JP4905777B2 - 交流交流直接変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子のオンオフにより、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の制御装置に関する。

この種の交流交流直接変換器としては、マトリクスコンバータが知られており、以下では、マトリクスコンバータを例にとってその制御装置の構成及び動作を説明する。
まず始めに、図８はマトリクスコンバータの主回路構成図である。図８において、Ｒ，Ｓ，Ｔは三相電力系統などに接続される交流入力端子（入力相も同じ記号で示す）、Ｕ，Ｖ，Ｗは負荷が接続される交流出力端子（出力相も同じ記号で示す）であり、これらの入出力端子間に、電流を双方向に制御可能な双方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｗが接続されている。マトリクスコンバータは、大容量のエネルギーバッファを持たず、双方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｗを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御して交流入力電圧を直接切り出すことにより、任意の振幅、周波数を有する交流出力電圧を得ている。

図９は、上記マトリクスコンバータの制御装置のブロック図である。
マトリクスコンバータの制御方式は種々存在するが、ここでは、図１１に示すようにＰＷＭ制御される仮想の整流器１００及びインバータ２００を仮想直流中間コンデンサ３００を介して組み合わせたシステムを想定し、マトリクスコンバータを構成する各半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を作成する方式を例にとって説明する。なお、図１１において、Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒは仮想整流器１００を構成する半導体スイッチング素子、Ｓ_１〜Ｓ_６は仮想インバータ２００を構成する半導体スイッチング素子である。

図９において、まず、仮想整流器指令演算手段２１及び仮想インバータ指令演算手段２３では、それぞれ従来の整流器、インバータと全く同様の方法で、仮想整流器１００の入力電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊及び仮想インバータ２００の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。スイッチングパターン演算手段部２２，２４では、上記入力電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊及び出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、仮想整流器１００及び仮想インバータ２００を構成する各スイッチング素子Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒ，Ｓ_１〜Ｓ_６のスイッチングパターン（オンオフ指令）をそれぞれ演算する。

なお、図１０は仮想インバータ指令演算手段２３の構成を示すブロック図であり、ここでは、一般的なＶ／ｆ一定制御を適用した場合の構成例である。
図１０において、周波数指令ｆ^＊が入力されると、Ｖ／ｆ一定制御手段２３１により、ｄ−ｑ回転座標系のｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊が演算されて出力される。回転座標変換手段２３２では、周波数指令ｆ^＊を位相演算手段２３３により積分して得た位相指令θ^＊を用いて両電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を回転座標変換することにより、三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を出力する。

指令合成手段２５では、仮想整流器１００及び仮想インバータ２００のスイッチングパターンを合成する。例えば、図１１において仮想整流器１０内のスイッチング素子Ｓ_１ｒと仮想インバータ２００内のスイッチング素子Ｓ_２とがオンしている状態は、入力側のＲ相と出力側のＶ相とが接続された状態に他ならない。この状態は、図８に示したマトリクスコンバータにおいてＲ−Ｖ間に接続された双方向スイッチＳ_ｒｖがオンしていることに相当している。

このような考えに基づいて以下の数式１の演算を行うことにより、仮想整流器１００及び仮想インバータ２００の各スイッチング素子Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒ，Ｓ_１〜Ｓ_６のスイッチングパターンから、マトリクスコンバータの双方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｗのスイッチングパターンを一意的に得ることができる。

数式１におけるＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｗ及びＳ_１ｒ〜Ｓ_６ｒ，Ｓ_１〜Ｓ_６は、対応する同一符号の双方向スイッチまたはスイッチング素子のスイッチング関数を示しており、各双方向スイッチまたはスイッチング素子がオンの場合は「１」、オフの場合は「０」となる。
この制御方式は、従来の整流器及びインバータの制御をそのまま適用できるため、実現が容易である。この種の技術は、例えば非特許文献１に開示されている。

