JPH07108092B2 - 交流電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明の無停電電源装置（以後UPSと略す）や燃料電池
発電システムなどのような交流電源装置に関するもので
ある。
発電システムなどのような交流電源装置に関するもので
ある。
従来の代表的なUPSの構成を第２図に示す。図において
充電器３は商用電源５の電力を直流に変換し、バツテリ
ー２を充電しつつ電圧形インバータ１に直流電力を供給
する。インバータ１はその直流電力を低次高調波の少い
交流電力に変換したのち、リアクトルLsとコンデンサCp
よりなるフイルタを通して正弦波の交流電力とし、トラ
ンスＴ2により負荷に合つた電圧に変圧して、負荷４に
供給する。通常コンピユータなどのUPSの負荷はノイズ
を防止するために電源側から絶縁したのち、専用の接地
を取る場合が多く、トランスＴ2は電圧を合わせるだけ
でなく、絶縁の機能上も必要である。
充電器３は商用電源５の電力を直流に変換し、バツテリ
ー２を充電しつつ電圧形インバータ１に直流電力を供給
する。インバータ１はその直流電力を低次高調波の少い
交流電力に変換したのち、リアクトルLsとコンデンサCp
よりなるフイルタを通して正弦波の交流電力とし、トラ
ンスＴ2により負荷に合つた電圧に変圧して、負荷４に
供給する。通常コンピユータなどのUPSの負荷はノイズ
を防止するために電源側から絶縁したのち、専用の接地
を取る場合が多く、トランスＴ2は電圧を合わせるだけ
でなく、絶縁の機能上も必要である。
電源側のトランスＴ1は省略することも多いが、インバ
ータの直流側の電圧が、インバータとバツテリーの経済
性から決まつている場合が多いので、トランスＴ1でそ
の電圧に変圧すると同時に絶縁する場合が多い。このよ
うに従来の最も正統的な設計のUPSでは２つの変圧器を
必要とするため、その重量と寸法が大きく、UPSの小形
・軽量化を困難としていた。
ータの直流側の電圧が、インバータとバツテリーの経済
性から決まつている場合が多いので、トランスＴ1でそ
の電圧に変圧すると同時に絶縁する場合が多い。このよ
うに従来の最も正統的な設計のUPSでは２つの変圧器を
必要とするため、その重量と寸法が大きく、UPSの小形
・軽量化を困難としていた。
この問題を解決するため、考え出された新しい方式が第
３図に示す高周波中間リンク方式である。第３図は文献
“インバータの分類とその特性について”、電気評論、
1981年11月号P987〜992の第14図に示された高周波中間
リンクによるDC/AC変換器をもとに、第２図と同様の機
能を持つUPSを構成したものである。図においてインバ
ータ１は例えばｆ1＝10KHZの単相矩形波を発生する電圧
形インバータで、その出力はトランスＴ2で絶縁された
のち、サイクロコンバータ６に与えられる。サイクロコ
ンバータ６は周波数ｆ1の電力を例えばｆ3＝60Hzの電力
に変換し、リアクトルLsとコンデンサCpよりなるフィル
タを通して正弦波に変換し、負荷に供給する。この方式
ではトランスＴ2を10KNzの周波数で設計できるため、非
常に小形・軽量化できる。
３図に示す高周波中間リンク方式である。第３図は文献
“インバータの分類とその特性について”、電気評論、
1981年11月号P987〜992の第14図に示された高周波中間
リンクによるDC/AC変換器をもとに、第２図と同様の機
能を持つUPSを構成したものである。図においてインバ
ータ１は例えばｆ1＝10KHZの単相矩形波を発生する電圧
形インバータで、その出力はトランスＴ2で絶縁された
のち、サイクロコンバータ６に与えられる。サイクロコ
ンバータ６は周波数ｆ1の電力を例えばｆ3＝60Hzの電力
に変換し、リアクトルLsとコンデンサCpよりなるフィル
タを通して正弦波に変換し、負荷に供給する。この方式
ではトランスＴ2を10KNzの周波数で設計できるため、非
常に小形・軽量化できる。
しかし充電器の部分は第２図と同様に商用電源周波数ｆ
2のトランスＴ1が必要である。
2のトランスＴ1が必要である。
これを改善すべくさらに発展させたシステムが第４図に
示すものである。これは第３図のDC/AC変換部が可逆運
転できることに注目し、充電器にも同じ高周波中間リン
ク方式を適用したものである。しかしこの方法はトラン
スを小形化できるが、商用入力から出力の間に２台のサ
イクロコンバータと２台のインバータを通るため、効率
が下り、また変換器の価格が高価となる。従つて第４図
の方法は原理上は可能であつても、経済性と効率の点か
ら実用価値が少なかつた。
示すものである。これは第３図のDC/AC変換部が可逆運
転できることに注目し、充電器にも同じ高周波中間リン
ク方式を適用したものである。しかしこの方法はトラン
スを小形化できるが、商用入力から出力の間に２台のサ
イクロコンバータと２台のインバータを通るため、効率
が下り、また変換器の価格が高価となる。従つて第４図
の方法は原理上は可能であつても、経済性と効率の点か
ら実用価値が少なかつた。
この欠点を解決すべくさらに新しく考案されたのが文献
INTELEC ′87 Conference Proceedings,Session 12,P51
