JP4839844B2 - 電力変換器の制御方法およびそれを用いたハイブリッド電力変換システム - Google Patents
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Description
特許文献1に開示された電力変換装置では、三相交流電圧を入力としてモータを制御するマトリクスコンバータの制御方法が記載されている。
1.ハード構成
図1および図2はそれぞれ本発明の電力変換器の制御方法の一例としてハイブリッド電力変換システムのハード構成の一例を説明するための図である。図1に示す例において、1は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。2は永久磁石同期電動機、3はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、4は制御装置、6−1〜6−3はコンデンサ、8はエンジンである。3の電力変換器は、図2に示すような回路構成をしており, R相とU相をつなぐスイッチはSru、S相とU相をつなぐスイッチはSsu、T相とU相をつなぐスイッチはStu、R相とV相をつなぐスイッチはSrv、S相とV相をつなぐスイッチはSsv、T相とV相をつなぐスイッチはStv、R相とW相をつなぐスイッチはSrw、S相とW相をつなぐスイッチはSsw、T相とW相をつなぐスイッチはStwである。以上が本実施例のハード構成である。
図1に示す制御装置4において、4−1はパラメータ変換部、4−2は電圧選択部、4−3は力率角指令生成部、4−4は電圧配分比生成部、4−5は出力電圧指令生成部、4−6は電圧配分部、4−7は規格化電圧指令、4−8はPWMパルス生成部、4−9は論理合成部である。また、各パラメータについて図1の左上から説明すると、Vrsはs相から見たr相の電圧、VstはT相から見たS相の電圧、Tm*は永久磁石同期電動機2のトルク指令、θmは永久磁石同期電動機2の回転位置、ivはV相電流、iuはU相電流、Vr,Vs,Vtは永久磁石同期電動機1の電気的中性点から見たR相、S相、T相の相電圧、Mode信号は選択された電圧モードを示す信号、Vdc_a、Vdc_bは電圧選択部4−2で選択された入力線間電圧Vdc_a,線間電圧Vdc_b、Vmax,Vmid,VgndはR相、S相、T相電圧の最大値、中間値、基準値、φ*は力率角指令値、γは電圧配分比、Vu*,Vv*,Vw*は出力のU相、V相、W相への電圧指令値、Vu_a*は線間電圧Vdc_aを使ったU相への電圧指令値、Vu_b*は線間電圧Vdc_bを使ったU相への電圧指令値、Vv_a*は線間電圧Vdc_aを使ったV相への電圧指令値、Vv_b*は線間電圧Vdc_bを使ったV相への電圧指令値、Vw_a*は線間電圧Vdc_aを使ったW相への電圧指令値、Vw_b*は線間電圧Vdc_bを使ったW相への電圧指令値である。mu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*は規格化電圧指令である。
パラメータ変換部4−1では、Vrs,Vstを入力し、パラメータ変換を行って、Vr,Vs,Vtを出力する。Vr,Vs,Vtは以下の式に基づいて演算する。
Vr = -1/3・(-Vst - 2Vrs)
Vs = -1/3・(Vrs - Vst)
Vt = -1/3・(2Vst + Vrs)
電圧選択部4−2は、Vr,Vs,Vtを入力し、入力された電位の中から電位の選択を行い、Vmax,Vmid,Vgnd,Vdc_a,Vdc_b,Mode信号を出力する。電位の選択方法として、Vmax、Vmid,Vgnd、Mode信号を、図4に示すフローチャートによって演算することで選択する。また、図4中の最小電位フィルタは、Vr,Vs,Vt, -Vr,-Vs,-Vt,のうち、最小のものをVminとするようなフィルタである。また、Vdc_a,Vdc_bは以下の式に基づいて計算する。
Vdc_a = Vmax - Vgnd
Vdc_b = Vmid - Vgnd
力率角指令生成部4−7では、Tm*とθmを入力し、図5に示すような、Tm*と、出力側の回転数位置θmを時間微分したωmとのマップによって、適切な力率角指令φ*を出力する。ここで、適切な力率角指令φ*の導出方法を説明する。まず前提条件を以下に示す。
1.入力側の平均発電電力Pin は出力側の平均消費電力Poutによって決まる。
2.入力発電電力Pin一定のもとで、力率を変えた場合、入力電圧実効値と入力電流実効値は図8のように変化する。
Pin = Irms・Vrms・cosφ (1)
また、入力電力の無効分Pin varは
Pin var = Irms・Vrms・sinφ (2)
また、皮相電力Pin aは
Pin a = Irms・Vrms = √Pin^2 + Pin var^2 (3)
また、入力インピーダンスをZとするとIrmsとVrmsには
Vrms = Z・Irms (4)
なる関係がある。ここで、(1),(4)式をもとに力率と入力電圧実効値、入力電流実効値の関係を示したのが図8である。入力力率を0方向に可変させると入力電圧を大きくすることができる。また、1近くに可変させると入力電流を小さくすることができる。
