JPH01170373A - 周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、ある周波数を有する交流を任意の周波数を有
する交流に変換する周波数変換装置に関する。

（従来の技術） この周波数変換Ｓ置は、一般に船舶の補助電源や発電所
に用いられていた。

まず、船舶の補助電源としては、エンジンのシャフトに
直結された交流発電機の出力を使用されるが、この出力
は可変周波数範囲が広いために、−度発電機の出力を整
流器で直流に変換し、速度制御の容易な直流電動機と交
流発電機とで構成されるＭ−Ｇ装置を駆動して補助電源
の商用周波数電源を発生させていた。

また、一般の発電所においては、調速装置にて機械的入
力を調整し、発電機の回転数つまり周波数を一定に、あ
るいは系統の周波数に同期してその出力調整を行うこと
ができる。

しかし、巨大な風力、潮力によって駆動される風力、潮
力発電システムにおいては、それらのエネルギーを制御
するための調速機能を持たせることは不可能に近いため
、そのままエネルギーの変動が発電機出力の変動につな
がり、系統に併入させることはできない。

そのため、従来は発電機の出力を直流に変換し、インバ
ータ装置にて［）Ｃ／ＡＣ逆変換を行い、系統の周波数
と一致させた俊に系統に併入させるような発電システム
がとられている。

ＤＣ／ＡＣ逆変換を行うインバータ装置としては自己強
制整流回路等を有する自己転流式インバータ装置を採用
している。

（発明が解決しようとする問題点） しかし、上記従来の周波数変換装置を用いたシステムに
は、以下の問題が生じていた。

まず、船舶の補助電源システムでは、回転機の保守点検
が煩雑で、特に直流電動機の整流子の保守は必要不可欠
である。また、回転機は騒音を発生するので、その設置
場所が限定され、設置場所の利用率が悪い。

また、風力、潮力等による発電システムでは、自己転流
式インバータ装置は制御系が複雑で、発電容量からみて
も経済性が悪い。さらに、コストがかかりすぎる。

そこで、本発明は、簡易な構成で、可変周波数電源から
の入力電力を任意の周波数を有する出力電力を発生させ
る周波数変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） したがって、上記目的を達成する上で、本発明は、交流
電源と、この交流電源の端子に出力端子が接続されたサ
イクロコンバータと、このサイクロコンバータの入力側
端子に接続された進相コンデンサと、この進相コンデン
サに印加される電圧の波高値を制御する波高値制御手段
と、この波高値制御手段からの出力信号により、電流電
源から供給される電流を制御する電流制御手段と、この
電流制御手段からの出力信号に応じて、サイクロコンバ
ータの位相を制御する位相制御手段と、この位相制御手
段に位相基準信号を与える基準出力手段とを有する周波
数変換装置を提供する。

（作　用） このように構成されたものにおいては、出力周波数は基
準出力手段から位相基準信号を与えることにより、任意
の周波数が得られ、出力電圧は進相コンデンサの端子電
圧を検出し、電圧フィードバック制御を行なうことによ
り、進相コンデンサ端子電圧が一定になるように入力可
変周波数電源の電流を制御する。これにより、可変周波
数電源から、直接任意の周波数を有する交流電源を得ら
れる。また、この場合、出力周波数は入力周波数の大小
に関係なく、一定の周波数が得られ、出力電圧は、入力
電圧より高い電圧を１ｑられる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

第１図に示すように、循環電流式サイクロコンバータ１
は正群コンバータ２、負群コンバータ３及び直流リアク
トル４．５で構成されており、その入力側には交流リア
クトル６を介して可変周波数電源７を接続されている。

また、正負群コンバータ２，３の入力端子は進相コンデ
ンサ８（三相）に接続され、その端子には負荷９が接続
されている。

検出器としては、入力電流ＩＲを検出する電流検出器１
０と、進相コンデンサ端子電圧Ｖｃａｐ　　（負荷電圧
）を検出する電圧検出器１１及び可変周波数電源７に同
期した単位正弦波周波数を出力する同期信号発生回路１
２が存在する。

制御回路としては、電圧指令値を出力する電圧指令回路
１３と、電圧検出値Ｖｃａｐを入力して直流制御信号■
０ａＰｏ賛に変換する変換回路１４、電圧制御補償回路
１５、乗算器１６、電流制御補償回路１７、反転回路１
８、外部発振器１９、正負群コンバータ２゜３の位相制
御回路２０，２１、比較器２２．２３と、加算器２４で
構成されている。