ところで、図８に示したマトリクスコンバータは、三相交流電圧を双方向スイッチにより直接スイッチングして三相交流電圧を出力しているので、ＰＷＭ制御により出力できる電圧の範囲は、図１２に示す六相交流の包絡線範囲内（以下ではＰＷＭ可能範囲ともいう）となる。従って、所望の出力電圧が得られる出力電圧指令の範囲は、図１２に網かけ部分として示すように、最大で電源電圧の０．８６６倍となる。
電源電圧の０．８６６倍を超えない範囲であれば、以下に述べる出力電圧の歪みは発生せず、正弦波出力が可能である。しかし、常に正弦波出力をするような制御を行うと、特に負荷として電動機を用いる場合には、出力電流が増加して装置容量の増大等を招くため、電源電圧の利用率を高めてその０．８６６倍を超える過変調領域での電圧出力が要求される場合がある。
しかるに、電源電圧の０．８６６倍を超える電圧を出力する場合には、前記ＰＷＭ可能範囲の制約から、図１２の太線で示すように出力電圧に歪みが生じる。この歪みには、出力周波数の奇数倍成分だけでなく、入出力の周波数で決まるマトリクスコンバータ特有の低周波成分が含まれている。

マトリクスコンバータの負荷として電動機が接続されている場合、上記出力電圧の歪みによってトルクの脈動が発生し、騒音発生や電動機を破壊する原因になる。特に、入力周波数以下の低周波成分によるトルク脈動は、その影響が顕著に現れる。
上記の点に鑑み、従来では、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧が必要な過変調領域において、電力変換器の入力電圧に応じて磁束を弱めて端子電圧を抑制する制御方法により、端子電圧に歪みを発生させることなく電動機の運転を可能にしている。この種の技術は、例えば、非特許文献２や特許文献１により公知となっている。

伊東淳一ほか５名，「キャリア比較方式を用いた仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの制御法」，」電気学会論文誌Ｄ部門，１２４巻５号，２００４年，ｐ.４５７−ｐ.４６３ 佐藤以久也ほか５名，「マトリックスコンバータの電動機駆動性能改善に関する研究」，電気学会半導体電力変換研究会 論文ＳＰＣ−０４−７５，２００４年， 特開平５−２６０７６２号公報（［００１０］，［００１２］，［００１４］〜［００２０］、図１等）

非特許文献２や特許文献１に開示されている従来技術を用いれば、電力変換器の出力電圧の歪みを抑制してその波形を正弦波状に制御できるため、電動機の回転ムラや騒音発生を防止することが一応可能である。
しかし、磁束を弱める分だけトルク電流が増加する結果、電動機の損失が増加して異常過熱を起こすため、余裕を見込んで容量の大きな電動機が必要となり、システムとしてのコスト上昇につながるという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力させる場合においても、非特許文献２や特許文献１のように磁束を弱める方法を用いることなく出力電圧の歪みやを低周波のトルク脈動を低減し、更に出力電流の増加を抑制可能とした交流交流直接変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子のオンオフにより、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記変換器の出力電流から、直交する２軸の電流成分の少なくとも一方の成分または出力電流ベクトルの絶対値を演算する手段と、この手段による演算結果に含まれる脈動成分を検出する手段と、検出した前記脈動成分を低減させるように前記変換器の出力電圧の位相を補正する手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、半導体スイッチング素子のオンオフにより、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記変換器の出力電流から、直交する２軸の電流成分の少なくとも一方の成分または出力電流ベクトルの絶対値を演算する手段と、この手段による演算結果に含まれる脈動成分を検出する手段と、検出した前記脈動成分を低減させるように前記変換器の出力電圧の周波数を補正する手段と、を備えたものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、前記脈動成分を検出する手段がハイパスフィルタであることを特徴とする。

