JP2006280063A - 交流交流直接電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御性能や安定性を悪化させずに負荷等の損傷を防止することができる安価な制御装置を提供する。
【解決手段】大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置において、マトリクスコンバータ４０の電源側に接続されたフィルタリアクトルＬｆの電源側電圧を検出する検出手段１０１と、この検出手段１０１による電圧検出値に基づいてマトリクスコンバータ４０の入力電流指令を演算する演算手段１０２と、前記入力電流指令に応じてマトリクスコンバータ４０の出力電圧を制御するための出力電圧指令演算手段１０３、ＰＷＭパターン演算手段１０４、マトリクスコンバータパルス生成手段１０５と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する電力変換器において、この変換器を制御するための入力電圧の検出方法に特徴を有する制御装置に関するものである。

マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースで入力電流を制御できるために電力回生が可能であって電源高調波を抑制できるという特徴があり、その制御装置では、入力電圧を検出して入力電流及び出力電圧を所定値に制御している。

ここで、図９は、マトリクスコンバータの入力電圧に基づいて入力電流指令を演算する従来技術を示しており、例えば非特許文献１に記載されているものである。
図９において、１０は三相交流電源、２０はインダクタンスＬ_ｓにて表した系統インダクタンス、３０はリアクトルＬ_ｆ及びコンデンサＣ_ｆからなる入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５０は誘導電動機等の負荷、６０は制御装置である。なお、系統インダクタンス２０は、系統に設置されたトランスの漏れインダクタンスや配線インダクタンスによるものである。

上記制御装置６０は、図１０に示すように構成されている。
すなわち、電圧検出手段６１は、図９における検出端（マトリクスコンバータ４０の各相入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ）の電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔを検出し、この電圧検出値ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔを直交２軸の静止座標上の電圧検出値ｖ_α，ｖ_βに変換する。入力電流指令演算手段６２は、電圧検出値ｖ_α，ｖ_βと瞬時有効電力指令ｐ^＊及び瞬時無効電力指令ｑ^＊を用いて、例えば特願２００４−８０３０２号（本件出願時において、未だ出願公開されていない）に開示されている手法により、数式１に従って直交２軸の静止座標上で表した入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を演算し、これらを三相各相の入力電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊に変換する。

出力電圧指令演算手段６３は、入力電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊及び速度指に基づいてマトリクスコンバータ４０の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。
ＰＷＭパターン演算手段６４は、出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と三角波キャリアとを比較して、マトリクスコンバータ４０を構成する半導体スイッチング素子のオンオフパターン（ＰＷＭパターン）を演算する。

一方、マトリクスコンバータ４０では、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンにおいて入力端の短絡と出力端の開放とを同時に防止するため、各スイッチング素子のパルスパターンにオンディレイ時間（オンを遅らせる時間）及びオフディレイ時間（オフを遅らせる時間）を設ける必要がある。
図１１は、マトリクスコンバータの入力側の二相（Ｒ，Ｓ相）と出力側の一相（Ｕ相）との間に接続された交流スイッチＳ_１，Ｓ_２の回路図、図１２は、交流スイッチＳ_１，Ｓ_２及びこれらを構成するＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｓ_１ａ，Ｓ_１ｂ，Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂに対するパルスパターンの一例を示している。
いま、Ｒ相とＵ相との間に接続されている交流スイッチＳ_１と、Ｓ相とＵ相との間に接続されている交流スイッチＳ_２とのオンオフパターンについて考える。

スイッチング素子Ｓ_１ａ，Ｓ_１ｂが共にオンの状態から、スイッチング素子Ｓ_２ａ，Ｓ_２ｂをオンするまでのパルスパターン（以下、転流パターンという）について説明する。
まず、時刻ｔ_１でスイッチング素子Ｓ_２ｂをオンし、次に時刻ｔ_２でＳ_１ａをオフし、時刻ｔ_３でＳ_２ａをオンし、時刻ｔ_４でＳ_１ｂをオフする。このような転流パターンにより、スイッチング素子Ｓ_１ａ，Ｓ_２ａの同時オンによる入力端の短絡は発生せず、さらに全てのスイッチング素子がオフして出力端が開放され、転流経路が消失する期間が存在しないため、スイッチング素子の故障を防ぐことができる。
上記の転流パターンは、Ｒ相、Ｓ相の入力電圧の大小関係に基づいて転流パターンを決定しているため、電圧転流と呼ばれている。