6〜520“Small UPS usingphase control"のFig.16
（ｂ）で発表された充電器の不要な方式である。その方
式を本発明の第２〜４図の描き方にあわせて、第５図に
示す。この方式では商用電源５が正常なときはそれをス
イツチSWを通して負荷４へそのまま供給すると同時に、
サイクロコンバータ６がｆ1の電力に変換し、それをさ
らにインバータ１が直流電力に変換してバツテリー２を
充電している。商用が停電すると、スイツチSWが開き、
バツテリーの電力がインバータ１、サイクロコンバータ
６を通つて負荷４へ供給される。この方式は変換器が２
台でよいため非常に実用性が高いが、負荷に供給される
電力が商用電源と同じ電圧、周波数となり、厳密な一定
周波数を必要とする用途には適用できない。
INTELEC ′87 Conference Proceedings,Session 12,P51
6〜520“Small UPS usingphase control"のFig.16
（ｂ）で発表された充電器の不要な方式である。その方
式を本発明の第２〜４図の描き方にあわせて、第５図に
示す。この方式では商用電源５が正常なときはそれをス
イツチSWを通して負荷４へそのまま供給すると同時に、
サイクロコンバータ６がｆ1の電力に変換し、それをさ
らにインバータ１が直流電力に変換してバツテリー２を
充電している。商用が停電すると、スイツチSWが開き、
バツテリーの電力がインバータ１、サイクロコンバータ
６を通つて負荷４へ供給される。この方式は変換器が２
台でよいため非常に実用性が高いが、負荷に供給される
電力が商用電源と同じ電圧、周波数となり、厳密な一定
周波数を必要とする用途には適用できない。
本発明は第３図、第４図のような従来の高周波中間リン
ク式UPSの欠点である商用入力から交流出力までの間に
多くの変換器を必要とすることを解決し、少い変換器
で、効率の良い経済的なシステムを実現できる手段を提
供するものである。
ク式UPSの欠点である商用入力から交流出力までの間に
多くの変換器を必要とすることを解決し、少い変換器
で、効率の良い経済的なシステムを実現できる手段を提
供するものである。
この発明は商用電源からのエネルギー、バツテリーから
のエネルギー、負荷へのエネルギーの３者を全て共通の
周波数ｆ1の電力を介してやり取りするよう、スター状
の構成にすると共に、電圧制御用の制御回路を設けるこ
とにより、必要な変換器の数を少くしたものである。
のエネルギー、負荷へのエネルギーの３者を全て共通の
周波数ｆ1の電力を介してやり取りするよう、スター状
の構成にすると共に、電圧制御用の制御回路を設けるこ
とにより、必要な変換器の数を少くしたものである。
構成としては、商用電源からの電力を第１の変換器によ
り周波数ｆ1の高周波に変換し、母線Ｂ1に供給する。交
流母線Ｂ1とバツテリー２の間には、第２の可逆形変換
器があり、交流母線Ｂ1の電力をAC/DC変換してバツテリ
ーを充電したり、また商用電源が停電したときには、バ
ツテリーの電力をDC/AC変換して、交流母線Ｂ1へ供給す
る。
り周波数ｆ1の高周波に変換し、母線Ｂ1に供給する。交
流母線Ｂ1とバツテリー２の間には、第２の可逆形変換
器があり、交流母線Ｂ1の電力をAC/DC変換してバツテリ
ーを充電したり、また商用電源が停電したときには、バ
ツテリーの電力をDC/AC変換して、交流母線Ｂ1へ供給す
る。
第３の変換器はサイクロコンバータ等を用い上記母線Ｂ
1の電力を周波数ｆ3の電力に変換して負荷４に供給す
る。
1の電力を周波数ｆ3の電力に変換して負荷４に供給す
る。
また、第２の変換器の交流出力を周波数ｆ1の所定電圧
に制御する第１の制御回路及び第２の変換器の直流側電
力と第１、第３の変換器の電力に対応して第１の変換器
の出力電圧を第２の変換器出力の所定電圧に制御する第
２の制御回路を設けている。
に制御する第１の制御回路及び第２の変換器の直流側電
力と第１、第３の変換器の電力に対応して第１の変換器
の出力電圧を第２の変換器出力の所定電圧に制御する第
２の制御回路を設けている。
この構成では商用電源が有る場合は電力は第１の変換器
と第３の変換器の二つの変換器を通つて負荷に供給され
る。また、充電電力も第１の変換器と第２の変換器の２
つを通るだけである。また停電したときはバツテリーの
電力が第２の変換器により周波数ｆ1の交流に変換され
たのち、第３の変換器を通つて負荷に供給される。この
ように本発明では電力は常に二つの変換器を通るだけで
あり、高効率のシステムを提供することができる。
と第３の変換器の二つの変換器を通つて負荷に供給され
る。また、充電電力も第１の変換器と第２の変換器の２
つを通るだけである。また停電したときはバツテリーの
電力が第２の変換器により周波数ｆ1の交流に変換され
たのち、第３の変換器を通つて負荷に供給される。この
ように本発明では電力は常に二つの変換器を通るだけで
あり、高効率のシステムを提供することができる。
本発明のブロツク図である第１図をもとに具体的な実施
例を第６図に示す。
例を第６図に示す。
第６図においてインバータ10はトランジスタQ1〜Q4とダ
イオードD1〜D4よりなる矩形波インバータで、ここでは