本発明によれば、直交する２軸の電流成分の少なくとも一方の成分または出力電流ベクトル絶対値に含まれる脈動成分を検出し、その検出信号を基に出力電圧の位相や周波数を補正することにより、交流交流直接変換器から電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力させる場合に発生する直接変換器固有の低周波の出力電圧歪みを低減することができる。
特に、直接変換器により電動機を駆動する場合、低周波のトルク脈動を発生させることなく、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力可能であるため、電圧利用率を向上させて出力電流の増加も抑制可能である。また、その結果として、容量に余裕を見込んだ電動機を用いる必要がなくなるため、交流交流直接変換器を用いた電力変換システムを安価に実現することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
なお、以下の実施形態は、図９と同様にマトリクスコンバータと等価なものとして想定した仮想整流器及び仮想インバータに対する各スイッチングパターンを合成して各スイッチング素子のスイッチングパターンを生成する制御装置である。
図１は請求項１の発明に相当する本発明の第１実施形態を示しており、図９の仮想インバータ指令演算手段２３の内部構成を改良したものである。ここで、図１０と同一の構成要素には同一の番号を付すものとする。

図１において、周波数指令ｆ^＊からｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を演算する点については、従来の図１０と全く同一である。
本実施形態における特徴的な部分は、マトリクスコンバータ等の直接変換器から検出した出力相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗと位相演算手段２３３から出力される位相指令θ^＊とを回転座標変換手段２３５に入力し、直交する２軸電流成分の一方であるｑ軸電流ｉ_ｑを演算する。そして、位相補正量演算手段２３６において、ｑ軸電流ｉ_ｑから脈動成分を検出し、出力電圧の位相指令θ^＊に対する補正量θ_ｃｍｐを得る点である。この補正量θ_ｃｍｐは、加算手段２３７において位相指令θ^＊に加算され、加算結果である位相指令（θ^＊＋θ_ｃｍｐ）を回転座標変換手段２３２に与えることにより、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する。

図２は、上記位相補正量演算手段２３６の構成を示すブロック図であり、ｑ軸電流ｉ_ｑを脈動成分検出手段２３６ａに入力して低周波の脈動成分のみを検出する。脈動成分検出手段２３６ａの構成としては、例えばバンドパスフィルタが挙げられる。検出した脈動成分を加減算手段２３６ｂにより目標値の０から減じ、その偏差に対してゲイン乗算手段２３６ｃにより所定のゲインを乗じることにより、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分を０とするような位相補正量θ_ｃｍｐを得ることができる。
上記構成によれば、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分についてフィードバックループが形成されることになり、上記補正量θ_ｃｍｐを含む位相指令（θ^＊＋θ_ｃｍｐ）を用いて回転座標変換手段２３２が三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を生成することにより、直接変換器の出力電流の脈動成分が低減される。

従って、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力する場合でも出力電圧の歪みを低減可能であり、特に、交流交流直接変換器に固有の低周波の出力歪みを低減することができる。また、変換器により電動機を駆動する場合に低周波のトルク脈動を発生させないという利点がある。

次に、ベクトル図を用いて、本実施形態の作用効果を説明する。
まず、図３は、従来技術（例えば非特許文献１）の過変調領域における変換器の出力電流ベクトルの挙動を示している。変換器の負荷である電動機の２次磁束軸（Ｍ軸）と制御上の回転座標系におけるｄ軸とは常に一致していると仮定すると、変調領域（図１２に網かけ部分として示したように、出力電圧が電源電圧の０．８６６倍を超えない領域）においては、トルクが一定であれば電流ベクトルも一定である。

しかし、過変調領域においては出力電流ベクトル（ｉ_１ｂまたはｉ_１ｃとして示す）が脈動するため、その軌跡は図３に示すように楕円軌道を描く。本実施形態では、前述した如く直接変換器の出力電圧の位相指令を補正することにより、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分を低減させてその大きさを平均値ｉ_{ｑ ａｖｅ}に近付けるように動作させる。
なお、図３において、ｉ_{１ ａｖｅ}はｉ_ｄ，ｉ_ｑの平均値ｉ_{ｄ ａｖｅ}，ｉ_{ｑ ａｖｅ}のベクトル和としての出力電流ベクトルの平均値を示す。