図１０におけるマトリクスコンバータパルス生成手段６５は、電圧検出手段６１から取り込んだ入力電圧の大小関係に基づいて上述したような転流パターンを付加し、マトリクスコンバータ４０の各スイッチング素子を駆動するオンオフパターンを生成している。

Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, "Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System", IEEE, 2003, p.2059-2065

図９に示したように、制御装置６０の入力電圧の検出位置をマトリクスコンバータ４０の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔとすると、系統インダクタンス２０が装置容量に対して無視できない場合に制御系の安定性が悪化する。制御系が不安定になると入力電流が発振し、マトリクスコンバータ４０の損傷のみならず、系統に接続されているトランス等の損傷も招き好ましくない。
また、安定性を改善するためにフィルタを設けると、安定性は改善するが、マトリクスコンバータ４０に入力される電圧位相と制御に用いる電圧検出値の位相との間に乖離が生じて出力電圧の制御性能が悪化すると共に、装置の体積増加やコストの上昇を招く。更に、コンバータ４０の出力側に電動機等が接続されている場合にはトルクリプルや回転むらが発生し、電動機の過熱、効率低下等を引き起こすことになる。

そこで本発明の解決課題は、制御性能や安定性を悪化させずに負荷等の損傷を防止することができる安価な制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置において、
前記変換器の電源側に接続されたフィルタリアクトルの電源側電圧を検出する検出手段と、この検出手段による電圧検出値に基づいて前記変換器の入力電流指令を演算する演算手段と、前記入力電流指令に応じて前記変換器の出力電圧を制御する手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記変換器の入力端の短絡及び出力端の開放を防ぐ半導体スイッチング素子の転流シーケンスを作成するために使用する電圧を、前記変換器と前記フィルタリアクトルとの間から検出するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
前記検出手段による電圧検出値の位相を前記変換器に入力される電圧の位相と同一になるように調節する位相調節手段を有するものである。

請求項１に記載した発明によれば、フィルタリアクトルの電源側から検出したほぼ正弦波状の電圧を用いて入力電流指令を演算することにより、制御系の安定性を改善することができる。
また、請求項２に記載した発明によれば、転流シーケンスの作成に用いる電圧の検出位置を請求項１における入力電流指令演算用の電圧検出位置と分離することにより、請求項１の効果に加えて、変換器の入力電圧の実際値と検出値との位相差をなくして半導体スイッチング素子の短絡や開放を防止することができる。
請求項３に記載した発明によれば、入力電流指令を演算するための電圧の位相を変換器の入力電圧の実際値の位相と一致させることにより、請求項１の効果に加えて、出力電圧の制御性能を改善し、負荷への悪影響を防止することができる。
以上のように本発明によれば、外部フィルタ等を付加することもなく、制御系の安定性や出力電圧の制御性能を確保し、しかも変換器入力端の短絡や出力端の開放によるスイッチング素子の故障、負荷への悪影響を防止し得る安価な制御装置を提供することが可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す構成図である。図９と同一の部分については説明を省略し、異なる部分のみを説明すると、図９、図１０ではマトリクスコンバータ４０の入力端子（以下、コンバータ入力端子ともいう）Ｒ，Ｓ，Ｔから検出した電圧を用いて制御装置６０により入力電流指令を演算していたが、本実施形態では、フィルタリアクトルＬ_ｆの電源側端子（以下、フィルタ入力端子という）Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０から検出した電圧を用いて制御装置１００により入力電流指令を演算している。

図２は、制御装置への入力電圧の検出点の違いによる電圧位相の関係をＲ相について示した図である。
マトリクスコンバータ４０に実際に入力される電圧は、図１におけるコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧であるが、入力フィルタ３０の影響により、端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧とフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０の電圧とは位相が異なっている。すなわち、図２に示すように、コンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧はフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０の電圧に比べて位相が遅れている。
出力電圧制御性能の観点からは、入力電流指令をマトリクスコンバータ４０への実際の入力電圧、つまりコンバータ端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧から演算する方が望ましいが、実際には、端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧はマトリクスコンバータ４０がＰＷＭ制御を行っているためパルス状の高調波を多く含んだ波形であるのに対し、フィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０の電圧は入力フィルタ３０により平滑されるため正弦波状の電圧となる。

