波成分と高調波成分との和であるから、基本波成分の位相をω_１ｔ＋φ_１、高調波成分の位相をω_２ｔ＋φ_２とすると、三相の負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓ（Ｒ相：ｉ_ａ，Ｓ相：ｉ_ｂ，Ｔ相：ｉ_ｃとする）は、数式４によって表される。

数式４において、Ｉ_１は負荷電流の基本波成分の実効値、Ｉ_２は負荷電流の高調波成分の実効値、ω_２は高調波角周波数、φ_１は基本波成分の初期位相、φ_２は高調波成分の初期位相である。

また、三相の負荷電流を、αβ軸直交固定座標上のα軸負荷電流ｉ_α，β軸負荷電流ｉ_βにより表現すると、数式５のようになる。

次に、数式５に示したα軸，β軸の負荷電流ｉ_α，ｉ_βをｄ軸，ｑ軸により座標変換したｄ軸，ｑ軸の負荷電流ｉ_Ｓｄ，ｉ_Ｓｑは、数式６のようになる。ここで、ｄｑ変換の基準位相は、前述したように系統電圧位相ω_１ｔからα_１だけ遅れたものとする。

図１に示したｄｑ変換器１は、上述した数式４〜数式６の処理を行う。

次に、図１の高調波抽出器２により、ｉ_Ｓｄ，ｉ_Ｓｑから直流成分を取り除いて抽出されるｄ軸，ｑ軸の高調波電流ｉ_Ｓｈ１ｄ，ｉ_Ｓｈ１ｑは、数式７のようになる。

また、ｄ軸，ｑ軸の高調波電流ｉ_Ｓｈ１ｄ，ｉ_Ｓｈ１ｑをγδ変換器３により座標変換したγ軸，δ軸の高調波電流ｉ_Ｓｈ１γ，ｉ_Ｓｈ１δは、数式８のようになる。ここで、γδ変換の基準位相は、ｉ_Ｓｈ１ｄ，ｉ_Ｓｈ１ｑの位相からα_２だけ遅れたものとする。

この数式８を数式７と比較すると、座標変換後のγ軸、δ軸の高調波電流ｉ_ｓｈ１γ，ｉ_ｓｈ１δでは高調波成分の初期位相φ_２が除去されていることが分かる。

そして、γ軸，δ軸の高調波電流ｉ_Ｓｈ１γ，ｉ_Ｓｈ１δを逆γδ変換器４により座標変換したｄ軸，ｑ軸の補償電流ｉ_β１ｄ，ｉ_β１ｑは、数式９のようになる。ここで、逆γδ変換の基準位相は、ｉ_Ｓｈ１ｄ，ｉ_Ｓｈ１ｑの位相と等しくする。このため、数式９における逆γδ変換の変換行列には、数式７に示したｉ_Ｓｈ１ｄ，ｉ_Ｓｈ１ｑをそのまま代入する。

最後に、ｄ軸，ｑ軸の補償電流ｉ_β１ｄ，ｉ_β１ｑを逆ｄｑ変換器５に入力して逆ｄｑ変換を行い、Ｎ次の高調波成分を低減するための三相の高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを演算する。
逆ｄｑ変換器５において、ｄ軸，ｑ軸の補償電流ｉ_β１ｄ，ｉ_β１ｑをαβ軸で逆座標変換して得られるα軸，β軸の高調波負荷電流ｉ_Ｓ２α，ｉ_Ｓ２βは、数式１０のようになる。なお、α軸の基準位相は系統電圧位相ω_１ｔと同じとする。

上記の高調波負荷電流ｉ_Ｓ２α，ｉ_Ｓ２βは、数式１０に数式１，数式２を代入することにより、数式１１となる。

逆ｄｑ変換器５は数式１０，数式１１の演算により得たα軸，β軸の高調波負荷電流ｉ_Ｓ２α，ｉ_Ｓ２βを二相／三相変換し、三相の高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを出力する。この補償電流ｉ_ｃｍｐは、例えば図５に示すごとく電流指令値として電流制御器に送られ、ＰＷＭ回路を介して電力変換器の半導体スイッチング素子を駆動することにより、負荷電流の高調波成分を低減させるような電流を交流電源系統に流すことができる。

上述した数式１１によれば、α軸，β軸の高調波負荷電流ｉ_Ｓ２α，ｉ_Ｓ２βを、数式５に示したα軸，β軸の負荷電流ｉ_α，ｉ_βの高調波成分に対して時間σだけ進めることができる。
すなわち、本実施形態では、ｄｑ変換及びγδ変換における正回転時の基準位相信号を逆回転時の基準位相信号に対して時間σだけ遅らせることで、むだ時間による位相遅れを抑制する高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを生成し、この補償電流ｉ_ｃｍｐを電流指令値として電力変換器を運転することで、交流電源系統に流れる電流の高調波成分を低減させることが可能である。

なお、本実施形態では、制御演算の遅れに起因したむだ時間による位相遅れを補償しているが、前述したように、電流の検出遅れやケーブルによる信号遅延のむだ時間による位相遅れをまとめて補償することができる。