電圧制御は行なわず、バツテリー２の電圧に対応した矩
形波を母線Ｂ1に供給する。またインバータ10はその周
波数を固定し、インバータ10により、母線Ｂ1の電圧，
周波数をシステム全体の基準として確立させる。
イオードD1〜D4よりなる矩形波インバータで、ここでは
電圧制御は行なわず、バツテリー２の電圧に対応した矩
形波を母線Ｂ1に供給する。またインバータ10はその周
波数を固定し、インバータ10により、母線Ｂ1の電圧，
周波数をシステム全体の基準として確立させる。
次にダイオード整流器11−Ｂとトランジスタインバータ
11−ＡおよびコンデンサＣDよりなる変換器11は商用電
源５の電力をインバータ10と同じ周波数ｆ1の電力に変
換する。この際インバータ11−Ａはその出力電圧のPWM
制御及びその発生電圧の母線Ｂ1の電圧に対する位相進
み角を制御して、母線Ｂ1へ送りこんでいる電力を制御
し、インバータ10を通してバツテリー２を充電する電力
とサイクロコンバータ12を通して負荷へ供給する電力を
調整する。リアクトルＬAは数％から30％P.U.程度のイ
ンピーダンスのものであるが、これは母線Ｂ1の非制御
の矩形波とインバータ11−ＡのPWM波形の相違により流
れる高調波を抑制するとともに、インバータ11−Ａから
母線Ｂ1へ送りこんでいる電力量の制御を容易とするも
のである。
11−ＡおよびコンデンサＣDよりなる変換器11は商用電
源５の電力をインバータ10と同じ周波数ｆ1の電力に変
換する。この際インバータ11−Ａはその出力電圧のPWM
制御及びその発生電圧の母線Ｂ1の電圧に対する位相進
み角を制御して、母線Ｂ1へ送りこんでいる電力を制御
し、インバータ10を通してバツテリー２を充電する電力
とサイクロコンバータ12を通して負荷へ供給する電力を
調整する。リアクトルＬAは数％から30％P.U.程度のイ
ンピーダンスのものであるが、これは母線Ｂ1の非制御
の矩形波とインバータ11−ＡのPWM波形の相違により流
れる高調波を抑制するとともに、インバータ11−Ａから
母線Ｂ1へ送りこんでいる電力量の制御を容易とするも
のである。
母線Ｂ1の電圧は、バツテリー２とそれと並列の直流平
滑コンデンサＣBによりほぼ完全な矩形波に固定されて
いるので、サイクロコンバータ12はインバータ11−Ａと
は独立して相互に影響を受けずに動作する。ｆ1が数KHz
以上、ｆ3は60Hzとすると、サイクロコンバータ12は自
然転流形または自己消弧形のいづれでも適用できる。こ
こではスイツチS1〜S6が第７図（ａ）及び（ｂ）に示す
ような自己消弧形のスイツチによるものでもよい。
滑コンデンサＣBによりほぼ完全な矩形波に固定されて
いるので、サイクロコンバータ12はインバータ11−Ａと
は独立して相互に影響を受けずに動作する。ｆ1が数KHz
以上、ｆ3は60Hzとすると、サイクロコンバータ12は自
然転流形または自己消弧形のいづれでも適用できる。こ
こではスイツチS1〜S6が第７図（ａ）及び（ｂ）に示す
ような自己消弧形のスイツチによるものでもよい。
第６図の実施例でサイクロコンバータの動作を中心に詳
しく説明する。
しく説明する。
第６図のトランスＴ2のリーケイジインダクタンスを充
分小さく設計すればその２次側にも第８−（ａ）図のよ
うな、母線Ｂ1と同じ矩形波が得られる。コンデンサＣA
はサイクロコンバータのスイツチングを容易にすべく設
けたサージアブソーバである。まず第８図の最初の半サ
イクルのようにＶRSが正のときを考えると、スイツチS1
をオンにすれば、Ｘ点に正の電圧が、S2をオンにすると
Ｘ点に負電圧が得られる。またＶRSが負のときは、S1と
S2を入れ替えた制御をすると同じ電圧がＸ点に得られ
る。S1とS2を同時にオンにすることはトランスの２次側
を短絡することになるので避ける必要がある。またスイ
ツチS1とS2をともにオフにすることはリアクトルＬSUの
電流通路がなくなるので避ける必要がある。
分小さく設計すればその２次側にも第８−（ａ）図のよ
うな、母線Ｂ1と同じ矩形波が得られる。コンデンサＣA
はサイクロコンバータのスイツチングを容易にすべく設
けたサージアブソーバである。まず第８図の最初の半サ
イクルのようにＶRSが正のときを考えると、スイツチS1
をオンにすれば、Ｘ点に正の電圧が、S2をオンにすると
Ｘ点に負電圧が得られる。またＶRSが負のときは、S1と
S2を入れ替えた制御をすると同じ電圧がＸ点に得られ
る。S1とS2を同時にオンにすることはトランスの２次側
を短絡することになるので避ける必要がある。またスイ
ツチS1とS2をともにオフにすることはリアクトルＬSUの
電流通路がなくなるので避ける必要がある。
第８図では図（ａ）のトランスＴ2２次電圧ＶRSの半サ
イクルに１回のきよ歯状波を図（ｂ）のように発生し、
それと図（ｂ）の点線で示す制御信号の交点によりスイ
ツチS1とS2の切り替えのタイミングを決めている。第８
図の（ｄ）には制御信号が大きくなるにしたがって、Ｘ
点の仮想中性点に対する電圧がしだいに大きくなつてい
る様子を示す。（なお仮想中性点としては、トランスＴ
2の２次巻線の中点を考えるとよい。）この図から分る
ように、スイツチの切替はきよ歯状波と制御信号との大
小関係および、電圧ＶRSの極性により決まることが分