一方、図４（ａ）は、ｑ軸電流ｉ_ｑが平均値ｉ_{ｑ ａｖｅ}よりも大きい場合の挙動を示している。ここでは、本実施形態を適用する前、すなわち出力電圧の位相指令を補正する前の出力電流ベクトルをｉ_１ｃと仮定する。
この状態で本実施形態を適用すると、図１，図２に示した位相補正量演算手段２３６は位相指令θ^＊を減少させるような補正量θ_ｃｍｐを演算して出力する。この操作により、Ｍ軸と一致していたｄ軸はＭ軸に対して遅れるようになり、その結果、出力電流ベクトルは回転座標の回転方向と逆方向に回転してｉ_１ｃ ^＊に変化する。

また、図４（ｂ）のように出力電流ベクトルがｉ_１ｂであり、ｑ軸電流ｉ_ｑが平均値ｉ_{ｑ ａｖｅ}よりも小さい場合は、位相補正量演算手段２３６が位相指令θ^＊を増加させるような補正値θ_ｃｍｐを演算して出力する。この操作により、Ｍ軸と一致していたｄ軸はＭ軸に対して進むようになり、その結果、出力電流ベクトルは回転座標の回転方向と同一方向に回転してｉ_１ｂ ^＊に変化する。

以上のように、本実施形態によれば、ｑ軸電流ｉ_ｑが平均値ｉ_{ｑ ａｖｅ}に近付くように位相指令θ^＊を補正するので、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動分つまりトルク脈動を抑制することが可能である。なお、この実施形態では出力電圧の制御にＶ／ｆ一定制御を適用した場合を述べたが、ベクトル制御適用時にも有効であることは言うまでもない。

また、ｑ軸電流ｉ_ｑのほかにも、ｄ軸電流ｉ_ｄや出力電流ベクトルの絶対値（＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２））にも、ｑ軸電流ｉ_ｑに含まれる脈動成分と同一周波数の成分が含まれる。よって、ｉ_ｄまたは√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２）を用いて、全く同様の手段により位相補正量θ_ｃｍｐを演算することも可能である。
図５は、本発明の第２実施形態として、出力電流ベクトルの絶対値を用いて位相補正量θ_ｃｍｐを演算する場合のブロック図であり、回転座標変換手段２３５から出力されるｉ_ｄ，ｉ_ｑを用いて絶対値演算手段２３８が出力電流ベクトルの絶対値（＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２））を演算し、この絶対値を用いて位相補正量演算手段２３６が位相補正量θ_ｃｍｐを演算するように構成されている。

次に、図６は請求項２に相当する本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。
図１と異なるのは、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分から周波数補正量演算手段２３９により演算した周波数補正量ｆ_ｃｍｐを加減算手段２３７にて出力電圧の周波数指令ｆ^＊に加算する点である。周波数補正量演算手段２３９は図２と全く同様の構成で実現可能であり、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分から出力電圧周波数の補正量ｆ_ｃｍｐを出力する。そして、周波数指令ｆ^＊に補正量ｆ_ｃｍｐを加算した真の出力電圧周波数指令（ｆ^＊＋ｆ_ｃｍｐ）を位相演算手段２３４に入力して最終的な出力電圧の位相指令θ^＊＊を得る。
回転座標変換演算手段２３２では、この位相指令θ^＊＊を用いて回転座標変換を行うことにより、三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を出力する。

この実施形態では直接変換器の出力電圧の周波数を操作しているが、このことは出力電圧の位相を操作していることと等価であり、第１，第２実施形態と同様の効果を得ることができる。また、周波数補正量ｆ_ｃｍｐの演算には、前記同様にｄ軸電流ｉ_ｄまたは出力電流ベクトル絶対値（＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２））を用いても良い。

ところで、本発明により最大の効果を得るためには、ｑ軸電流、ｄ軸電流、または出力電流ベクトル絶対値に含まれる低周波の脈動成分のみを正確に検出することが重要である。そのためには、図１，図５の位相補正量演算手段２３６や図６の周波数補正量演算手段２３９において、入力信号の脈動成分を検出するためのフィルタに検出遅れがないこと、検出対象となる脈動成分以外を完全に除去できることが要求される。