図３は、系統インダクタンス２０が存在する際に、前述した数式１によって入力電流指令を演算した場合の入力電圧検出点の相違による特性方程式の位相余有を、系統リアクタンス（電源角周波数を系統インダクタンスに乗じた値）の比率に応じて示したものである。
この図３において、ａは、図１のようにフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０の電圧を用いて制御した場合の特性であり、ｂは、図９のようにコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧を用いて制御した場合である。横軸は、系統リアクタンスの、コンバータ４０のインピーダンス（定格電圧を定格電流で除した値）に対する割合を示しており、横軸に沿って右側に進むほど系統リアクタンスが大きい状態である。縦軸は特性方程式の位相余有であって安定性の指標を示しており、値が大きいほど安定性が高い。

図３より、特性ｂでは、系統リアクタンスがコンバータ４０のインピーダンスの約０．２５％を超えると位相余有がゼロとなり、安定性が確保できないことが分かる。一方、特性ａでは、０．８％を超える範囲まで位相余有が確保できており、入力電圧をフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０にて検出する方が安定した制御を行えることが分かる。

図４は、図１の制御装置１００の構成を示すブロック図である。
電圧検出手段１０１は、フィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０にて検出した各相の電圧ｖ_ｒ０，ｖ_ｓ０，ｖ_ｔ０を直交２軸の静止座標上の電圧検出値ｖ_α，ｖ_βに変換し、入力電流指令演算手段１０２は、これらの電圧検出値ｖ_α，ｖ_βと瞬時有効電力指令ｐ^＊、瞬時無効電力指令ｑ^＊とを用いて、数式１により入力電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊を演算する。また、出力電圧指令演算手段１０３は、上記入力電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊からマトリクスコンバータ４０の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。以降の構成及び動作は図９と同様であるため、説明を省略する。

次に、図５は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、図６は図５の制御装置１００Ａの構成を示すブロック図である。
この実施形態では、図６に示すように、入力電流指令の演算に用いる電圧ｖ_ｒ０，ｖ_ｓ０，ｖ_ｔ０をフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０から検出し、転流シーケンスにおいて電圧の大小関係を比較するための電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔをコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔから検出している。すなわち、用途に応じて電圧検出端を分離するものである。

転流シーケンスは、マトリクスコンバータ４０に入力される電圧の大小関係に基づいてスイッチング素子のオンオフを切り替えるため、電圧検出値と電圧実際値との間に位相差が存在すると実際の電圧の大小関係が検出値通りにならなくなり、スイッチング素子の短絡や開放を引き起こす恐れがある。従って、転流シーケンスの作成に用いる電圧検出値としては、実際のマトリクスコンバータ４０の入力電圧を用いる方がよい。
この点に鑑み、本実施形態では、入力電流指令を演算するための電圧検出手段１０１の入力電圧をフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０から検出し、転流シーケンスの作成に用いる入力電圧をコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔから電圧検出手段１０６により検出する。これにより、第１実施形態と同様に入力電流指令の作成に当たって制御の安定性を確保できるほか、実際のマトリクスコンバータ４０の入力電圧を転流シーケンスの作成に用いることによってスイッチング素子の短絡、開放を防止することが可能である。

図７は、本発明の第３実施形態における制御装置の構成を示すブロック図であり、この実施形態においても、入力電流指令の演算に用いる電圧ｖ_ｒ０，ｖ_ｓ０，ｖ_ｔ０をフィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０から検出し、転流シーケンスの作成に用いる電圧ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔをコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔから検出する。
更にこの実施形態では、電圧検出手段１０１の出力値の位相角を位相調節手段１０７により補正している。このように位相角を補正することで、検出電圧の位相角を実際のマトリクスコンバータ４０に入力される電圧の位相角と同一にして入力電流指令を演算し、出力電圧の制御性能を向上させるものである。