る。
イクルに１回のきよ歯状波を図（ｂ）のように発生し、
それと図（ｂ）の点線で示す制御信号の交点によりスイ
ツチS1とS2の切り替えのタイミングを決めている。第８
図の（ｄ）には制御信号が大きくなるにしたがって、Ｘ
点の仮想中性点に対する電圧がしだいに大きくなつてい
る様子を示す。（なお仮想中性点としては、トランスＴ
2の２次巻線の中点を考えるとよい。）この図から分る
ように、スイツチの切替はきよ歯状波と制御信号との大
小関係および、電圧ＶRSの極性により決まることが分
る。
今ＲからＳに対して正の半周期をＴとすると、Ｔ＝1/
（2f1）であるが、この期間の前半ＴAはスイツチS1がオ
ン、後半ＴB＝Ｔ−ＴAはスイツチS2がオンとすると、Ｘ
点の電圧の仮想中性点Ｎに対するこの期間Ｔの平均電圧
は次のようになる。
（2f1）であるが、この期間の前半ＴAはスイツチS1がオ
ン、後半ＴB＝Ｔ−ＴAはスイツチS2がオンとすると、Ｘ
点の電圧の仮想中性点Ｎに対するこの期間Ｔの平均電圧
は次のようになる。
ＶX＝ＶS（2TA/T−１） 但しＶSはRS間の電圧である。これからＴAを制御するこ
とにより、Ｘ点の平均電圧を−ＶSからＶSの範囲で変化
させ得ることが分る。
とにより、Ｘ点の平均電圧を−ＶSからＶSの範囲で変化
させ得ることが分る。
以上は第６図のサイクロコンバータのＵ相のみについて
述べたが、V,W相にも同様のきよ歯状波とのコンパレー
タを設け、それぞれがスイツチS3とS4の組及びS5とS6の
組を制御するようにし、これらの３つのコンパレータ
に、出力すべき３相電圧に対応した制御信号を与えるこ
とによつて、X,Y,Z点の電圧は平均値が３相正弦波状に
変化するので、フイルタを通つた後３相正弦波が出力端
子U,V,Wに得られる。
述べたが、V,W相にも同様のきよ歯状波とのコンパレー
タを設け、それぞれがスイツチS3とS4の組及びS5とS6の
組を制御するようにし、これらの３つのコンパレータ
に、出力すべき３相電圧に対応した制御信号を与えるこ
とによつて、X,Y,Z点の電圧は平均値が３相正弦波状に
変化するので、フイルタを通つた後３相正弦波が出力端
子U,V,Wに得られる。
第６図の実施例では、二つのトランスＴ1とＴ2を用いた
が、これは第９図に示すように一つのトランスにまとめ
ることができる。この図では第６図と同じ機能の変換器
を省略し、ブロツクで示している。この図において、変
圧器は３つの巻線を有し、変換器11の出力の大部分は巻
線Ｗ1からＷ2を通つてサイクロコンバータ12へ供給され
る。またこの出力の一部は巻線Ｗ3を通つてインバータ1
0の逆運転でAC/DC変換され、バツテリー２を充電する。
が、これは第９図に示すように一つのトランスにまとめ
ることができる。この図では第６図と同じ機能の変換器
を省略し、ブロツクで示している。この図において、変
圧器は３つの巻線を有し、変換器11の出力の大部分は巻
線Ｗ1からＷ2を通つてサイクロコンバータ12へ供給され
る。またこの出力の一部は巻線Ｗ3を通つてインバータ1
0の逆運転でAC/DC変換され、バツテリー２を充電する。
停電した場合はインバータ10がバツテリーの電力をDC/A
C変換し、巻線Ｗ3とＷ2を通つてサイクロコンバータ12
へ供給される。このように第９図の方式では、電力は常
に一つの変圧器しか通らぬため、効率と経済性が優れて
いる。なお第９図において、巻線Ｗ3を省略し、インバ
ータ10の出力を巻線Ｗ1またはＷ2に接続することも可能
である。
C変換し、巻線Ｗ3とＷ2を通つてサイクロコンバータ12
へ供給される。このように第９図の方式では、電力は常
に一つの変圧器しか通らぬため、効率と経済性が優れて
いる。なお第９図において、巻線Ｗ3を省略し、インバ
ータ10の出力を巻線Ｗ1またはＷ2に接続することも可能
である。
以上の説明ではインバータ10を常に運転する場合につい
て説明したが、インバータ10は停電時のみ運転する方式
も可能である。このときは第６図においてインバータ10
が動作しているときの母線Ｂ1の電圧を安定させるため
に、コンデンサＣAを40〜100％PUと大きくすることによ
つて、母線Ｂ1の電圧を正弦波状に安定化させる。また
母線Ｂ1の正弦波とインバータ10の矩形波との間の電圧
差に対応するため、20〜30％PUのリアクトルをインバー
タ10の出力に直列に設けるとよい。サイクロコンバータ
12は母線Ｂ1の変化する単相正弦波をもとに位相制御を
行なつて、３相正弦波を発生する。
て説明したが、インバータ10は停電時のみ運転する方式
も可能である。このときは第６図においてインバータ10
が動作しているときの母線Ｂ1の電圧を安定させるため
に、コンデンサＣAを40〜100％PUと大きくすることによ
つて、母線Ｂ1の電圧を正弦波状に安定化させる。また
母線Ｂ1の正弦波とインバータ10の矩形波との間の電圧
差に対応するため、20〜30％PUのリアクトルをインバー
タ10の出力に直列に設けるとよい。サイクロコンバータ
12は母線Ｂ1の変化する単相正弦波をもとに位相制御を
行なつて、３相正弦波を発生する。
この実施例ではバツテリー２を充電することもできる。
即ち、インバータ11−ＡのPWM制御により母線Ｂ1の電圧