上記目的を達成するためには、前述したようにバンドパスフィルタが適しているが、脈動成分の周波数は入出力の周波数により変化するため、条件に応じて異なる通過帯域を持つバンドパスフィルタが必要となる。しかし、出力周波数に応じて通過帯域が変化するようなバンドパスフィルタは構造が非常に複雑になり、実現性が低い。
以下の第４実施形態はこの点を改善するものである。

図７は、請求項３に相当する本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。ここではｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分を検出する場合について説明するが、ｄ軸電流、または出力電流ベクトル絶対値の脈動成分を検出する場合にも適用可能であるのは言うまでもない。
図７において、直流分除去手段２３６ｄは、ｑ軸電流ｉ_ｑの直流分のみを除去するものであり、例えばハイパスフィルタなどで実現可能である。そして、この直流分のみを除去した信号から、図２と同様の方法によって位相補正量θ_ｃｍｐまたは周波数補正量ｆ_ｃｍｐを演算する。

ハイパスフィルタのカットオフ周波数をごく低周波数に設定しておけば、低減したい低周波成分に対するフィルタによる検出遅れの影響が無視できるため、トルク脈動の低減は可能である。一方、過変調領域において、ｑ軸電流ｉ_ｑには、マトリクスコンバータ固有の低周波成分の他に、出力周波数の５次・７次成分などに起因する高周波成分が含まれる。そのため、直流分除去手段２３６ｄとしてハイパスフィルタを用いる場合には、固有の低周波成分以外も検出することになる。しかし、バンドパスフィルタのようにフィルタのカットオフ周波数を運転条件に応じて変更する必要がないため、実現が非常に容易であるという利点を有する。

本発明の第１実施形態の主要部を示すブロック図である。 図１における位相補正量演算手段の構成を示すブロック図である。 従来技術の過変調領域における出力電流ベクトルの挙動を示す図である。 本発明の第１実施形態における出力電流ベクトルの挙動を示す図である。 本発明の第２実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。 マトリクスコンバータの主回路構成図である。 マトリクスコンバータの従来の制御装置のブロック図である。 図９における仮想インバータ指令演算手段の構成を示すブロック図である。 仮想整流器／インバータシステムの構成図である。 マトリクスコンバータの過変調時における出力電圧波形図である。

符号の説明

１００：仮想整流器
２００：仮想インバータ
２３１：Ｖ／ｆ一定制御手段
２３２，２３５：回転座標変換手段
２３３，２３４：位相演算手段
２３６：位相補正量演算手段
２３６ａ：脈動成分検出手段
２３６ｂ，２３７：加減算手段
２３６ｃ：ゲイン乗算手段
２３６ｄ：直流分除去手段
２３８：絶対値演算手段
２３９：周波数補正量演算手段
３００：仮想直流中間コンデンサ
Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｗ：双方向スイッチ
Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒ，Ｓ_１〜Ｓ_６：半導体スイッチング素子

Claims (3)

1. 半導体スイッチング素子のオンオフにより、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
   前記変換器の出力電流から、直交する２軸の電流成分の少なくとも一方の成分または出力電流ベクトルの絶対値を演算する手段と、
   この手段による演算結果に含まれる脈動成分を検出する手段と、
   検出した前記脈動成分を低減させるように前記変換器の出力電圧の位相を補正する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
2. 半導体スイッチング素子のオンオフにより、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
   前記変換器の出力電流から、直交する２軸の電流成分の少なくとも一方の成分または出力電流ベクトルの絶対値を演算する手段と、
   この手段による演算結果に含まれる脈動成分を検出する手段と、
   検出した前記脈動成分を低減させるように前記変換器の出力電圧の周波数を補正する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   前記脈動成分を検出する手段がハイパスフィルタであることを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
   
   

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