JP4407215B2 - 交流−交流直接変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
なお、図8において、50sはマトリクスコンバータ50を構成する双方向スイッチ(例えば、それぞれ2個の半導体スイッチング素子を逆並列接続して構成される)、R,S,Tは交流入力端子、U,V,Wは交流出力端子である。
ここで、仮想整流器側の制御は、図8に示すマトリクスコンバータ50の回路構成から電源短絡を許容しないので、電流形PWM整流器と等価になり、仮想インバータ側の制御はPWM電圧形インバータと等価になる。
一方、仮想インバータ側は、出力周波数指令を積分手段55により積分して出力電圧の角度指令を求め、出力電圧指令と角度指令とから交流電圧指令演算手段54により、交流出力電圧指令を求める。そして、交流電圧指令から仮想インバータパルス演算手段53により仮想インバータのPWMパルスを生成する。
マトリクスコンバータでは、入力電圧各相の正方向及び負方向の電圧を発生することができる。マトリクスコンバータは、電源電圧を双方向スイッチにより直接スイッチングして電圧を出力するので、PWM制御により電圧を出力できる範囲は、6相交流の包絡線範囲内(図9の斜線範囲内であり、以下ではPWM可能範囲ともいう)となる。従って、所望の出力電圧が得られる出力電圧指令の範囲は、最大で電源電圧の0.866倍となる。
負荷に電動機が接続されている場合には、上記ひずみによりトルクの脈動が発生して騒音発生や電動機を破壊する原因になる。また、電流も増加するため、電動機の損失が増加して異常過熱となる場合や、スイッチング素子などの故障を引き起こす恐れもある。
この先願によれば、入力電圧の0.866倍以上の電圧を出力する際に、以下の数式1に示すように仮想の直流リンク電圧Vdcを演算し、数式2に示すようにマトリクスコンバータの出力電圧の瞬時周波数f**を調節して出力電圧波形の正負の面積を等しくすることにより、トルクの脈動を低減することが可能になった。
また、数式2において、Vdcavgは仮想の直流リンク電圧の平均値、f*は補正前の出力周波数指令を示す。
しかしながら、前述の数式1、数式2に基づいて仮想の直流リンク電圧Vdcを演算し、更に出力電圧の瞬時周波数f**を演算するためには、スイッチングによって上下アームのスイッチング関数Sr,St,Ssが変化するたびに仮想直流リンク電圧Vdcを演算する必要があり、高速な演算器と高精度な電圧検出器とを必要としてコストを上昇させる原因となる。
電源電圧を検出する手段と、
この手段により検出した電源電圧に同期する入力電流指令を演算する手段と、
前記入力電流指令を用いて前記直接変換器の仮想直流リンク電圧を演算する手段と、
前記仮想直流リンク電圧の脈動周波数成分を抽出すると共にこの周波数成分を用いて周波数補正係数を演算する手段と、
前記周波数補正係数により前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたものである。
出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、仮想直流リンク電圧と前記出力電圧指令とを用いて前記出力可能範囲内の出力電圧指令を演算し、この出力電圧指令に対応する仮想直流リンク電圧を再度演算する手段を備え、
この手段により演算した仮想直流リンク電圧からその脈動周波数成分を抽出するものである。
前記直接変換器の入力電流指令から演算した仮想直流リンク電圧の脈動分及び平均値に基づき負荷としての電動機の磁束軸電流の変化分がゼロとなるように演算された補正量を用いて、前記直接変換器の出力周波数指令を補正する手段と、
この手段により補正された出力周波数指令と、前記電動機の磁束を制御する出力電圧成分としての磁束軸電圧指令と、前記電動機のトルクを制御する出力電圧成分としてのトルク軸電圧指令と、から出力電圧指令を合成する座標変換手段と、
前記出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、前記仮想直流リンク電圧の脈動に応じて磁束軸電圧を変動させ、トルク軸電圧が一定になるように前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、を備えたものである。
すなわち、出力電圧指令の周波数を時間積分すれば出力電圧指令の位相角が得られる。従って、請求項1〜3において、出力電圧指令の周波数を制御する手段として、この周波数を積分して求めた位相角を制御する手段を用いても、出力電圧のひずみやトルク脈動の低減といった効果を得ることができる。
図1は本発明の第1実施形態を示しており、図8と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