を変化させ、インバータ10のダイオードD1〜D4により整
流されてバツテリー２を充電する電力を制御する。（こ
の場合トランジスタQ1〜Q4はスイツチングせずオフであ
る） 停電した場合はインバータ10をただちに起動し、母線電
圧を確保する。この場合はインバータ10のPWM制御によ
り、バツテリー電圧が変化してもＢ1の母線電圧は一定
に保つことができる。
即ち、インバータ11−ＡのPWM制御により母線Ｂ1の電圧
を変化させ、インバータ10のダイオードD1〜D4により整
流されてバツテリー２を充電する電力を制御する。（こ
の場合トランジスタQ1〜Q4はスイツチングせずオフであ
る） 停電した場合はインバータ10をただちに起動し、母線電
圧を確保する。この場合はインバータ10のPWM制御によ
り、バツテリー電圧が変化してもＢ1の母線電圧は一定
に保つことができる。
以上の実施例ではインバータ10は単相インバータを用い
る場合について説明したが、サイクロコンバータ12は３
相正弦波の電源でも動作できることは衆知の事実であ
る。従つて第９図のインバータ10を第10図に示すような
３相正弦波インバータにすることができる。第10図にお
いてインバータ10-A,10-B,10−Ｃはそれぞれ単相ブリツ
ジインバータで、１パルスPWM波形のパルス巾制御によ
り、バツテリー２の電圧変化にかかわらず、コンデンサ
ＣAの電圧を一定に保つように制御する。
る場合について説明したが、サイクロコンバータ12は３
相正弦波の電源でも動作できることは衆知の事実であ
る。従つて第９図のインバータ10を第10図に示すような
３相正弦波インバータにすることができる。第10図にお
いてインバータ10-A,10-B,10−Ｃはそれぞれ単相ブリツ
ジインバータで、１パルスPWM波形のパルス巾制御によ
り、バツテリー２の電圧変化にかかわらず、コンデンサ
ＣAの電圧を一定に保つように制御する。
変換器11はその出力電圧のコンデンサＣAの電圧に対す
る進み角を制御することにより、リアクトルＬAを通し
て巻線Ｗ1に注入する電力を制御する。サイクロコンバ
ータ12はコンデンサＣAに確立した安定な高周波３相電
圧をベースに、出力端子U,V,Wに安定な３相60Hzの電力
を供給する。
る進み角を制御することにより、リアクトルＬAを通し
て巻線Ｗ1に注入する電力を制御する。サイクロコンバ
ータ12はコンデンサＣAに確立した安定な高周波３相電
圧をベースに、出力端子U,V,Wに安定な３相60Hzの電力
を供給する。
中間リンクを３相とする方式は比較的低い中間リンク周
波数でも良好な出力波形が得られるので、大容量の電源
に適している。
波数でも良好な出力波形が得られるので、大容量の電源
に適している。
以上第６図の説明では、変換器11に整流器とインバータ
の組み合せを適用しているが、その替りに第11図に示す
ような３相/2相変換のサイクロコンバータを用いてもよ
い。なお第11図におけるスイツチS1からS6は第７図に示
すようなスイツチを用いてもよい。
の組み合せを適用しているが、その替りに第11図に示す
ような３相/2相変換のサイクロコンバータを用いてもよ
い。なお第11図におけるスイツチS1からS6は第７図に示
すようなスイツチを用いてもよい。
次に本発明を具体化するための制御回路の一実施例を第
12図にもとづき説明する。この例は母線Ｂ1を高周波ｆ1
の単相正弦波とし、その母線電圧をインバータ10で定電
圧定周波に制御した上で、それを基準としてサイクロコ
ンバータ12とインバータ11を制御する方式である。簡単
化のため変圧器は省略している。
12図にもとづき説明する。この例は母線Ｂ1を高周波ｆ1
の単相正弦波とし、その母線電圧をインバータ10で定電
圧定周波に制御した上で、それを基準としてサイクロコ
ンバータ12とインバータ11を制御する方式である。簡単
化のため変圧器は省略している。
インバータ10は単相ブリツジ構成で、１パルスのPWM制
御により、母線Ｂ1の電圧を制御する。このインバータ
の周波数は発振器OSCで固定されており、電圧基準ＶB *
と電圧センサVS2からのフイードバック信号にもとづい
て、電圧制御VC2がPWM2の出力パルス巾を制御して、母
線電圧ＶBを一定値に制御する。
御により、母線Ｂ1の電圧を制御する。このインバータ
の周波数は発振器OSCで固定されており、電圧基準ＶB *
と電圧センサVS2からのフイードバック信号にもとづい
て、電圧制御VC2がPWM2の出力パルス巾を制御して、母
線電圧ＶBを一定値に制御する。
サイクロコンバータ12は母線Ｂ1の正弦波単相電力を位
相制御して出力に単相60Hzの正弦波電力を得る。出力60
Hzに対し母線Ｂ1の周波数が600Hz以上程度の充分高いも
のとすると、比較的小さなリアクトルLsとコンデンサCp
のフイルタで高調波を充分除去し、一般に歪率３〜５％
以下の正弦波を得ることができる。このサイクロコンバ
ータの制御回路には出力電流の瞬時値に制御する電流マ
イナーループを設けている。この電流マイナーループに
出力フイルタコンデンサCpに流すべき電流基準としてIc
*＝Icmcosωｔ＝ωCpVcmcosωｔを与えることにより無
負荷電圧を確立させる。次に負荷電力ＩLを出力フイー