図８は、図７における位相調節手段１０７の構成を示している。
図７の電圧検出手段１０１は、フィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０から検出した電圧を直交する交流２軸成分の電圧ｖ_α０，ｖ_β０に変換する。図８における位相演算手段１０７ａは、電圧ｖ_α０，ｖ_β０から数式２に基づいて入力位相角θを演算する。

本実施形態では、数式２により求めた入力位相角θに加算手段１０７ｃにて調整位相角Δθを加算することにより、補正後の位相角θ’を求めるが、調整位相角Δθは、入力フィルタ３０による位相遅れを考慮して数式３により演算する。

また、交流２軸成分の電圧ｖ_α０，ｖ_β０を座標変換手段１０７ｂにより入力位相角θで座標変換し、一度直流成分電圧ｖ_ｄ０，ｖ_ｑ０を求めてから、座標変換手段１０７ｄによりθ’で再度座標変換すれば、簡単な演算によってもとの電圧ｖ_α０，ｖ_β０から位相補正後の電圧ｖ_α０’，ｖ_β０’が求められる。この電圧ｖ_α０’，ｖ_β０’を用いて入力電流指令を演算することにより、入力フィルタ３０を介したコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧と同一位相の電圧に基づいて入力電流指令を演算することができ、出力電圧制御性能の悪化を防いで制御の安定性も確保することができる。
なお、この実施形態は、第１実施形態にも適用可能であり、図示しないが、図４の電圧検出手段１０１の出力側に設けた位相調節手段１０７の出力電圧を入力電流指令演算手段１０２及びマトリクスコンバータパルス生成手段１０５に入力すればよい。

また、本実施形態において、位相調節手段１０７では入力位相角θを位相演算手段１０７ａにより数式２に基づいて演算しているが、ＰＬＬを用いて入力位相角θを演算してもよい。更に、位相調節手段１０７の構成は種々考えられるが、フィルタ入力端子Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０の電圧の位相角をコンバータ入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧の位相角と同一に補正するものであれば、いかなる構成であっても良い。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。 入力電圧の検出点の相違に起因した入力フィルタによる位相遅れを示す図である。 入力電圧の検出点の相違による系の特性方程式の位相余有を示す図である。 図１における制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示す構成図である。 図５における制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における制御装置の構成を示すブロック図である。 図７における位相調節手段の構成を示すブロック図である。 従来技術の構成図である。 図９における制御装置の構成を示すブロック図である。 マトリクスコンバータの入力側二相と出力側一相との間に接続された交流スイッチの回路図である。 図１１における交流スイッチ及び各スイッチング素子に対するパルスパターンの一例を示す図である。

符号の説明

１０：三相交流電源
２０：系統インダクタンス
３０：入力フィルタ
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
１００，１００Ａ：制御装置
１０１，１０６：電圧検出手段
１０２：入力電流指令演算手段
１０３：出力電圧指令演算手段
１０４：ＰＷＭパターン演算手段
１０５：マトリクスコンバータパルス生成手段
１０７：位相調節手段
１０７ａ：位相演算手段
１０７ｂ，１０７ｄ：座標変換手段
１０７ｃ：加算手段
Ｒ_０，Ｓ_０，Ｔ_０：フィルタ入力端子
Ｒ，Ｓ，Ｔ：コンバータ入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：出力端子
Ｌ_ｆ：フィルタリアクトル
Ｃ_ｆ：フィルタコンデンサ

Claims (3)

1. 大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記変換器の電源側に接続されたフィルタリアクトルの電源側電圧を検出する検出手段と、
   この検出手段による電圧検出値に基づいて前記変換器の入力電流指令を演算する演算手段と、
   前記入力電流指令に応じて前記変換器の出力電圧を制御する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記変換器の入力端の短絡及び出力端の開放を防ぐ半導体スイッチング素子の転流シーケンスを作成するために使用する電圧を、前記変換器と前記フィルタリアクトルとの間から検出することを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記検出手段による電圧検出値の位相を前記変換器に入力される電圧の位相と同一になるように調節する位相調節手段を有することを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。

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