直流リンク電圧演算手段4により演算された仮想直流リンク電圧は周波数補正係数演算手段5に入力され、この演算手段5により演算された周波数補正係数は乗算手段6において出力周波数指令と乗算され、その結果が積分手段55に入力されている。積分手段55により演算される出力電圧の角度指令は、従来技術と同様に出力電圧指令と共に交流電圧指令演算手段54に入力されている。
マトリクスコンバータでは、直流リンク部が存在しない。そこで、以下の手順(1),(2)に従ってスイッチング1サイクル当たりの平均の仮想直流リンク電圧を求める。ここで、スイッチング1サイクルとは、キャリア比較方式によるPWM発生方法ではキャリア1周期分であり、空間ベクトルによるPWM発生方法では、出力ベクトルを一巡出力する周期に相当する。
(2)直流リンク電圧演算手段4は、図2に示すように入力電流指令から絶対値検出手段4aにより絶対値を検出すると共に、最大値検出手段4bによりそれらの最大値を求め、逆数演算手段4cによってスイッチング1サイクル当たりの平均の仮想直流リンク電圧を求める。
以下に、図2に示す直流リンク電圧演算手段4によってスイッチング1サイクル当たりの平均の仮想直流リンク電圧が得られる理由について説明する。
すなわち、本実施形態では、前述した先願のように仮想整流器側のスイッチング関数ではなく、仮想整流器の入力電流指令から仮想直流リンク電圧を求めている。
直流リンク電圧は数式3によって変動しているが、仮想インバータ側の変調率が0.866を越えない範囲では低周波脈動は発生しない。しかし、出力電圧が入力電圧の0.866倍を超える領域になると、仮想直流リンク電圧が不足するため、出力電圧にリプルが発生する。このリプルは数式3に起因して現れるので、平均的に数式3によって近似することができる。
すなわち、図3における平均値演算手段5bは、スイッチング1サイクル当たりの平均的な仮想直流リンク電圧の平均値Vdcavg *を求めると共に、特定周波数抽出手段5a及び加算手段5cは、リプル周波数成分を含むスイッチング1サイクル当たりの平均的な直流リンク電圧Vdc *を算出し、除算手段5dが数式4の演算を行って周波数補正係数kfを算出する。ここで、例えば特定周波数抽出手段5aはバンドパスフィルタにより、平均値演算手段5bはローパスフィルタによりそれぞれ構成されている。
ここで、周波数補正係数kfは出力周波数を瞬時的に変動させるものであり、出力電圧の基本周波数が変化するわけではない。
なお、以上の方法により出力電圧波形の正負の面積を等しくすることができ、これによってトルクの脈動を抑制することができる。その原理について簡単に述べると、トルクTは一次磁束ベクトルφ1と一次電流ベクトルi1との外積で表され、数式6となる。
また、本実施形態では、仮想直流リンク電圧を整流器側の電流指令と仮想直流リンク電流指令より求めたが、インバータ側の電圧指令と負荷電流より仮想直流リンク電流を演算し、仮想直流リンク電圧を求めてもよい。
出力周波数を補正しない図10の場合には、出力トルクに脈動が生じているが、本実施形態によれば、出力トルクの脈動が抑制されていることがわかる。
図4においては、直流リンク電圧演算手段4の出力側にPWM可能範囲電圧指令演算手段7が設けられ、その出力が周波数補正係数演算手段5に入力されている。また、PWM可能範囲電圧指令演算手段7には、交流電圧指令演算手段54からの出力電圧指令が入力されている。
まず、キャリアと比較される各相の電圧指令は、数式7に示すように、各相の交流出力電圧指令vuout,vvout,vwoutをスイッチング1サイクル当たりの平均的な仮想直流リンク電圧指令Vdc *(仮想直流リンク電流の逆数)により除算して求められる。この除算は図5の除算手段7aにより実行される。
このように、上下制限手段7bによりPWM可能範囲外の電圧を取り除いてPWM可能範囲内のみとした電圧指令vu **,vv **,vw **は、出力電圧指令vu *,vv *,vw *から数式8にて求められる。
数式8より求めた電圧指令に基づいて仮想直流リンク電圧を再度演算するには、出力電圧指令vu **,vv **,vw **を、vu *の角度θuを基準として回転座標変換すればよい。すなわち、数式9にて回転座標変換を行えばよく、これらの処理は図5のベクトル回転演算手段7cにより実行される。
すなわち、本実施形態では、数式9を用いて回転座標変換を行うことにより、PWM可能範囲内の出力電圧に対応する仮想直流リンク電圧を求めることができる。
図6の実施形態では、電動機を駆動する際の磁束を制御する出力電圧成分である磁束軸電圧(d軸電圧)Vdと、それに直交して電動機のトルクを制御する出力電圧成分であるトルク軸電圧(q軸電圧)Vqとを用いて、トルクが一定となるように出力電圧ベクトルの位相角を補正する。
また、仮想インバータパルス演算手段53の前段には座標変換手段10が設けられ、この座標変換手段10には、d軸電圧指令Vd *及びq軸電圧指令Vq *と、後述する加算手段12から出力される補正後の位相角が入力されている。
加算手段12から出力された補正後の角度指令は、出力電圧ベクトルの位相角として前記座標変換手段10に入力される。
図7は、位相角の調整による出力電圧ベクトルの状態を説明するためのものであり、図7(a)は出力電圧ベクトルのq軸電圧成分が変動している状態、図7(b)は一定の状態を示している。
この結果、図7(b)のごとくq軸電圧Vqは一定となり、q軸電流iqも一定となる。
つまり、q軸電圧及びq軸電流が一定になるように補正角を演算し、この補正角を元の角度指令に加算して出力電圧ベクトルの位相角を制御すれば、トルクの脈動を抑制することが可能になる。
すなわち、出力電圧補正角演算手段11は、電動機のq軸電流iqの変化分をゼロにするように補正角を演算する。例えば、図6に示したように三相電流検出手段8により得られた電流から電動機の磁束位置θを基準として座標変換手段9によりトルク軸電流iqを求め、求めたiqの変化分をゼロにするように補正角度を演算する。なお、この演算手段11にはPI調節器を用いてもよい。
他にも、電動機のトルクを直接検出し、このトルク脈動をゼロにするように補正角を求めてもよいし、電動機の電力を演算して有効電力分の脈動をゼロにするように補正角を求めてもよい。
3:入力電流指令演算手段
3a:加算手段
3b:三相正弦波発生手段
4:直流リンク電圧演算手段
4a:絶対値検出手段
4b:最大値検出手段
4c:逆数演算手段
5:周波数補正係数演算手段
5a:特定周波数抽出手段
5b:平均値演算手段
5c:加算手段
5d:除算手段
6:乗算手段
7:PWM可能範囲電圧指令演算手段
7a:除算手段
7b:上下制限手段
7c:ベクトル回転演算手段
8:三相電流検出手段
9:座標変換手段
10:座標変換手段
11:出力電圧補正角演算手段
12:加算手段
50:マトリクスコンバータ
51:PWMパルス合成手段
52:仮想整流器パルス演算手段
53:仮想インバータパルス演算手段
54::交流電圧指令演算手段
55:積分手段
Claims (4)
- 半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換器において、
電源電圧を検出する手段と、
この手段により検出した電源電圧に同期した入力電流指令を演算する手段と、
前記入力電流指令を用いて前記直接変換器の仮想直流リンク電圧を演算する手段と、
前記仮想直流リンク電圧の脈動周波数成分を抽出すると共にこの周波数成分を用いて周波数補正係数を演算する手段と、
前記周波数補正係数により前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。 - 請求項1に記載した交流−交流直接変換器の制御装置において、
出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、仮想直流リンク電圧と前記出力電圧指令とを用いて前記出力可能範囲内の出力電圧指令を演算し、この出力電圧指令に対応する仮想直流リンク電圧を再度演算する手段を備え、
この手段により演算した仮想直流リンク電圧からその脈動周波数成分を抽出することを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。 - 半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電流指令から演算した仮想直流リンク電圧の脈動分及び平均値に基づき負荷としての電動機の磁束軸電流の変化分がゼロとなるように演算された補正量を用いて、前記直接変換器の出力周波数指令を補正する手段と、
この手段により補正された出力周波数指令と、前記電動機の磁束を制御する出力電圧成分としての磁束軸電圧指令と、前記電動機のトルクを制御する出力電圧成分としてのトルク軸電圧指令と、から出力電圧指令を合成する座標変換手段と、
前記出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、前記仮想直流リンク電圧の脈動に応じて磁束軸電圧を変動させ、トルク軸電圧が一定になるように前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。
- 請求項1〜3の何れか1項に記載した交流−交流直接変換器の制御装置において、
出力電圧指令の周波数を制御する手段を、出力電圧指令の位相角を制御する手段としたことを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。
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