ドフオワードし、負荷の変化にすみやかに追従するよう
にして、インピーダンスの低い電圧源としての動作をさ
せる。最後に正弦波電圧指令発生回路REFでVc*＝Vcmsin
ωｔを作り、この電圧指令と実際の電圧との差をゼロに
すべく、電圧コントローラVC3の制御信号を加える。
相制御して出力に単相60Hzの正弦波電力を得る。出力60
Hzに対し母線Ｂ1の周波数が600Hz以上程度の充分高いも
のとすると、比較的小さなリアクトルLsとコンデンサCp
のフイルタで高調波を充分除去し、一般に歪率３〜５％
以下の正弦波を得ることができる。このサイクロコンバ
ータの制御回路には出力電流の瞬時値に制御する電流マ
イナーループを設けている。この電流マイナーループに
出力フイルタコンデンサCpに流すべき電流基準としてIc
*＝Icmcosωｔ＝ωCpVcmcosωｔを与えることにより無
負荷電圧を確立させる。次に負荷電力ＩLを出力フイー
ドフオワードし、負荷の変化にすみやかに追従するよう
にして、インピーダンスの低い電圧源としての動作をさ
せる。最後に正弦波電圧指令発生回路REFでVc*＝Vcmsin
ωｔを作り、この電圧指令と実際の電圧との差をゼロに
すべく、電圧コントローラVC3の制御信号を加える。
以上３つの信号の和をリミツタLIMでサイクロコンバー
タの許容電流値以内に制限してから、上記電流マイナー
ループの指令値として与えている。このようにして、サ
イクロコンバータ12は母線Ｂ1に確立された単相高周波
電源より、60Hzの正弦波単相を得ることができる。
タの許容電流値以内に制限してから、上記電流マイナー
ループの指令値として与えている。このようにして、サ
イクロコンバータ12は母線Ｂ1に確立された単相高周波
電源より、60Hzの正弦波単相を得ることができる。
次にこのシステムの所要電力を供給するインバータ11の
制御について説明する。このインバータの周波数と位相
は電圧制御発振器VCOにより決定される。VCOの中心周波
数はｆ0＝mf1として設定されており、ｍカウントのカウ
ンタCNT1でｆ1の周波数に落して変調回路PWM1へ与えら
れる。このPWM回路は１パルスPWMの信号をインバータ11
へ与え、インバータ11の出力電圧を制御する。電圧制御
はリアクトルＬAの前の電圧Ｖ1の平均値をその指令値Ｖ
1 *に制御するもので、電圧コントローラVC1が電圧セン
サVS1で求めた平均値にもとづき、信号Ｖ1 *-V1を零にす
るように制御している。
制御について説明する。このインバータの周波数と位相
は電圧制御発振器VCOにより決定される。VCOの中心周波
数はｆ0＝mf1として設定されており、ｍカウントのカウ
ンタCNT1でｆ1の周波数に落して変調回路PWM1へ与えら
れる。このPWM回路は１パルスPWMの信号をインバータ11
へ与え、インバータ11の出力電圧を制御する。電圧制御
はリアクトルＬAの前の電圧Ｖ1の平均値をその指令値Ｖ
1 *に制御するもので、電圧コントローラVC1が電圧セン
サVS1で求めた平均値にもとづき、信号Ｖ1 *-V1を零にす
るように制御している。
インバータ11の発生電圧Ｖ1の中心位相をCNT1から求
め、その母線Ｂ1の電圧ＶBに対する進み角Δを位相検
出回路PDで求めている。このΔをシステムの所要電力
に対応してPLLアンプＡ1が制御する。通常システムの所
要電力の大部分はサイクロコンバータ12の入力であるの
で、その電力Ｐ1を掛算器MLTで求め、フイルタFILで平
滑化してからこの電力に対応した位相差指令Δ*とし
てPLLアンプＡ1へ与えている。
め、その母線Ｂ1の電圧ＶBに対する進み角Δを位相検
出回路PDで求めている。このΔをシステムの所要電力
に対応してPLLアンプＡ1が制御する。通常システムの所
要電力の大部分はサイクロコンバータ12の入力であるの
で、その電力Ｐ1を掛算器MLTで求め、フイルタFILで平
滑化してからこの電力に対応した位相差指令Δ*とし
てPLLアンプＡ1へ与えている。
次にバツテリー２を充電するため、その電圧指令ＶD *と
現在値ＶDの差を零にするよう増巾器Ａ2を動作させ、充
電電力に対応する位相信号Δ2 *をPLLアンプＡ1に与え
ている。
現在値ＶDの差を零にするよう増巾器Ａ2を動作させ、充
電電力に対応する位相信号Δ2 *をPLLアンプＡ1に与え
ている。
さらにインバータ10の無負荷損失などに見合う位相差角
信号Δ3 *をバイアスとしてPLLに与えている。このよ
うにしてPLLアンプＡ1が発振器VCOの周波数を微調整す
ることにより、INV1がこのシステムの所要電力を母線Ｂ
1へ供給することができる。
信号Δ3 *をバイアスとしてPLLに与えている。このよ
うにしてPLLアンプＡ1が発振器VCOの周波数を微調整す
ることにより、INV1がこのシステムの所要電力を母線Ｂ
1へ供給することができる。
共通の高周波母線に対し、３つの変換器をスター状に接
続すると共に、その周波数と電圧を制御することによ
り、従来の方式より少い変換器の数で、高周波リンク式
の変換システムを用いた交流電源装置を構成できる。そ
の結果、電力変換にともなつて通過すべき変換器の数が
少くなり、効率が向上する。この装置を無停電電源シス
テムなどに適用すると、小形，軽量かつ高効率なシステ