次に、本発明の第２実施形態を図３に基づいて説明する。図３において、図１と同一の部分には同一の番号を付して説明を省略する。
図３に示すように、第２実施形態では、逆γδ変換器４と逆ｄｑ変換器５との間に振幅補正器８が設けられている。この振幅補正器８は、補償電流Ｉ_β１ｄ，Ｉ_β１ｑの振幅を高調波電流Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑに基づいて補正し、補償電流Ｉ_β２ｄ，Ｉ_β２ｑとして出力する。

すなわち、高調波軸座標変換手段Ｂ（γδ変換器３及び逆γδ変換器４）による処理では、数式１１から判るように、γδ変換器３に入力される高調波電流Ｉ_Ｓｈ１ｄ，Ｉ_Ｓｈ１ｑからなる電流ベクトルＩ_{Ｓｈ１ｄｑ}の振幅と、逆γδ変換器４から出力される補償電流Ｉ_β１ｄ，Ｉ_β１ｑからなる電流ベクトルＩ_β１ｄｑの振幅との間に誤差が生じ、電流ベクトルＩ_β１ｄｑの振幅は電流ベクトルＩ_{Ｓｈ１ｄｑ}の振幅より大きくなる。この場合の振幅の増加率は、数式１２によって求めることができる。
［数１２］
増加率＝Ｉ_Ｓｈ１ｄ ^２＋Ｉ_Ｓｈ１ｑ ^２

よって、図３の振幅補正器８では、この増加率の逆数を電流ベクトルＩ_β１ｄｑに乗算することにより振幅を補正したＩ_β２ｄｑを生成し、その後にＩ_β１ｄ，Ｉ_β１ｑに分離して逆ｄｑ変換器５に出力することで、高調波軸座標変換手段Ｂの入力信号の振幅と出力信号の振幅との誤差を補正することができる。

以上のように、第１実施形態及び第２実施形態では、高調波成分の次数に関係なく高調波成分のむだ時間による位相遅れを補償することができるため、高調波成分の次数を検出するためにＦＦＴ等の演算を行う必要がなく、高速の演算装置や大容量のメモリ等を不要にしてコストの低減に寄与することが可能である。

また、本発明は、負荷電流検出値ｉ_ｓｅｎｓに基づいて高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを生成する機能を備えた制御装置だけでなく、上記の高調波補償電流ｉ_ｃｍｐを電流指令値として半導体スイッチング素子をオン・オフさせ、交流電源系統に高調波補償電流を注入するインバータ等の電力変換器も含むものである。

１：ｄｑ変換器
２：高調波抽出器（高調波抽出手段）
３：γδ変換器
４：逆γδ変換器
５：逆ｄｑ変換器
６：むだ時間補償器（第１の位相補正手段）
７：むだ時間補償器（第２の位相補正手段）
８：振幅補正器（振幅補正手段）
１１，１２：ｓｉｎ／ｃｏｓ演算器
Ａ：基本波軸座標変換手段
Ｂ：高調波軸座標変換手段

Claims (5)

1. 交流電源系統に接続された電力変換器を制御する制御装置であって、前記交流電源系統の交流信号に含まれる任意次数の高調波成分を検出し、検出された高調波成分を抑制するための高調波補償信号を生成して前記電力変換器に指令値として与えるようにした制御装置において、
   前記制御装置内部に、前記交流電源系統と同期した位相を持つｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄｑ直交回転座標を定義し、前記交流信号を前記ｄｑ直交回転座標上で座標変換して基本波成分と高調波成分とに分離するｄｑ変換手段と、
   前記ｄｑ変換手段の出力から前記基本波成分を除去して前記高調波成分を抽出する高調波抽出手段と、
   前記制御装置内部に、前記高調波成分と同期した位相を持つγ軸とこのγ軸に直交するδ軸とからなるγδ直交回転座標を定義し、前記高調波成分を前記γδ直交回転座標上で座標変換することにより、前記高調波成分の初期位相を除去する高調波軸座標変換手段と、
   前記ｄｑ直交回転座標の正回転時の基準位相を逆回転時の基準位相に対して第１の補正量に応じた位相だけ遅らせる第１の位相補正手段と、
   前記γδ直交回転座標の正回転時の基準位相を逆回転時の基準位相に対して第２の補正量に応じた位相だけ遅らせる第２の位相補正手段と、
   前記高調波軸座標変換手段の出力を前記ｄｑ直交回転座標上で逆変換して前記高調波補償信号を生成する手段と、
   を備え、
   前記第１の補正量と前記第２の補正量とを等しくすることにより、むだ時間に起因して記交流信号の検出値と前記高調波補償信号との間に生じる位相遅れを補償することを特徴とする電力変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記むだ時間は、前記ｄｑ変換手段以降の制御演算の遅れ時間を含むことを特徴とする電力変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記むだ時間は、前記交流信号の検出処理の遅れ時間を含むことを特徴とする電力変換器の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記高調波軸座標変換手段の入力信号の振幅と出力信号の振幅との誤差を補正する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載の制御装置により生成される高調波補償信号を指令値として半導体スイッチング素子をオン・オフし、前記交流信号に含まれる高調波成分を低減するように動作することを特徴とする電力変換器。

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