電圧配分比生成部4−4では、φ*,Vmax,Vmid,Vgndを入力し、入力力率を補正する適切な電圧配分比γを出力する。入力力率角指令φ*と電圧配分比γには以下のような関係があり、以下の式に基づいてγを演算する。
図1に戻って、出力電圧指令生成部4−5は、iu,iv,θm,Tm*を入力し、Vu*,Vv*,Vw*を出力する。Vu*,Vv*,Vw*はPI制御、およびベクトル演算に基づいて計算する。
電圧配分部4−6は、γとVu*, Vv*, Vw*を入力し、Vu_a*, Vu_b*, Vv_a*, Vv_b*, Vw_a*, Vw_b*を出力する。Vu_a*, Vu_b*, Vv_a*, Vv_b*, Vw_a*, Vw_b*は以下の式に基づいて演算する。
Vu_a* = γ・Vu*
Vu_b* = (1-γ)・Vu*
Vv_a* = γ・Vv*
Vv_b* = (1-γ)・Vv*
Vw_a* = γ・Vw*
Vw_b* = (1-γ)・Vw*
規格化電圧司令部4−8は、Vu_a*, Vu_b*, Vv_a*, Vv_b*, Vw_a*, Vw_b*とVdc_a,Vdc_bからmu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*を出力する。mu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*は以下の式に基づいて演算する。
mu_a* = Vu_a*/(2・Vdc_a)
mu_b* = Vu_b*/(2・Vdc_b)
mv_a* = Vv_a*/(2・Vdc_a)
mv_b* = Vv_b*/(2・Vdc_b)
mw_a* = Vw_a*/(2・Vdc_a)
mw_b* = Vw_b*/(2・Vdc_b)
PWMパルス生成部4−3では、mu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*から三角波比較法によってVu_pwmA〜Vu_pwmF, Vv_pwmA〜Vv_pwmF, Vw_pwmA〜Vw_pwmF,を出力する。例えば、mu_a* ,mu_b*からVu_pwmA〜Vu_pwmFを三角波比較法によって求める方法は、従来から知られており、本出願人が先に出願した特願2005−249453号などに詳細に開示されている方法を利用することができる。
論理合成部4−10は、Vu_pwmA〜F,Vv_pwmA〜F,Vw_pwmA〜Fと、Mode信号を入力し、iSru1〜iStw2を出力する。ISru1〜iStw2は以下の表に基づいてモードごとにVu_pwmA〜Vw_pwmFを割り当てる。なお、表1においてUAはVu_pwmAのu,Aをとって簡略化した記号である。例えば、表1中UAはVu_pwmA、UBはVu_pwmBを示している。
図7に第2の実施例を示す。本構成は、実施例1の力率角指令φ*を補正するブロックを追加し、より高精度に入力力率を制御できるよう構成されたものである。
図7に本実施例のハード構成を示す。1は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。2は永久磁石同期電動機、3はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、4-aは制御装置、6−1〜6−3はコンデンサ、8はエンジンである。
制御構成を図7のブロック4-aに基づいて説明する。4−1〜4−3、4−5〜4−9までのブロックは実施例1と同じなので省略し、電圧配分比生成部4−4−a、力率角補正部4−10のみ説明する。
力率角補正部4−10では、入力相電流ir,is,入力側回転角位置θg、力率角指令φ*を入力し、入力電流の帰還によって力率角指令を補正し、補正された力率角指令φ1*を出力する。力率角補正部4−10は図8に示すような構成になっており、座標変換部4-10-a,力率角補正値生成部4-10-b、補正力率角生成部4-10-cからなる。以下、それぞれについて説明を行う。
座標変換部4−10−aでは、ir,is,θgを入力し、ir,isをθgに同期した座標系に変換し、θgに同期した電流であるigqを出力する。igqは以下のように計算する。
igq = -√(2/3){Ir sinθg+Is sin (θg-2/3π)+(-ir-is) sin (θg+2/3π)}
電流指令値生成部4-10-bでは、力率角指令φ*とir,is、θgを入力し、電流指令値igq*を生成する。Igq*は以下の式に基づいて計算する。
Igq* = I・sin(-φ*)
ただし、
I = √(igq^2 + igd^2)
Igd = √(2/3){Ir cosθg+Is cos (θg-2/3π)+(-ir-is) cos (θg+2/3π)}
力率補正値生成部4-10-cでは、igqとigq*を入力しPI制御を行って力率角指令φ1*を出力する。
図9に第3の実施例を示す。本構成は、実施例2の力率角指令φ1*に力率角指令φ*を加算して補正することで、入力力率の応答性をさらに向上させたたものである。
図9に本実施例のハード構成を示す。1は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。2は永久磁石同期電動機、3はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、4-bは制御装置、6−1〜6−3はコンデンサ、8はエンジンである。
制御構成を図9のブロック4-bに基づいて説明する。実施例2からの変更点である、加算器4-11,電圧配分比生成部4-4-bについてのみ説明する。
加算器4−11は、φ*とφ1*を加算し、φ2*を生成する。
1.構成
図10に第4の実施例である電動車両システムを示す。本構成は、実施例1、2、3を電動車に応用し、4輪駆動走行をモータのエネルギーとエンジンのエネルギーで行うものである。1は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。2は永久磁石同期電動機、3はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、4は制御装置、6−1〜6−3はコンデンサ、8はエンジンである。9−1は車体、9−2は前輪、9−3は後輪、9−4は前輪ドライブシャフトで、エンジンの駆動力を前輪に伝える。9−5は後輪ドライブシャフトで、永久磁石同期電動機2の駆動力を後輪に伝える。
1.構成
図11に第5の実施例である三相交流電源を用いたマトリクスコンバータシステムを示す。本構成は、実施例1、2、3の力率制御を、三相交流電源を用いたマトリクスコンバータに応用し、高い電圧が必要なモータの駆動を変圧器などの昇圧装置なしで行うものである。2は永久磁石同期電動機、3はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、4は制御装置、6−1〜6−3はコンデンサ、8はエンジンである。11は三相交流電源、12−1〜12−3はリアクトルである。6−1〜6−3のコンデンサと12−1〜12−3のリアクトルは、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数成分を除去するフィルタとしての役割がある。
3 電力変換器
4、4−a、4−b 制御装置
4−3 力率角指令生成部
4−10 力率角補正部
4−11 加算器
8 エンジン
9−1 車体
9−2 前輪
9−3 後輪
9−4 前輪ドライブシャフト
9−5 後輪ドライブシャフト
11 三相交流電源
12−1〜12−3 リアクトル
Claims (9)
- 電動機からの多相交流を入力しモータへ多相交流を出力する電力変換器の制御方法であって、高回転の場合は力率を0方向に可変させることで入力電圧を高め、高電圧を必要としない場合には力率を1近くに可変させるように力率角指令値を生成し、入力電圧値と前記力率角指令値とから電圧配分比を演算し、出力電圧指令値を生成し、前記電圧配分比と前記出力電圧指令値と前記入力電圧値とから仮想PWM信号を生成し、入力電圧値の大小関係に基づき生成されたMode信号と前記仮想PWM信号とから合成PWM信号を生成し、求められた合成PWM信号によって電力変換器を運転させることを特徴とする電力変換器の制御方法。
- 力率角指令値を生成する工程は、出力トルク指令値と出力回転角速度に基づいて生成することを特徴とする請求項1に記載の電力変換器の制御方法。
- 力率角指令値を生成する工程は、入力電流を座標変換して変換電流を生成し、変換電流指令値を生成し、変換電流と変換電流指令値の差に基づいて力率角指令値1を生成することを特徴とする請求項1に記載の電力変換器の制御方法。
- 変換電流指令値を生成する工程は、入力電流の振幅と力率角指令値の三角関数との積に基づいて変換電流指令値を生成することを特徴とする請求項3に記載の電力変換器の制御方法。
- 力率角指令値を生成する工程は、前記力率角指令値と前記力率角指令値1の和に基づいて力率各指令値2を生成することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電力変換器の制御方法。
- 電圧配分比を求める工程は、電圧配分比と入力電圧値と力率角指令値に基づいて式より生成することを特徴とする請求項1〜5のいずれか1項に記載の電力変換器の制御方法。
- 出力電圧指令値と電圧配分比の積に基づき入力電圧値ごとの電圧指令値を生成し、前記入力電圧値ごとの電圧指令値を入力電圧値で規格化した規格化電圧指令を生成し、前記規格化電圧指令から三角波比較によって仮想PWM信号を生成することを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の電力変換器の制御方法。
- 合成PWMを生成する工程は、前記仮想PWM信号と、前記Mode信号に基づいてマップにより求めることを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の電力変換器の制御方法。
- 請求項1〜8のいずれか1項に記載の電力変換器の制御方法を実施する、電動機から多相交流を入力しモータへ多相交流を出力する電力変換器と、入力電圧値の大小関係に基づきMode信号を生成する手段と、力率角指令値を生成する手段と、入力電圧値と前記力率角指令値とから電圧配分比を演算する手段と、出力電圧指令値を生成する手段と、前記電圧配分比と前記出力電圧指令値と前記入力電圧値とから仮想PWM信号を生成する手段と、前記Mode信号と前記仮想PWM信号とから合成PWM信号を生成する手段と、を備えることを特徴とするハイブリッド電力変換システム。
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