ムを得ることができる。
続すると共に、その周波数と電圧を制御することによ
り、従来の方式より少い変換器の数で、高周波リンク式
の変換システムを用いた交流電源装置を構成できる。そ
の結果、電力変換にともなつて通過すべき変換器の数が
少くなり、効率が向上する。この装置を無停電電源シス
テムなどに適用すると、小形，軽量かつ高効率なシステ
ムを得ることができる。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例による交流電源装置の基本構
成を示すブロツク図、第２図から第５図は従来のシステ
ムを示すブロツク図、第６図は本発明の一実施例の主回
路構成図、第７図は本発明のサイクロコンバータ部に用
いるスイツチの例を示す回路図、第８図は本発明のサイ
クロコンバータの動作を説明するための波形図、第９
図，第10図は本発明の他の実施例の構成を示す図、第11
図は商用電源を高周波に変換する他の実施例を示す回路
図、第12図は本発明の制御回路の一例を示すブロツク図
である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
成を示すブロツク図、第２図から第５図は従来のシステ
ムを示すブロツク図、第６図は本発明の一実施例の主回
路構成図、第７図は本発明のサイクロコンバータ部に用
いるスイツチの例を示す回路図、第８図は本発明のサイ
クロコンバータの動作を説明するための波形図、第９
図，第10図は本発明の他の実施例の構成を示す図、第11
図は商用電源を高周波に変換する他の実施例を示す回路
図、第12図は本発明の制御回路の一例を示すブロツク図
である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (4)
- 【請求項１】所定周波数の交流電力を入力とし、上記所
定周波数より高い第２の周波数の交流出力に変換する第
１の変換器、この第１の変換器の出力側と充電可能な直
流電源との間に接続され、交直の可逆変換可能な第２の
変換器、この第２の変換器の交流出力を上記第２の周波
数の所定電圧に制御する第１の制御回路、上記第１及び
第２の変換器の一方または双方から電力の供給を受け得
るように接続され、第３の周波数の電力に変換して負荷
に供給する第３の変換器及び上記第２の変換器の直流側
電力と上記第１及び第３の変換器の電力とに対応して上
記第１の変換器の出力電圧を上記所定電圧に制御する第
２の制御回路を備えた交流電源装置。 - 【請求項２】第１の変換器の出力側に第２の周波数の電
力を平滑化するフィルタ回路を備えた特許請求の範囲第
１項記載の交流電源装置。 - 【請求項３】３組の巻線を有する変圧器を設け、第１の
変換器の出力を第１の巻線に供給し、第２の変換器の出
力を第２の巻線に供給し、第３の変換器の出力を第３の
巻線に供給するようにしたことを特徴とする特許請求の
範囲第１項または第２項記載の交流電源装置。 - 【請求項４】直流電源をバッテリーとすると共に第２の
変換器を電圧形インバータとし、第１の変換器の出力を
上記電圧形インバータの帰還ダイオードで整流して、上
記バッテリーを充電するようにしたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項〜第３項記載の交流電源装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63106987A JPH07108092B2 (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 交流電源装置 |
| CA000592977A CA1317635C (en) | 1988-04-27 | 1989-03-07 | A.c. power supply apparatus |
| KR1019890003277A KR910008549B1 (ko) | 1988-04-27 | 1989-03-16 | 교류전원장치 |
| DE3912941A DE3912941A1 (de) | 1988-04-27 | 1989-04-20 | Spannungsversorgungsgeraet |
| US07/798,833 US5198970A (en) | 1988-04-27 | 1991-11-25 | A.C. power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63106987A JPH07108092B2 (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 交流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01278266A JPH01278266A (ja) | 1989-11-08 |
| JPH07108092B2 true JPH07108092B2 (ja) | 1995-11-15 |
Family