以下、その詳細な動作説明を行う。

まず、進相コンデンサ電圧Ｖｃａｐを確立させるため起
動動作を説明する。

サイクロコンバータ１に入力する単相の可変周波放電８
！７の周波数’ｆｉｎは、コンデンサ電圧Ｖｃａｐの周
波数ｆ’ｏｕｔより十分低いものとすれば、おる微少時
間の間、可変周波数電源７を直流電圧に置き換えること
ができる。そこで、可変周波数電源７が正の期間を考え
て、負群コンバータ３を介して、コンデンサ電圧Ｖｏａ
ｐを確立させる動作を第２図を用いて説明する。

第２図は、負群コンバータ３に順電圧ＶＲが印加された
ときの等何回路を表わすもので、サイリスタＳ２とＳ４
に点弧パルスが入った場合、充電電流ＩＲは可変周波数
電源７（十）→交流リアクトル６→サイリスタＳ４→コ
ンデンサＣａｂ→サイリスタＳ２→可変周波数電源７（
−）の経路と、可変周波数電源７（＋）→交流リアクト
ル６→サイリスタＳ４→コンデンサＣＯａ→コンデンサ
Ｃｂｃ→サイリスタＳ２→可変周波数電源７（−）の経
路に流れる。この結果、コンデンサＣａｂには電源電圧
ＶＲが充電され、コンデンサＣｂｃとＣｃａには−ＶＲ
／２電圧が印加される。

次に、第３図（０は、負群コンバータ３のサイリスタＳ
１〜Ｓ６の点弧モードを示すもので、第１図の外部発掘
器１９からの三相基準信号ｅａ、ｅｂ。

ｅｃに同期して点弧パルスが与えられる。第３図のモー
ドの俊は、サイリスタＳ３に点弧パルスが与えられる。

すると、コンデンサＣｂｃに充電された電圧によって、
サイリスタＳ２に逆バイアス電圧が印加され、Ｓ２はオ
フする。すなわち、起動時には進相コンデンサ８は転流
コンデンサの役目をはたす。サイリスタＳ４と８３がオ
ンすると、コンデンサＣａｂ、　Ｃｂｃ、　Ｃｃａに印
加される電圧も変化する。

第３図υは、（０のモードで点弧されたときの第２図の
ａ、ｂ端子間の電圧Ｖａ−ｂと相電圧Ｖａの波形を表わ
す。電圧Ｖａ−ｂは、交流リアクトル６を介して充電さ
れるため、破線の如く徐々に立上る。その時間を２６と
した場合、Ｖａ−ｂの基本波成分はδだけ遅れる。相電
圧Ｖａは、当該線間電圧Ｖａ−ｂに対して（π／６）ラ
ジアンだＣプ位相が遅れる。

第３図の点弧モードと相電圧Ｖａを比較するとわかるよ
うに、起動時の位相制御角αＮは、αＮ＝π−δ（ラジ
アン）　　　・・・■となっている。δはあまり大きく
ないので、近似的にはαＮ〜１８０６で運転されている
ことになる。

このときの負群コンバータ３の出力電圧ＶＮは、第３図
の矢印の方向を正と考えると、 ■Ｎ＝−に・ＶＯａｐＩＩＣＯ３αＮ　　　＝（６）と
なっている。ただしｋは比例定数、　Ｖｃａρはコ　ｆ
ンデンサの相電圧波高値とする。

当該出力電圧ＶＮが電源電圧ＶＲとつり合っている。し
かし、このままでは、進相コンデンサ８には、当該電源
電圧ＶＲ以上の電圧は充電されない。

そこで、点弧位相角αＮを９０”の方向に少しずらして
やる。すると、０式で示される出力電圧ＶＮが減少し、
ＶＲ＞ＶＮとなる。この結果、充電電流ＩＲが増大し、
コンデンサ電圧Ｖｃａρを増大させ、ＶＲ＝ＶＮとなっ
て落ちつく。このときＩＲ＝Ｏとなっている。ざらにＶ
ｃａρを増大させたいときは、０尺をざらに９０’の方
向にずらし、出力電圧ＶＮを減少させることにより達成
できる。

α縄＝９０°ではＶＮＲ＝Ｏ■となり、理論的には電源
電圧ＶＲがごくわずかな値でもコンデンサ電圧Ｖｃａρ
を大きな値に充電することができる。しかし、実際には
、回路損失があるため、その分の電力供給は必要不可欠
のものとなる。

このようにして進相コンデンサ８の電圧Ｖｃａρを［意
の値に充電することができる。

電源電圧ＶＲが負の値になった場合には、正群コンバー
タ２を介して同様に充電制御される。有効電力Ｐ８は、
入力力率＝１とした場合、Ｐ８＝ＶＲ−ＩＲ・・・■ となり、エネルギーＰ８・ｔが、進相コンデンサ８に、 となって蓄積される。進相コンデンサ８に印加される電
圧Ｖｃａρを高くするには、■時の有効電力Ｐ８を増加
させればよく、逆にＶｃａρを低くしたい場合にはＰ８
を負の値にすればよい。この制御を循環電流式サイクロ
コンバータ１が行っている。

このようにして確立された進相コンデンサ８の電圧Ｖａ
　、Ｖｂ　、Ｖｃが、第１図に示した位相制御回路２０
．２１に与えられる三相基準電圧ｅａ。

ｅｂ、ｅ、の周波数と位相に一致することを次に説明す
る。

循環電流式サイクロコンバータ１は可変周波数電源７か
ら供給される入力電流ＩＲを制御するため、電源電圧Ｖ
Ｒに応じて、その出力電圧ＶＣを変化させている。ＣＣ
−Ｒの出力電圧Ｖｃは正群コンバータ２の出力電圧Ｖｐ
と負群コンバータ３の出力電圧ＶＮの平均値で、次のよ
うに表わされる。

Ｖｃ　＝　（ＶＰ　十ＶＮ　）　／　２　　　　・・・
（９）また、循環電流Ｉｏは、上記正群及び負群コンバ
ータ２，３の出力電圧の差Ｖｐ−ＶＮが直流リアクトル
４，５に印加ざ°れることにより流れる。

すなわち、Ｖｐ　＞ＶＮの場合、Ｉｏは増加し、逆にＶ
Ｐ＜ＶＮの場合、Ｉｏは減少する。

通常は、ＶＰ〜ＶＮとなって循環電流１ｏの増減はない
。このとき点弧位相角は、 ａＨＪ＝Ｆ１８０’　−ａｐ　　　　　　・Ｑｅの条件
を満足している。

第４図は、αＰ−４５°、αｓ　＝　１３５°の場合の
位相制御基準信号ｅ　ａ　＋　ｅ　ｂ　＊　ｅＯと、正
群及び負群コンバータ２，３の点弧パルス信号を表わす
。

基準信号ｅａ、ｅｂ、ｅＯは、外部発撮器１９から与え
られるもので、次式のように表わせる。

ｅ、＝ｓｉｎ（ωｃ　−ｔ）　　　　　　　・・・ＱＤ
ｅｂ＝Ｓｉｎ　　（ωｃ　−ｔ−２π／３）　　・・［
）ｅａ　＝ｓｉｎ　　（ωｃ−ｔ＋２π／３）　　−０
３）ここで、ωｃ＝２πｆｃは高周波の角周波数である
。

進相コンデンサ８の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが上記基準
電圧ｅａ、ｅｂ＃ｅＯの周波数と位相に一致している場
合、正群及び負群コンバータ２゜３の出力電圧は次のよ
うになる。

ＶＰ　＝　ｋ　０Ｖｃａｐ　＠ＣＯ３αｐ　　　　　−
０ＱＶＮ　＝　−ｋ　−Ｖｃａｐ　惨ＣＯＳαＮ　　　
　・＝　Ｑ！ｌｉ）故に、０ゆ式を満足している限り、
Ｖｐ　’ＦＶＮとなって循環電流１ｏの増減はない。

この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数ｆ偵ρが低く
なり、第４図の破線のようにＶ　ａ’　ｅＶｂ’、Ｖｃ
’となった場合を考える。

正群コンバータ２の点弧位相角は、αＰからαＰ′に、
また、負群コンバータ３の点弧位相角はα凡からαＮ′
に変化する。この結果、Ｖｐ　＞ＶＮとなり、循環電流
式サイクロコンバータ１の循環電流Ｉｏを増大させる。

当該循環電流１ｏは、進相コンデンサ８側から見た場合
、循環電流式サイクロコンバータ１の入力側の遅れ無効
電力となる。

第５図は、循環電流式サイクロコンバータ１の入力側の
等何回路を表わしたもので、循環電流式サイクロコンバ
ータ１は、遅れ電流をとる可変インダクタンスＬｃｃに
置き換えられる。この回路の共振周波数ｆ＜Ｊρは、次
式のようになる。

ｆｃａｐ＝１／（２πＡ／　ＬＣＣ−Ｃｃａｐ　）　　
・・・ＧＯ循環電流が増大することは、等価インダクタ
ンスＬｃｃが減少することに等しく、上記周波数ｆＯａ
ｐは増大し、Ｖａ’　、　Ｖｂ’　、　Ｖｃ’の周波数
ｆ’ｃａｐは基準電圧ｅａｌｅｂ、ｅｏの周波数ｆ０に
近ずく。

同様にｆ（Ｊρ＞ｆｏとなった場合には、循環電流１０
Ｒｅ　　Ｉ　ｏｓ　ｅ　　Ｉ　’ｏｒが減少し、Ｌｃｃ
が大きくなって、やはり、ｆ　ｃａｐ　＝　ｆ　ｃとな
って落ち着く。

進相コンデンサ８の電圧の位相が基準電圧の位相より遅
れた場合には、上記ｆｃａρ＞ｆ（、となったときと同
様に循環電流が増加し、進相コンデンサ８の電圧位相が
進める。逆に進相コンデンサ８の電圧位相が基準電圧よ
り進んだ場合には、上記ｆＯａρ＞ｆｏとなったときと
同様に、循環電流が減少し、進相コンデンサ８の電圧位
相を遅らせる。

このようにして、進相コンデンサ８の電圧Ｖａ。

Ｖｂ　、Ｖｃは、基準電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｏと同一周波
数、同位相となるように循環電流の大きさが自動的に調
整されるものである。故に当該コンデンサ電圧Ｖａ　、
Ｖｂ　、Ｖｃは次式のように表わされる。

Ｖａ　＝Ｖｃａｐ　−３ｉｎ　　（ωｃ−１）　　　　
　・＠Ｖｂ　−Ｖｃａｐ　・Ｓｉｎ　　（ωｃ　−ｔ−
２７ｒ／３）・・・（至） Ｖｃ　＝Ｖｃａｐ　　・Ｓｉｎ　　（ωｃ−１＋２π／
３）・・・（１！ｔｌ ただし、Ｖｃａｐは電圧波高値である。

次に、第１図にもどって進相コンデンサ８の電圧波高値
Ｖｃａρを一定に制御する動作説明を行う。

電圧検出器１１によって進相コンデンサ８の電圧Ｖａ、
Ｖｂ、Ｖｃを検出し、変換回路１４で電圧波高値ＶＯａ
Ｐｏを演算する。波高値■ｃａＰＯは比較器２２で電圧
指令値ＶＯａＰ＊と比較され、その偏差ε１は電圧制御
補償回路１５に入力する。電圧制御補償回路１５は普通
、比例＋積分回路（Ｐ−Ｉ制御）で構成され、定常偏差
を小さくするように設計される。

ここでは説明を簡単にするために比例的制御としてその
ゲインをｋＰとした場合で行なう。

電圧制御補償回路１５は偏差ε１をｋＰ倍して、ｋｐ　
・ε１を出力する。

その出力は乗算器１６で、同期信号発生回路１２が出力
する可変周波数電源７に同期した単位正弦波Ｖｓ＝ｋａ
ＳＩＮωｔと乗算し、その出力値は入力電流指令値 ＩＲ’＝ｋｐ　・ε１　・ｋａｓＩＮωｔとなる。

比較器２３によって指令値ＩＲ’と実電流ＩＲかは入力
された偏差εＲを−に１倍する。その値−ｋｌ　　・ｅ
Ｒを加算器２４に入力し、電源電圧ＶＲに比例した補償
量ｅＲと加え合わせ、１つは反転回路１８を介して負群
コンバータ３の位相制御回路２１に入力し、もう一方は
直接正群コンバータ２の位相制御回路２０に入力する。

位相制御回路２０．２１への入力信号Ｖｏｔｐ及びＶＣ
Ｎは次式のようになる。

ＶＣｐ　＝ｅＲ−に＋　・５：Ｒ・・・（２０）ＶαＮ
＝−（ｅＲ−に＋　　・ｅＲ）　　　・・・（２１）そ
の結果、正群コンバータ２の出力電圧ＶＰは入力信号Ｖ
αρに比例した値となり、負群コンバーター３の出力電
圧ＶＮは第１図に示した矢印の方向を正の値にとった場
合、入力信号■αＮの反転値に比例した値となる。

（２０）、（２１斌において、電流偏差εＲ＝Ｏとしだ
場合、位相制御入力信号はＶαρ＝ｅＲ，ＶＯｔＮ＝−
ｅＲとなり、各正群・負群コンバータ２，３の出力電圧
は Ｖｐ　＝　ｋｃ　−ＶＣｐ　＝　ｋｃ−ｅＲ・”（２２
）ＶＮ　＝−ｋｃ　　−ＶＣｓ　＝ｋｃ−ｅＲ”・（２
３）となりサイクロコンバータ１の出力電圧Ｖｃとして
は Ｖｃ　＝　（ＶＰ　＋ＶＮ　）　／　２＝ｋｃ−ｅＲ・
・・（２４） となる。電圧Ｖｃ電源電圧ＶＲと等しくなるようにｅＲ
が与えられ、ＶＣ＝ＶＲとなって入力電流ＩＲの増減は
ない。

ＩＲ’　＞ＩＲとなっ場合、偏差εＲは正の値となり、
サイクロコンバータ１の出力電圧Ｖｃは電源電圧ＶＲよ
り小ざくなって、入力電流ＩＲを増加させる。

逆にＩＲ’　＜ＩＲとなった場合、偏差εＲは負の値と
なり、ＶＣはＶＲより大きくなって、入力電流ＩＲを減
少させる。

したがって、ＩＲ＊＝ＶＲとなるように制御される。

また、電流指令値ＩＲ”は電源電圧ＶＲに同期した正弦
波で与えられるため、常に入力力率は１となり、高周波
成分の少ない入力電流となる。

次に電圧制御について説明する。なお、ここでは、電圧
制御補償回路１５は比例＋積分回路（Ｐ−■制御）で構
成されているとする。

第１図に示した制御回路においてＶ　ａａ　ｐ’　＞Ｖ
ｃａｐｏとなった場合を考える。

電圧偏差ε１＝Ｖｃａｒ　　Ｖｃａｐｏは正の値となり
、電流波高値ｋＰ・ε１が大きくなる。故に電流指令値
ＩＲ＊も大きくなり、電源電圧ＶＲがら供給される有効
電力Ｐ８を増大させる。従って、エネルギーが進相コン
デンサ８に蓄積され、その結果電圧波高値Ｖｃａｐを増
加させ、Ｖｃａｐ”４Ｖｃａ〜となって落ち着く。

逆にＶ　ｃａｐ”　＜　Ｖ　ａａ円となった場合、偏差
ε１は負の値となり、電流波高値指令ｋＰ　・ε１を減
少させる。その結果、可変周波数電源７から供給される
有効電力Ｐｐが減少し、その分進相コンデンサ８に印加
される電圧の波高値Ｖｃａｐを減少させ、最終的には■
０ａＰｘ＝ＶＯａＰＯとなるように制御される。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明は可変周波数電源を入力とする循
環電流式サイクロコンバータと進相コンデンサで構成さ
れる周波数変換装置において、周波数変換器の出力電源
となる進相コンデンサの端子電圧の周波数と位相を外部
発振器１９によって与えられる位相基準信＠ｅａ　、ｅ
ｂ　、ｅ□の周波数と位相に一致させることができ、任
意の周波数の三相交流電源を発生させることができる。

また、正負群コンバータの点弧位相角を９０°の方向に
制御すると、入力電圧より高い出力電圧を発生させるこ
とができる。

可変周波数電源から供給される入力電流は、その電源電
圧の位相と同位相に制御されるため、入力力率を１で運
転ですることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す概要構成図、第２図は
第１図に示した周波数変換装置を示す等価回路図、第３
図及び第４図は第１図に示した周波数変換装置の動作を
説明するタイムチャート図、第５図は等価回路図である
。 １・・・循環電流式サイクロコンバータ２・・・正群コ
ンバータ ３・・・負群コンバータ ７・・・可変周波数電源 ８・・・進相コンデンサ １０・・・電流検出器 １１・・・電圧検出器 １２・・・同期信号発生回路 １３・・・電圧指令回路 １４・・・変換回路 １５・・・電圧制御補償回路 １６・・・乗算器 １７・・・電流制御補償回路 １８・・・反転回路 １９・・・外部発振器 ２０、２１・・・位相制御回路 ２２．２３・・・比較器 ２４・・・加算器 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　第子丸　健 第２図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源と、この交流電源の端子に出力端子が接続され
   たサイクロコンバータと、このサイクロコンバータの入
   力側端子に接続された進相コンデンサと、この進相コン
   デンサに印加される電圧の波高値を制御する波高値制御
   手段と、この波高値制御手段からの出力信号により、前
   記交流電源から供給される電流を制御する電流制御手段
   と、この電流制御手段からの出力信号に応じて、前記サ
   イクロコンバータの位相を制御する位相制御手段と、こ
   の位相制御手段に位相基準信号を与える基準出力手段で
   構成されることを特徴とする周波数変換装置。