ID=14447605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63106987A Expired - Fee Related JPH07108092B2 (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 交流電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07108092B2 (ja) |
| KR (1) | KR910008549B1 (ja) |
| CA (1) | CA1317635C (ja) |
| DE (1) | DE3912941A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4108259A1 (de) * | 1990-03-27 | 1991-10-02 | Oezkan Akdogan | Einrichtung zur unterbrechungsfreien stromversorgung |
| DE4019665C1 (ja) * | 1990-06-20 | 1992-01-02 | Siemens Nixdorf Informationssysteme Ag, 4790 Paderborn, De | |
| DE19538381C2 (de) * | 1995-10-14 | 1999-07-15 | Aeg Energietechnik Gmbh | Anordnung zur unterbrechungsfreien Stromversorgung elektrischer Verbraucher |
| TR200003395T2 (tr) * | 1998-05-19 | 2001-03-21 | Sure Power Corporation | Enerji sistemi. |
| JP4501122B2 (ja) * | 2009-07-15 | 2010-07-14 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
| WO2016154444A1 (en) * | 2015-03-25 | 2016-09-29 | Sunpower Corporation | Converter topologies and control |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4719550A (en) | 1986-09-11 | 1988-01-12 | Liebert Corporation | Uninterruptible power supply with energy conversion and enhancement |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3436432A1 (de) * | 1983-10-07 | 1985-05-09 | Canon K.K., Tokio/Tokyo | Brennebenenverschluss |
| US4673825A (en) * | 1985-02-15 | 1987-06-16 | Exide Electronics Corporation | Uninterruptible power supply with isolated bypass winding |
-
1988
- 1988-04-27 JP JP63106987A patent/JPH07108092B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-03-07 CA CA000592977A patent/CA1317635C/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-03-16 KR KR1019890003277A patent/KR910008549B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-04-20 DE DE3912941A patent/DE3912941A1/de not_active Ceased
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4719550A (en) | 1986-09-11 | 1988-01-12 | Liebert Corporation | Uninterruptible power supply with energy conversion and enhancement |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR910008549B1 (ko) | 1991-10-18 |
| KR890016743A (ko) | 1989-11-30 |
| CA1317635C (en) | 1993-05-11 |
| DE3912941A1 (de) | 1989-11-09 |
| JPH01278266A (ja) | 1989-11-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |