JP2583258B2 - 静電電力変換の方法および装置 - Google Patents
静電電力変換の方法および装置Info
- Publication number
- JP2583258B2 JP2583258B2 JP62506128A JP50612887A JP2583258B2 JP 2583258 B2 JP2583258 B2 JP 2583258B2 JP 62506128 A JP62506128 A JP 62506128A JP 50612887 A JP50612887 A JP 50612887A JP 2583258 B2 JP2583258 B2 JP 2583258B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- capacitor
- bus
- voltage
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4826—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は一般には、静電電力コンバータ（変換器）お
よび静電電力コンバータを制御するシステムに関わる。
よび静電電力コンバータを制御するシステムに関わる。
発明の背景 比較的に大きなレベルの電力を処理する能力をもつ、
ゲート・ターンオフのデバイスが開発され、市販される
ようになったため、電力変換技術に重大な変化が生じ
た。例えば、現在では、サイリスタは、強制転流システ
ムに使用されることは、まれである。サイリスタ電流源
インバータはその大部分が、最大１メガワットまでの電
力定格値においては、GTO（Gate Turn−Off）やトラン
ジスタの電圧源インバータによってとって代わられてい
る。電圧源インバータは、その極めて単純な電力構造お
よび、（３相負荷電力用の）一方向性のゲート・ターン
オフ・デバイスをたった６個しか必要としないという特
徴の故に、特に魅力をもつものである。ゲート・ターン
オフ・デバイスの１つ１つにまたがって接続することが
必要とされる逆並列ダイオードは、一般的には、リード
（lead）のインダクタンスを最少にし、組立を容易にす
るために、メーカが、同一のデバイスのパッケージ中に
装備する。このような電圧源インバータ用の制御方式
は、かなり単純であり、直流電源および交流負荷間に完
全に再生的なインタフェースを与える。
ゲート・ターンオフのデバイスが開発され、市販される
ようになったため、電力変換技術に重大な変化が生じ
た。例えば、現在では、サイリスタは、強制転流システ
ムに使用されることは、まれである。サイリスタ電流源
インバータはその大部分が、最大１メガワットまでの電
力定格値においては、GTO（Gate Turn−Off）やトラン
ジスタの電圧源インバータによってとって代わられてい
る。電圧源インバータは、その極めて単純な電力構造お
よび、（３相負荷電力用の）一方向性のゲート・ターン
オフ・デバイスをたった６個しか必要としないという特
徴の故に、特に魅力をもつものである。ゲート・ターン
オフ・デバイスの１つ１つにまたがって接続することが
必要とされる逆並列ダイオードは、一般的には、リード
（lead）のインダクタンスを最少にし、組立を容易にす
るために、メーカが、同一のデバイスのパッケージ中に
装備する。このような電圧源インバータ用の制御方式
は、かなり単純であり、直流電源および交流負荷間に完
全に再生的なインタフェースを与える。
電圧源インバータが、その構造の故に明白な長所をも
つにもかかわらず、市販のゲート・ターンオフ・デバイ
スの固有の特徴のため、この種のインバータの性能にい
くつかの制限が掛かってしまう。例えば、このようなイ
ンバータに見受けられる高いスイッチング・ロス（swit
ching loss）のため、低いスイッチング周波数を用いな
ければならず、その結果、増幅器の帯域幅が低く、負荷
電流波形の忠実度が劣る（好ましくない倍振動である）
ことになる。インバータから出力がなされると、次第に
電圧が急に変化し、そのために、キャパシタンスによる
カップリングの故に、干渉（interference）が発生す
る。並列ダイオードの逆回復時間とスナバ（snubber）
の干渉（interaction）のために、再生条件下において
は高いデバイス・ストレスが生じる。このため、この高
いデバイス・ストレスに耐える必要性のため、信頼性が
低下し、該当のデバイスをオーバに指定する必要性が生
じる。更に、必要とされる比較的に低いスイッチング周
波数が、出力電力におけるスイッチング周波数の倍振動
が、スイッチング・システム及びモータ中において、可
聴周波数の雑音を発生するという音響雑音の問題を引き
起こすことが観察されている。そして一般に、現在のイ
ンバータの設計は、交流電源ラインへの再生能力が劣
り、交流入力ライン倍振動が劣り、その結果、直流リン
ク（link）及び交流側のフィルタを大きなものにしなけ
ればならず、更に障害回復特性も劣る。
つにもかかわらず、市販のゲート・ターンオフ・デバイ
スの固有の特徴のため、この種のインバータの性能にい
くつかの制限が掛かってしまう。例えば、このようなイ
ンバータに見受けられる高いスイッチング・ロス（swit
ching loss）のため、低いスイッチング周波数を用いな
ければならず、その結果、増幅器の帯域幅が低く、負荷
電流波形の忠実度が劣る（好ましくない倍振動である）
ことになる。インバータから出力がなされると、次第に
電圧が急に変化し、そのために、キャパシタンスによる
カップリングの故に、干渉（interference）が発生す
る。並列ダイオードの逆回復時間とスナバ（snubber）
の干渉（interaction）のために、再生条件下において
は高いデバイス・ストレスが生じる。このため、この高
いデバイス・ストレスに耐える必要性のため、信頼性が
低下し、該当のデバイスをオーバに指定する必要性が生
じる。更に、必要とされる比較的に低いスイッチング周
波数が、出力電力におけるスイッチング周波数の倍振動
が、スイッチング・システム及びモータ中において、可
聴周波数の雑音を発生するという音響雑音の問題を引き
起こすことが観察されている。そして一般に、現在のイ
ンバータの設計は、交流電源ラインへの再生能力が劣
り、交流入力ライン倍振動が劣り、その結果、直流リン
ク（link）及び交流側のフィルタを大きなものにしなけ
ればならず、更に障害回復特性も劣る。
電力変換器は、そのスイッチング・ロスが実質的にゼ
ロであり、スイッチング周波数が約18kHzより大（可聴
領域を上回っている）であり、無効成分が小さく、電力
を二方向に切り換える能力をもつことが理想的である。
更に、ダイオード回復時間、デバイス・ターンオフ特性
や寄生反応エレメントのような二次的なパラメタに対し
て、システムが無反応であることが望ましい。現在の電
圧源インバータは、このような最適な変換器特性を実現
するような設計になっていないことは明白である。
ロであり、スイッチング周波数が約18kHzより大（可聴
領域を上回っている）であり、無効成分が小さく、電力
を二方向に切り換える能力をもつことが理想的である。
更に、ダイオード回復時間、デバイス・ターンオフ特性
や寄生反応エレメントのような二次的なパラメタに対し
て、システムが無反応であることが望ましい。現在の電
圧源インバータは、このような最適な変換器特性を実現
するような設計になっていないことは明白である。
インバータのスイッチング周波数が大幅に増加するこ
とは、パルス幅変調されたインバータにおける下位の倍
振動を最少に抑えるためには望ましい、ことは明らかで
ある。スイッチング周波数が更に高くなると、電流調整
器の帯域幅が高くなり、無効成分が小さくなり、更に、
音響雑音が18kHzを越える周波数になると人間には聞こ
えない、という長所が伴う。ここ数年の間に達成され
た、パルス幅変調されたインバータのスイッチング周波
数の増加（1kWから25kWの定格の電源の場合で約500Hzか
ら2kHz）は、より新式のデバイスになるに連れて速度お
よび定格が改良されたため一般に、成し遂げられたもの
である。その代替方法の１つは、入手可能なデバイスの
特性を最大限に利用するように、スイッチング回路の構
造を修正することである。
とは、パルス幅変調されたインバータにおける下位の倍
振動を最少に抑えるためには望ましい、ことは明らかで
ある。スイッチング周波数が更に高くなると、電流調整
器の帯域幅が高くなり、無効成分が小さくなり、更に、
音響雑音が18kHzを越える周波数になると人間には聞こ
えない、という長所が伴う。ここ数年の間に達成され
た、パルス幅変調されたインバータのスイッチング周波
数の増加（1kWから25kWの定格の電源の場合で約500Hzか
ら2kHz）は、より新式のデバイスになるに連れて速度お
よび定格が改良されたため一般に、成し遂げられたもの
である。その代替方法の１つは、入手可能なデバイスの
特性を最大限に利用するように、スイッチング回路の構
造を修正することである。
定着した方法の１つは、スナバ・ネットワーク（snub
ber network）をもちいて、デバイス自身からスイッチ
ング・ロスを分散させる事によってデバイス自身を保護
する方法である。
ber network）をもちいて、デバイス自身からスイッチ
ング・ロスを分散させる事によってデバイス自身を保護
する方法である。
最も人気のあるスナバの構成は、デバイスにまたがっ
たキャパシタ及び分路ダイオードが、分極されたターン
オフ・スナバを提供する一方で、内蔵の小さなインダク
タによってターンオフ保護を提供するような、単純な回
路構造である。インダクタ及びダイオードにまたがって
接続された抵抗によって、電力消費量の高いスナバの放
電経路が形成されることになる。スナバをトランジスタ
・インバータ中に使うことの長所は周知のことである
が、パッケージング上の問題とスナバの追加部品の費用
のために、商業的にはあまり使用されていない。一方GT
Oインバータの場合、スナバは、デバイス保護のために
は完全に必須であり、信頼性が高く成功裏に動作するイ
ンバータを設計するには欠かせないものである。スナバ
は、デバイスのスイッチング・ロスを充分に軽減する
が、全体としてのスイッチング・ロスは、スナバ中にお
けるロスを考えた場合たいして変化することはなく、あ
る動作条件下においては、スナバによって保護されてい
ない回路において経験済みのロス値より実際には増加す
ることがあり得る。従って、スナバを使用して得られ
た、インバータのスイッチング周波数の増加は、システ
ム全体の効率という点に関しては、深刻な罰則をもつも
のである。
たキャパシタ及び分路ダイオードが、分極されたターン
オフ・スナバを提供する一方で、内蔵の小さなインダク
タによってターンオフ保護を提供するような、単純な回
路構造である。インダクタ及びダイオードにまたがって
接続された抵抗によって、電力消費量の高いスナバの放
電経路が形成されることになる。スナバをトランジスタ
・インバータ中に使うことの長所は周知のことである
が、パッケージング上の問題とスナバの追加部品の費用
のために、商業的にはあまり使用されていない。一方GT
Oインバータの場合、スナバは、デバイス保護のために
は完全に必須であり、信頼性が高く成功裏に動作するイ
ンバータを設計するには欠かせないものである。スナバ
は、デバイスのスイッチング・ロスを充分に軽減する
が、全体としてのスイッチング・ロスは、スナバ中にお
けるロスを考えた場合たいして変化することはなく、あ
る動作条件下においては、スナバによって保護されてい
ない回路において経験済みのロス値より実際には増加す
ることがあり得る。従って、スナバを使用して得られ
た、インバータのスイッチング周波数の増加は、システ
ム全体の効率という点に関しては、深刻な罰則をもつも
のである。
別の代替案としては、高周波共振回路を電力切換経路
（path）中に用いた共振モード・コンバータがある。異
なった２つのカテゴリの共振インバータを識別すること
が可能である。第一のカテゴリ−その誘導加熱インバー
タ及び直流／直流コンバータはその例であるが−は、イ
ンバータのスイッチング周波数を変調させることによっ
て、電力切換を制御するものである。これらの回路の場
合、共振タンクの周波数反応性インピーダンスが、多様
な出力を得るためのキーである。このような周波数変調
の原理を用いて、低周波の交流波形を合成することも可
能ではあるが、制御が複雑で、多数のスイッチング・デ
バイスが必要とされ、共振部品の寸法が比較的に大き
い、ということのために、このような回路構造の応用範
囲が限られてしまう。
（path）中に用いた共振モード・コンバータがある。異
なった２つのカテゴリの共振インバータを識別すること
が可能である。第一のカテゴリ−その誘導加熱インバー
タ及び直流／直流コンバータはその例であるが−は、イ
ンバータのスイッチング周波数を変調させることによっ
て、電力切換を制御するものである。これらの回路の場
合、共振タンクの周波数反応性インピーダンスが、多様
な出力を得るためのキーである。このような周波数変調
の原理を用いて、低周波の交流波形を合成することも可
能ではあるが、制御が複雑で、多数のスイッチング・デ
バイスが必要とされ、共振部品の寸法が比較的に大き
い、ということのために、このような回路構造の応用範
囲が限られてしまう。
第二のタイプの共振コンバータ−、時々高周波リンク
・コンバータと呼ばれる−は、代表的には、自然転流式
コンバータ及び、共振LCタンク回路から形成された高周
波交流リンクを備えたサイクロコンバータを使用してい
る。高周波リンク・コンバータは、二方向性の電力フロ
ー及び、交流電源に提供された力率が調整可能であるこ
とを利用して、交流／直流変換または直流／交流変換が
可能である。第一のカテゴリのコンバータの周波数変調
考案の対照的に、リンク周波数は特に重要というもので
はなく、出力の直流波形も、出力段を変調することによ
って合成される。自然転流式のスイッチング・デバイス
の場合、位相角の制御が通常用いられる。高周波リンク
・コンバータは一般に、数キロワット台の電力で、入手
可能なデバイスを使用することによって、18kHzを越え
る周波数におけるスイッチングが可能である。しかし、
この技術は経済的な競争力がなく、可変速駆動タイプの
応用分野においては産業的にはあまり用いられることが
なかった。これにはいくつかの要因がある。特に、必要
とされる二方向性の高速、高電力スイッチを数多く、入
手可能な一方向性デバイスを使って実現しなければなら
ない。例えば、36個ものサイリスタを、励振インバータ
の外に必要とする構成もある。使用されるデバイスの回
復特性のため、スナバ・ネットワークを追加しなければ
ならないことがしばしばあり、このためにシステム全体
の効率が低下する。その上、LC共振回路は、入力から出
力に切換えられる全負荷電力を扱い、更に、例えば負荷
電流の６倍にもしばしば達する大きな循環電流が流れ
る。その結果、システム内に蓄積されたエネルギの緩和
が少なくても、共振エレメントのボルト・アンペアの定
格値は極めて高い。更にそのうえ、このようなシステム
を制御することは、入出力制御、高周波バス（母線）の
調整、及び自然転流式のサイリスタを用いている回路の
場合におけるサイリスタの転流などというタスクを同時
に実行することを考えると、極めて複雑なものとなる。
・コンバータと呼ばれる−は、代表的には、自然転流式
コンバータ及び、共振LCタンク回路から形成された高周
波交流リンクを備えたサイクロコンバータを使用してい
る。高周波リンク・コンバータは、二方向性の電力フロ
ー及び、交流電源に提供された力率が調整可能であるこ
とを利用して、交流／直流変換または直流／交流変換が
可能である。第一のカテゴリのコンバータの周波数変調
考案の対照的に、リンク周波数は特に重要というもので
はなく、出力の直流波形も、出力段を変調することによ
って合成される。自然転流式のスイッチング・デバイス
の場合、位相角の制御が通常用いられる。高周波リンク
・コンバータは一般に、数キロワット台の電力で、入手
可能なデバイスを使用することによって、18kHzを越え
る周波数におけるスイッチングが可能である。しかし、
この技術は経済的な競争力がなく、可変速駆動タイプの
応用分野においては産業的にはあまり用いられることが
なかった。これにはいくつかの要因がある。特に、必要
とされる二方向性の高速、高電力スイッチを数多く、入
手可能な一方向性デバイスを使って実現しなければなら
ない。例えば、36個ものサイリスタを、励振インバータ
の外に必要とする構成もある。使用されるデバイスの回
復特性のため、スナバ・ネットワークを追加しなければ
ならないことがしばしばあり、このためにシステム全体
の効率が低下する。その上、LC共振回路は、入力から出
力に切換えられる全負荷電力を扱い、更に、例えば負荷
電流の６倍にもしばしば達する大きな循環電流が流れ
る。その結果、システム内に蓄積されたエネルギの緩和
が少なくても、共振エレメントのボルト・アンペアの定
格値は極めて高い。更にそのうえ、このようなシステム
を制御することは、入出力制御、高周波バス（母線）の
調整、及び自然転流式のサイリスタを用いている回路の
場合におけるサイリスタの転流などというタスクを同時
に実行することを考えると、極めて複雑なものとなる。
発明の要約 本発明の静電電力コンバータは、直流リンク・システ
ム（これによって最小限のデバイスを使用できる）の長
所と、高いスイッチング周波数において動作する共振コ
ンバータの長所を組み合わすものである。これらの組み
合わされた長所は、コンバータのスイッチング周波数
が、デバイスのターンオン時間、記憶時間およびターン
オフ時間以外の要因によっては制限されないように、ス
イッチングのロスが実質的にゼロであることを確実にす
るスイッチング環境を備える事によって達成される。ス
イッチング・ロスをゼロにすることは、直流バスを発振
性のものにすることによって、スイッチングの過渡状態
の間、直流バスの電圧を実質的にゼロに保持することに
よって可能であるので、バスに印加された電圧は、ロス
のない（無損失）スイッチングを発生させるに充分な時
間、実質的にゼロにとどまる。電力は、直流電源から、
全てのデバイスのスイッチングが比較的に高い周波数、
できれば人間の可聴領域を越える約18kHzより高く更に
一般的に、出力電流周波数より実質的に高い周波数で起
こるような、希望の交流周波数に変換しても差し支えな
い。直流電源そのものは、交流の主電源に接続されたコ
ンバータであり、直流バスにおいて交流電力を直流電力
に整流するための複数のスイッチング・デバイスを持っ
てもよく、更に直流電源コンバータ中のデバイスのスイ
ッチングが、電力の二方向切換が可能であるように、直
流バスに印加された電圧がゼロの時に起こることが好ま
しい。このように、スイッチング・デバイス中に引き起
こされたロスは、絶対的に最少化され、スイッチング・
デバイスに関するスナバの要件も単純化され、多くの場
合、スナバに対する要求は削除してもよいことになる。
ム（これによって最小限のデバイスを使用できる）の長
所と、高いスイッチング周波数において動作する共振コ
ンバータの長所を組み合わすものである。これらの組み
合わされた長所は、コンバータのスイッチング周波数
が、デバイスのターンオン時間、記憶時間およびターン
オフ時間以外の要因によっては制限されないように、ス
イッチングのロスが実質的にゼロであることを確実にす
るスイッチング環境を備える事によって達成される。ス
イッチング・ロスをゼロにすることは、直流バスを発振
性のものにすることによって、スイッチングの過渡状態
の間、直流バスの電圧を実質的にゼロに保持することに
よって可能であるので、バスに印加された電圧は、ロス
のない（無損失）スイッチングを発生させるに充分な時
間、実質的にゼロにとどまる。電力は、直流電源から、
全てのデバイスのスイッチングが比較的に高い周波数、
できれば人間の可聴領域を越える約18kHzより高く更に
一般的に、出力電流周波数より実質的に高い周波数で起
こるような、希望の交流周波数に変換しても差し支えな
い。直流電源そのものは、交流の主電源に接続されたコ
ンバータであり、直流バスにおいて交流電力を直流電力
に整流するための複数のスイッチング・デバイスを持っ
てもよく、更に直流電源コンバータ中のデバイスのスイ
ッチングが、電力の二方向切換が可能であるように、直
流バスに印加された電圧がゼロの時に起こることが好ま
しい。このように、スイッチング・デバイス中に引き起
こされたロスは、絶対的に最少化され、スイッチング・
デバイスに関するスナバの要件も単純化され、多くの場
合、スナバに対する要求は削除してもよいことになる。
本発明による電力変換システムは、インダクタ及び、
共振回路の共振周波数以下において安定して発振するよ
うに誘導されるキャパシタから成る当該共振回路を利用
する。この共振回路は、それ自身の発振サイクル毎に少
なくとも１回は、直流バスに印加された電圧が実質的に
０ボルトになるような具合いに、直流電源から出ている
直流バスに接続される。一方向性の平均電圧は、直流バ
ス上において、そのバスで当該電圧の周期的発振にもか
かわらず、維持される。１つのインバータが、直流バス
上の電圧を受け取るために接続されるが、このインバー
タは、この直流バス上の電圧が実質的に０ボルトになっ
た時だけスイッチングされるゲート・ターンオフのスイ
ッチング・デバイスを複数個装備している。交流負荷に
たいして電力を供給するインバータを制御するために、
直流バス上の電圧が０ボルトになる時点に一致するよう
に同期されているコントローラ（制御器）からのスイッ
チング信号を用いる積分パルス幅変調を含んで、様々な
制御考案が利用され得る。本発明による電力コンバータ
は、従って、従来の電圧源インバータ回路に必要とされ
る部品に、１つの小さなインバータと１つのキャパシタ
を付加するだけでよく、更に、同一のファミリのデバイ
スを用いても、大幅に改良された効率で、現在の技術に
よる電圧源インバータよりもほとんど１桁速いスイッチ
ングが可能である。本発明による電力コンバータは、GT
Oや他のゲート・ターンオフのデバイスを用いる高電力
応用には、特に適する。
共振回路の共振周波数以下において安定して発振するよ
うに誘導されるキャパシタから成る当該共振回路を利用
する。この共振回路は、それ自身の発振サイクル毎に少
なくとも１回は、直流バスに印加された電圧が実質的に
０ボルトになるような具合いに、直流電源から出ている
直流バスに接続される。一方向性の平均電圧は、直流バ
ス上において、そのバスで当該電圧の周期的発振にもか
かわらず、維持される。１つのインバータが、直流バス
上の電圧を受け取るために接続されるが、このインバー
タは、この直流バス上の電圧が実質的に０ボルトになっ
た時だけスイッチングされるゲート・ターンオフのスイ
ッチング・デバイスを複数個装備している。交流負荷に
たいして電力を供給するインバータを制御するために、
直流バス上の電圧が０ボルトになる時点に一致するよう
に同期されているコントローラ（制御器）からのスイッ
チング信号を用いる積分パルス幅変調を含んで、様々な
制御考案が利用され得る。本発明による電力コンバータ
は、従って、従来の電圧源インバータ回路に必要とされ
る部品に、１つの小さなインバータと１つのキャパシタ
を付加するだけでよく、更に、同一のファミリのデバイ
スを用いても、大幅に改良された効率で、現在の技術に
よる電圧源インバータよりもほとんど１桁速いスイッチ
ングが可能である。本発明による電力コンバータは、GT
Oや他のゲート・ターンオフのデバイスを用いる高電力
応用には、特に適する。
本発明によるコンバータの構造には、工業環境におけ
る特定の有用性をもついくつかの動作特性がある。本発
明によるコンバータにはある種の速示反応があって、こ
れにより過渡状態のストレスを極めて良好に制御し更
に、ほとんどの負荷や電源側の障害による影響を最少に
抑えることが可能である。回路は、ロスの少ない単純な
電力構造を１つ装備し、スナバを必要としない。システ
ムは、そのデバイスにはスイッチング・ロスが全くない
ため、従来の電圧源インバータより信頼性が高い。スイ
ッチング速度が高いことによって、非常に高い帯域幅の
電流の調整器を提供することが可能であり、更に、可変
ドライブに関する音響雑音（これは、工業的および商業
的設置装置の場合にしばしば問題となる）も極めて減少
される。更に、共振直流リンク電力コンバータは、低調
波電流で、入出力双方の側において、しかも実質的に単
位力率で、マルチ・クオドラント（multi−quad−ran
t）の３相直流から３相直流への電力変換に容易に適用
することが可能である。
る特定の有用性をもついくつかの動作特性がある。本発
明によるコンバータにはある種の速示反応があって、こ
れにより過渡状態のストレスを極めて良好に制御し更
に、ほとんどの負荷や電源側の障害による影響を最少に
抑えることが可能である。回路は、ロスの少ない単純な
電力構造を１つ装備し、スナバを必要としない。システ
ムは、そのデバイスにはスイッチング・ロスが全くない
ため、従来の電圧源インバータより信頼性が高い。スイ
ッチング速度が高いことによって、非常に高い帯域幅の
電流の調整器を提供することが可能であり、更に、可変
ドライブに関する音響雑音（これは、工業的および商業
的設置装置の場合にしばしば問題となる）も極めて減少
される。更に、共振直流リンク電力コンバータは、低調
波電流で、入出力双方の側において、しかも実質的に単
位力率で、マルチ・クオドラント（multi−quad−ran
t）の３相直流から３相直流への電力変換に容易に適用
することが可能である。
変換装置内のスイッチング・デバイスに印加される電
圧ストレスを最少にするため、電圧ストレスをよりゆる
やかにするように、バスに印加される最大電圧をより低
いレベルに制限するために、クランプ手段（clamping m
eans）を変換装置の直流バスに接続することが望まし
い。例えば、能動クランプ手段を実現することによって
スイッチング・デバイスに対する電圧ストレスを直流電
源電圧の約2.5倍から電源電圧の1.2倍から1.4倍に減少
させることが可能であり、更に受動クランプ手段を実現
することによって、2.0倍と2.5倍の間の値に減少させる
ことが可能である。能動クランプ手段には、バイポーラ
型トランジスタ（これを使えば、充分なエネルギ共振タ
ンク回路に帰還して、そのタンクが継続して安定的に発
振できることを確実にするために、適切なタイミングで
スイッチングするように制御できる）のような能動制御
デバイスが含まれる。能動クランプ手段は、１つの電圧
源（すなわち、電圧源として作動する充電されたキャパ
シタ）並びに並列に接続された１つのダイオード及びス
イッチ（例えばトランジスタ）を、この電圧源及びダイ
オード−スイッチ結合物が、共振タンク中のインダクタ
にまたがって接続されるような具合いで、利用して実現
することが可能である。その代わりに、電圧源（すなわ
ち充電されたキャパシタ）を、直流バスにまたがって接
続されている１つの共振タンク・インダクタと更に、電
源の電圧源と、バッキング出力（bucking output）能動
クランプ構成中のインダクタの間に接続されているダイ
オード−スイッチ結合物の双方に直列に接続することも
可能である。
圧ストレスを最少にするため、電圧ストレスをよりゆる
やかにするように、バスに印加される最大電圧をより低
いレベルに制限するために、クランプ手段（clamping m
eans）を変換装置の直流バスに接続することが望まし
い。例えば、能動クランプ手段を実現することによって
スイッチング・デバイスに対する電圧ストレスを直流電
源電圧の約2.5倍から電源電圧の1.2倍から1.4倍に減少
させることが可能であり、更に受動クランプ手段を実現
することによって、2.0倍と2.5倍の間の値に減少させる
ことが可能である。能動クランプ手段には、バイポーラ
型トランジスタ（これを使えば、充分なエネルギ共振タ
ンク回路に帰還して、そのタンクが継続して安定的に発
振できることを確実にするために、適切なタイミングで
スイッチングするように制御できる）のような能動制御
デバイスが含まれる。能動クランプ手段は、１つの電圧
源（すなわち、電圧源として作動する充電されたキャパ
シタ）並びに並列に接続された１つのダイオード及びス
イッチ（例えばトランジスタ）を、この電圧源及びダイ
オード−スイッチ結合物が、共振タンク中のインダクタ
にまたがって接続されるような具合いで、利用して実現
することが可能である。その代わりに、電圧源（すなわ
ち充電されたキャパシタ）を、直流バスにまたがって接
続されている１つの共振タンク・インダクタと更に、電
源の電圧源と、バッキング出力（bucking output）能動
クランプ構成中のインダクタの間に接続されているダイ
オード−スイッチ結合物の双方に直列に接続することも
可能である。
本発明の別の目的、特徴および長所は、付図に関連す
る、次に詳述される説明によって明らかになるであろ
う。
る、次に詳述される説明によって明らかになるであろ
う。
図面の簡単な説明 付図の内、 図１は、共振直流リンクを形成するように構造化され
た直流バスをもつＨブリッジ（Ｈ−bridge）を用いた電
流供給型の共振コンバータの略回路図である。
た直流バスをもつＨブリッジ（Ｈ−bridge）を用いた電
流供給型の共振コンバータの略回路図である。
図２に示すのは、共振回路中における発振を駆動する
ためにＨブリッジを用いた、直流を３相交流に変換する
共振直流リンク・インバータである。
ためにＨブリッジを用いた、直流を３相交流に変換する
共振直流リンク・インバータである。
図３は、低周波交流波形が、積分パルス幅変調を使用
する共振直流リンクの積分パルスから合成される、図２
に示す回路中における電圧波形を図解したグラフであ
る。
する共振直流リンクの積分パルスから合成される、図２
に示す回路中における電圧波形を図解したグラフであ
る。
図４は、単一のトランジスタを用いる直流共振リンク
の形成を示す略回路図である。
の形成を示す略回路図である。
図５は、図４に示す直流共振リンクを使用する、直流
/3相交流インバータを略回路図である。
/3相交流インバータを略回路図である。
図６は、共振回路をインバータのスイッチング・トラ
ンジスタを利用して励振させる方式の、直流/3相交流イ
ンバータの略回路図である。
ンジスタを利用して励振させる方式の、直流/3相交流イ
ンバータの略回路図である。
図７に示すのは、直流共振リンクを利用した、３相交
流から３相交流に変換する電力コンバータである。
流から３相交流に変換する電力コンバータである。
図８は、図４に示す回路と等価な直流共振リンク回路
における電流および電圧を図解したグラフである。
における電流および電圧を図解したグラフである。
図９は、図５に示すタイプの回路の場合における、イ
ンバータ中のスイッチング・デバイスの変調スイッチン
グ及び共振回路の発振を制御するためのコントローラの
ブロック図である。
ンバータ中のスイッチング・デバイスの変調スイッチン
グ及び共振回路の発振を制御するためのコントローラの
ブロック図である。
図10は、図６に示すタイプの回路の場合における、イ
ンバータ中のスイッチング・デバイスの変調スイッチン
グ及び共振回路の発振を制御するためのコントローラの
ブロック図である。
ンバータ中のスイッチング・デバイスの変調スイッチン
グ及び共振回路の発振を制御するためのコントローラの
ブロック図である。
図11は、図９に示すコントローラ中に用いられ得る積
分パルス幅変調器のブロック図である。
分パルス幅変調器のブロック図である。
図12は、能動クランプをもつ共振リンク・インバータ
の略回路図である。
の略回路図である。
図13図は、図12に示す回路の直流リンク電圧波形およ
び線間電圧波形を示す図解グラフである。
び線間電圧波形を示す図解グラフである。
図14は、ブースト・クランプ実現物（boost clamp im
plementation）をもった３相出力の能動クランプ式の直
流共振リンク・インバータの略回路図である。
plementation）をもった３相出力の能動クランプ式の直
流共振リンク・インバータの略回路図である。
図15は、バック出力実現物（buck output implementa
tion）をもった３相出力の能動クランプ式の直流共振リ
ンク・インバータの略回路図である。
tion）をもった３相出力の能動クランプ式の直流共振リ
ンク・インバータの略回路図である。
図16は、能動クランプの動作の分析用の、図12の回路
の等価回路図である。
の等価回路図である。
図17は、図16に示す回路の動作モードを図解する、当
該回路中の直流リンク電圧およびインダクタ電流を示す
グラフである。
該回路中の直流リンク電圧およびインダクタ電流を示す
グラフである。
図18は、無損失（loss−less）のLC成分の場合におけ
る、クランプ電圧比率（clamping voltage ratio）Ｋに
対するリンクのスイッチング周波数の変化を図解したグ
ラフである。
る、クランプ電圧比率（clamping voltage ratio）Ｋに
対するリンクのスイッチング周波数の変化を図解したグ
ラフである。
図19は、図16に示す回路の場合における、線形化され
た直流リンク電圧の波形を示したグラフである。
た直流リンク電圧の波形を示したグラフである。
図20は、図12に示すインバータ回路の直流リンク電
圧、クランプ・キャパシタ電圧、インダクタの電流およ
び直流リンク電流をシミュレーションした結果を示すグ
ラフである。
圧、クランプ・キャパシタ電圧、インダクタの電流およ
び直流リンク電流をシミュレーションした結果を示すグ
ラフである。
図21は、能動クランプ式の共振リンク・コンバータ用
のコントローラの略ブロック図である。
のコントローラの略ブロック図である。
図22は、１つの能動クランプをもつ共振リンク・イン
バータの別の実施例の略回路図である。
バータの別の実施例の略回路図である。
図23は、１つの受動クランプをもつ共振リンク・イン
バータの略回路図である。
バータの略回路図である。
好ましい実施例の説明 本発明の原理を図示するため、直流共振リンクとして
機能するように制御することが可能な、電流供給型の共
振回路20を図１に示す。共振回路20には、直流（DC）電
圧源電源21、直列の直流リンク・インダクタ22（インダ
クタンス値はLDC）並びに、個々が関連の逆並列ダイオ
ードをもつスイッチング・トランジスタ24,25,26及び27
から成るＨブリッジ励振回路が含まれ、このブリッジに
またがるようにキャパシタ29及びインダクタ30が並列に
接続されている。トランジスタ24,25,26及び27には、キ
ャパシタ29及びインダクタ30の並列結合に対して実質的
に正弦波の発振電圧を発生させるために、キャパシタ29
とインダクタ30から成る共振回路を、その共振周波数以
下において励振させる適切なゲート信号を与えることが
可能であり、その結果直流バスの出力ターミナル31と32
との間に、重畳された発振電圧をもつ直流電圧が存在す
ることになる。解説するために、出力ターミナル31及び
32は、１例としてインダクタンス34（インダクタンス値
はLL）及び抵抗35（抵抗値はRL）から成る負荷に接続し
てもさしつかえない。
機能するように制御することが可能な、電流供給型の共
振回路20を図１に示す。共振回路20には、直流（DC）電
圧源電源21、直列の直流リンク・インダクタ22（インダ
クタンス値はLDC）並びに、個々が関連の逆並列ダイオ
ードをもつスイッチング・トランジスタ24,25,26及び27
から成るＨブリッジ励振回路が含まれ、このブリッジに
またがるようにキャパシタ29及びインダクタ30が並列に
接続されている。トランジスタ24,25,26及び27には、キ
ャパシタ29及びインダクタ30の並列結合に対して実質的
に正弦波の発振電圧を発生させるために、キャパシタ29
とインダクタ30から成る共振回路を、その共振周波数以
下において励振させる適切なゲート信号を与えることが
可能であり、その結果直流バスの出力ターミナル31と32
との間に、重畳された発振電圧をもつ直流電圧が存在す
ることになる。解説するために、出力ターミナル31及び
32は、１例としてインダクタンス34（インダクタンス値
はLL）及び抵抗35（抵抗値はRL）から成る負荷に接続し
てもさしつかえない。
負荷インダクタンス34と抵抗35がそれぞれターミナル
31と32に接続されているので、平均電流レベルは、抵抗
35中を流れる電流および、Ｈブリッジ及び共振回路に関
連の寄生抵抗を流れるいかなる電流にも対応して、直流
インダクタ22中に存在することになる。発振を維持する
ため、トランジスタのスイッチ24から27は、自身に印加
される電圧が実質的にゼロとなった時点でスイッチング
される。この結果、ゼロ・スイッチング・ロス状態とな
り、これは、共振回路の固有共振周波数未満のスイッチ
ング周波数の場合においても成り立つ。直流バス電圧Vo
は、図３のグラフ38に図示されているように、スイッチ
ング周波数のサイクル毎に、ゼロ・レベルとの交差点を
２つ通過する、整流された正弦波である。直流電力が、
負荷インダクタ34及び負荷抵抗35に送られても、共振回
路制動は、負荷インダクタ34の値が直流リンク・インダ
クタ22の値より非常に大きく、従って共振回路インダク
タ30の値より大きい限りにおいて、この出力電力とは無
関係のままである。この結果、たとえ電力が負荷に出力
されても、インダクタ30及びキャパシタ29から成る共振
回路は、引き続き発振し、定常状態において負荷抵抗35
に送出される電力をなんら切り換えることはない。
31と32に接続されているので、平均電流レベルは、抵抗
35中を流れる電流および、Ｈブリッジ及び共振回路に関
連の寄生抵抗を流れるいかなる電流にも対応して、直流
インダクタ22中に存在することになる。発振を維持する
ため、トランジスタのスイッチ24から27は、自身に印加
される電圧が実質的にゼロとなった時点でスイッチング
される。この結果、ゼロ・スイッチング・ロス状態とな
り、これは、共振回路の固有共振周波数未満のスイッチ
ング周波数の場合においても成り立つ。直流バス電圧Vo
は、図３のグラフ38に図示されているように、スイッチ
ング周波数のサイクル毎に、ゼロ・レベルとの交差点を
２つ通過する、整流された正弦波である。直流電力が、
負荷インダクタ34及び負荷抵抗35に送られても、共振回
路制動は、負荷インダクタ34の値が直流リンク・インダ
クタ22の値より非常に大きく、従って共振回路インダク
タ30の値より大きい限りにおいて、この出力電力とは無
関係のままである。この結果、たとえ電力が負荷に出力
されても、インダクタ30及びキャパシタ29から成る共振
回路は、引き続き発振し、定常状態において負荷抵抗35
に送出される電力をなんら切り換えることはない。
特に重要なことは、直流バスのターミナルにおける出
力電圧VoがOVになるので、このバスにまたがって接続さ
れている追加のスイッチング・デバイスも、このバスが
OVと交差する点においてスイッチングされるとゼロ・ス
イッチング・ロスで動作させることが可能である、とい
うことである。その１例が、図２に示す３相コンバータ
回路であり、このコンバータ回路中においては、直流共
振リンク20は、個々が、直流バス・ターミナル31と32に
またがって対を成して接続されているスイッチング・デ
バイス（例えば、逆並列ダイオードをもったバイポーラ
型トランジスタ）41と42,43と44並びに45と46から成る
３相インバータ40に接続されている。関連の誘導負荷イ
ンピーダンスをもった直流のターミナル・ライン48,49
及び50は個々に、インバータ40中のスイッチング・トラ
ンジスタ対のそれぞれの間に接続されている。このよう
な回路構造によって、低周波交流波形を、図３に図解さ
れているように、共振直流リンク電圧波形38積分サイク
ルを使用して容易に合成することが可能になる。バス・
ターミナル31及び32における、整流された直流電圧38の
整数個のサイクルは、連続的にターミナル48及び49に供
給され、それぞれ波形のグラフ51及び52に示されるよう
に、出力電圧Va及びVbを生じ、更に、これら２つのター
ミナルにおけるこれら２つの電圧の差を与えて、Va−Vb
によって得られる波形53を生じ得る。
力電圧VoがOVになるので、このバスにまたがって接続さ
れている追加のスイッチング・デバイスも、このバスが
OVと交差する点においてスイッチングされるとゼロ・ス
イッチング・ロスで動作させることが可能である、とい
うことである。その１例が、図２に示す３相コンバータ
回路であり、このコンバータ回路中においては、直流共
振リンク20は、個々が、直流バス・ターミナル31と32に
またがって対を成して接続されているスイッチング・デ
バイス（例えば、逆並列ダイオードをもったバイポーラ
型トランジスタ）41と42,43と44並びに45と46から成る
３相インバータ40に接続されている。関連の誘導負荷イ
ンピーダンスをもった直流のターミナル・ライン48,49
及び50は個々に、インバータ40中のスイッチング・トラ
ンジスタ対のそれぞれの間に接続されている。このよう
な回路構造によって、低周波交流波形を、図３に図解さ
れているように、共振直流リンク電圧波形38積分サイク
ルを使用して容易に合成することが可能になる。バス・
ターミナル31及び32における、整流された直流電圧38の
整数個のサイクルは、連続的にターミナル48及び49に供
給され、それぞれ波形のグラフ51及び52に示されるよう
に、出力電圧Va及びVbを生じ、更に、これら２つのター
ミナルにおけるこれら２つの電圧の差を与えて、Va−Vb
によって得られる波形53を生じ得る。
この回路構造は、直流電圧源21として３相交流主電源
に接続されている従来の３相整流コンバータ（図示され
ていない）を利用して、３相交流/3相交流コンバータに
まで、容易に拡張可能である。このタイプの電圧源の動
作は、図７に示す回路に関連して、以下に更に述べる。
交流／直流コンバータ中の整流デバイスは、直流バスが
OVと交差するとスイッチングされ得るゲート制御スイッ
チング・デバイスであることが好ましく、これによって
システム全体におけるスイッチング・ロスが消滅する。
このような回路は、完全に対称的であり、従って完全に
再生的なものにし得るので、スイッチング・ロスがゼロ
でエネルギ蓄積が低く更にスナバを必要としないで、交
流サイド間で前後に電流を切り換えることが可能であ
る。このような構成は、ダイオードの回復時間およびデ
バイス記憶やターンオフ時間の変化に左右されない。ス
イッチングの過渡状態の間、直流バスの電圧は、最後の
デバイスがそのブロッキング特性（blocking character
istic）を回復するまで、自動的にOVであり続ける。
に接続されている従来の３相整流コンバータ（図示され
ていない）を利用して、３相交流/3相交流コンバータに
まで、容易に拡張可能である。このタイプの電圧源の動
作は、図７に示す回路に関連して、以下に更に述べる。
交流／直流コンバータ中の整流デバイスは、直流バスが
OVと交差するとスイッチングされ得るゲート制御スイッ
チング・デバイスであることが好ましく、これによって
システム全体におけるスイッチング・ロスが消滅する。
このような回路は、完全に対称的であり、従って完全に
再生的なものにし得るので、スイッチング・ロスがゼロ
でエネルギ蓄積が低く更にスナバを必要としないで、交
流サイド間で前後に電流を切り換えることが可能であ
る。このような構成は、ダイオードの回復時間およびデ
バイス記憶やターンオフ時間の変化に左右されない。ス
イッチングの過渡状態の間、直流バスの電圧は、最後の
デバイスがそのブロッキング特性（blocking character
istic）を回復するまで、自動的にOVであり続ける。
図２に示す回路のインバータに対してパルス幅変調を
用いると、インバータによって引き流される直流リンク
電流が極めて急速に変化するという現象が起こり得る。
この直流電流リブルは、キャパシタ29とインダクタ30か
ら成る共振タンク回路を励振することが可能であり、従
って、直流バス電圧が変調されるという好ましくない結
果を招きかねない。これらのピーク電流条件を満足する
ために、共振回路のインダクタ及びキャパシタ並びにＨ
ブリッジのスイッチング・デバイスを適切に選択して、
印加されるストレスを処理することが望ましい。
用いると、インバータによって引き流される直流リンク
電流が極めて急速に変化するという現象が起こり得る。
この直流電流リブルは、キャパシタ29とインダクタ30か
ら成る共振タンク回路を励振することが可能であり、従
って、直流バス電圧が変調されるという好ましくない結
果を招きかねない。これらのピーク電流条件を満足する
ために、共振回路のインダクタ及びキャパシタ並びにＨ
ブリッジのスイッチング・デバイスを適切に選択して、
印加されるストレスを処理することが望ましい。
本発明による直流共振リンク構成60の代替案の１つが
図４に示されているが、これには、直流電圧電源61、直
列直流共振リンク・インダクタ62（インダクタンスは
Ｌ）、キャパシタ63（キャパシンタンスはＣ）、及び共
振リンクの直流バス・ターミナル65と66にまたがって接
続されているゲート制御スイッチング・デバイス64を含
む。インダクタ62とキャパシタ63は、共振タンク回路を
形成するように、相互に接続されている。図解するた
め、直流リンク・バスのターミナル65と66は、負荷イン
ダクタ68及び負荷抵抗69から成る１つの負荷に接続され
ている。回路60の動作を図解するため、電源61は、最初
は回路から切断されている、と仮定する。すると、イン
ダクタ62及びキャパシタ63が無損失（loss−less）であ
る場合、もし電源61からの電圧Vsが今、スイッチ64がオ
フ（すなわち、回路がオープンされている）の状態で、
システムに印加されると、出力電圧Vo（ターミナル65及
び66が共に、負荷から切断された状態）では、VsとOVと
の間を変化し、この出力電圧は、インダクタ62とキャパ
シタ63から成るLC共振回路の共振周波数において変化す
るので、その平均値は、Vsの半分の値となる。サイクル
毎に、出力電圧Voは、OVに帰還し、従って無損失（loss
−less）スイッチングが起こり得る望ましい条件を設定
する。有限のＱ係数値をもつ実用的なLC回路の場合、出
力電圧Voは、OVに決して帰還せず、従って最終的にはVs
で安定する。しかし、スイッチ64が、電源61からの電圧
Vsを印加しつつ、オン状態（導通状態）のままである
と、インダクタ62中を流れる電流はリニアに（直線的
に）増加する。次に、出力電圧Voが確実にゼロに帰還す
るに充分なエネルギがインダクタに蓄えられたら、スイ
ッチ64をオフしても差し支えない。と同時に、このプロ
セスを繰り返し更に共振回路が安定して発振し、これに
よって直流バス・ターミナル65及び66における安定した
直流共振リンク電圧を形成するために、スイッチ64を再
度オンにし得る。（図４を参照して）電流差IL−IXが電
流Imin（ここで、Imin＝KVs/Zo、Ｋは寄生ロスを補償す
るために決定された選択された定数、そしてZoはタンク
回路の特性インピーダンス：（L/C）1/2である）より大
である場合に、キャパシタ63の印加電圧をゼロにするに
充分な電流がインダクタ62中に存在する。
図４に示されているが、これには、直流電圧電源61、直
列直流共振リンク・インダクタ62（インダクタンスは
Ｌ）、キャパシタ63（キャパシンタンスはＣ）、及び共
振リンクの直流バス・ターミナル65と66にまたがって接
続されているゲート制御スイッチング・デバイス64を含
む。インダクタ62とキャパシタ63は、共振タンク回路を
形成するように、相互に接続されている。図解するた
め、直流リンク・バスのターミナル65と66は、負荷イン
ダクタ68及び負荷抵抗69から成る１つの負荷に接続され
ている。回路60の動作を図解するため、電源61は、最初
は回路から切断されている、と仮定する。すると、イン
ダクタ62及びキャパシタ63が無損失（loss−less）であ
る場合、もし電源61からの電圧Vsが今、スイッチ64がオ
フ（すなわち、回路がオープンされている）の状態で、
システムに印加されると、出力電圧Vo（ターミナル65及
び66が共に、負荷から切断された状態）では、VsとOVと
の間を変化し、この出力電圧は、インダクタ62とキャパ
シタ63から成るLC共振回路の共振周波数において変化す
るので、その平均値は、Vsの半分の値となる。サイクル
毎に、出力電圧Voは、OVに帰還し、従って無損失（loss
−less）スイッチングが起こり得る望ましい条件を設定
する。有限のＱ係数値をもつ実用的なLC回路の場合、出
力電圧Voは、OVに決して帰還せず、従って最終的にはVs
で安定する。しかし、スイッチ64が、電源61からの電圧
Vsを印加しつつ、オン状態（導通状態）のままである
と、インダクタ62中を流れる電流はリニアに（直線的
に）増加する。次に、出力電圧Voが確実にゼロに帰還す
るに充分なエネルギがインダクタに蓄えられたら、スイ
ッチ64をオフしても差し支えない。と同時に、このプロ
セスを繰り返し更に共振回路が安定して発振し、これに
よって直流バス・ターミナル65及び66における安定した
直流共振リンク電圧を形成するために、スイッチ64を再
度オンにし得る。（図４を参照して）電流差IL−IXが電
流Imin（ここで、Imin＝KVs/Zo、Ｋは寄生ロスを補償す
るために決定された選択された定数、そしてZoはタンク
回路の特性インピーダンス：（L/C）1/2である）より大
である場合に、キャパシタ63の印加電圧をゼロにするに
充分な電流がインダクタ62中に存在する。
負荷電流需要IXに対する図４に示す回路の反応は、図
８に図解されている。グラフ70に図解されているように
矩形波をもつ負荷電流ILの場合、直流共振リンクに電流
需要の急激な変化を与えると、その結果、負荷電流のス
イッチングが起こるにつれてインダクタ電流ILがどのよ
うに変化するかはグラフ71に図解されており、スイッチ
ング周期の間に共振リンク出力電圧Voがどのように変化
するかはグラフ72に図解されている。図８に図解されて
いる負荷電流IXの過渡現象は、モータリング・モード
（motoring mode）から再生モード（regenerating mod
e）にモータを駆動し次にその逆の駆動をする際に観察
される過渡現象に類似している。モータリングから再生
に至る最初の過渡状態においては、１共振サイクル毎
に、１つの大きなオーバシュートが、出力電圧Vo中に観
察される。再生からモータリングに至る２つ目の過渡状
態においては、共振リンクの電流にも電圧にも、変化は
極めてほとんど起こらず、これは望ましい速示特性であ
る。電圧のオーバシュート73は、電圧クランプ型のエネ
ルギ回復回路を利用して、システムの過渡性能に影響を
及ぼすことなく、容易に押え込み得る。
８に図解されている。グラフ70に図解されているように
矩形波をもつ負荷電流ILの場合、直流共振リンクに電流
需要の急激な変化を与えると、その結果、負荷電流のス
イッチングが起こるにつれてインダクタ電流ILがどのよ
うに変化するかはグラフ71に図解されており、スイッチ
ング周期の間に共振リンク出力電圧Voがどのように変化
するかはグラフ72に図解されている。図８に図解されて
いる負荷電流IXの過渡現象は、モータリング・モード
（motoring mode）から再生モード（regenerating mod
e）にモータを駆動し次にその逆の駆動をする際に観察
される過渡現象に類似している。モータリングから再生
に至る最初の過渡状態においては、１共振サイクル毎
に、１つの大きなオーバシュートが、出力電圧Vo中に観
察される。再生からモータリングに至る２つ目の過渡状
態においては、共振リンクの電流にも電圧にも、変化は
極めてほとんど起こらず、これは望ましい速示特性であ
る。電圧のオーバシュート73は、電圧クランプ型のエネ
ルギ回復回路を利用して、システムの過渡性能に影響を
及ぼすことなく、容易に押え込み得る。
図４に示す共振リンク回路は、図５に図解されている
ように、１つのインバータを直流バスのターミナル65及
び66に接続することによって、１つの交流出力を得るよ
うに、容易に拡張することが可能である。このインバー
タは、ターンオフ・スイッチング・デバイス（例えば、
バイポーラ型トランジスタ）70と71,72と73及び74と75
の対から成り、電圧VA,VB及びVCが与えられる出力ライ
ン77,78及び79を備えている。再度、図２の回路に付い
て述べたように、ディスクリート・スイッチング瞬間が
許されるパルス幅変調に類似の制御方式を利用して、直
流バス・ターミナル65と66間の電圧がOVになる時点で、
スイッチング・デバイス70から75の個々がスイッチング
するように同期されるような、交流出力波形をライン77
から79上に与え得る。64及び70から75までのデバイスの
スイッチングを適切に制御するには、電流差IL−IXを監
視して、ターミナル65と66間の電圧VoがOVに確実に帰還
するように、充分な過剰エネルギがいつインダクタ62中
に蓄積されるかを、判断しなければならない。
ように、１つのインバータを直流バスのターミナル65及
び66に接続することによって、１つの交流出力を得るよ
うに、容易に拡張することが可能である。このインバー
タは、ターンオフ・スイッチング・デバイス（例えば、
バイポーラ型トランジスタ）70と71,72と73及び74と75
の対から成り、電圧VA,VB及びVCが与えられる出力ライ
ン77,78及び79を備えている。再度、図２の回路に付い
て述べたように、ディスクリート・スイッチング瞬間が
許されるパルス幅変調に類似の制御方式を利用して、直
流バス・ターミナル65と66間の電圧がOVになる時点で、
スイッチング・デバイス70から75の個々がスイッチング
するように同期されるような、交流出力波形をライン77
から79上に与え得る。64及び70から75までのデバイスの
スイッチングを適切に制御するには、電流差IL−IXを監
視して、ターミナル65と66間の電圧VoがOVに確実に帰還
するように、充分な過剰エネルギがいつインダクタ62中
に蓄積されるかを、判断しなければならない。
図５の回路構造を再吟味してみると、スイッチング・
デバイス64は、直流バス・ターミナル65と66間に並列
に、スイッチング・デバイス70から75までの相毎対（pe
r−phase pair）のいずれかと接続されている。従っ
て、スイッチング・デバイス64は、実質的には冗長であ
り、その機能は、これらスイッチング・デバイスの相毎
対（per−phase pairs）のいずれか１つによって遂行し
ても差し支えない。このようにして直流/3相交流変換を
遂行する電力コンバータ回路80は、図６に図解されてい
る。この回路には、直流電圧Vsの電源81、インダクタン
スＬをもつ直列インダクタ82、及びこのインダクタ82と
共に共振回路を形成する直流バス・ターミナル85と86の
間に接続されているキャパシタンスＣをもつキャパシタ
84が含まれる。インバータは、直流バス・ターミナル85
と86の間に接続され、スイッチング・デバイス（例え
ば、バイポーラ型トランジスタ）87と88,89と90及び91
と92の相毎対（per−phase pairs）から成り、更に、関
連の負荷インダクタンスを持つことが望ましく、そして
電圧VA,VB及びVCが現れる出力ライン93,94及び95をもっ
ている。再度、インバータ・デバイス87から92のスイッ
チングが上記のように完了し、インバータ段の変調がな
されるが、更に相毎対（per−phase pairs）の内の１対
が周期的に同時にクローズされ、キャパシタ84を短絡し
て、インダクタ82とキャパシタ84から成るLC共振回路中
に発振を維持するため、インダクタ82にたいして必要と
される充電電流を与えなければならない、という要件が
付加される。
デバイス64は、直流バス・ターミナル65と66間に並列
に、スイッチング・デバイス70から75までの相毎対（pe
r−phase pair）のいずれかと接続されている。従っ
て、スイッチング・デバイス64は、実質的には冗長であ
り、その機能は、これらスイッチング・デバイスの相毎
対（per−phase pairs）のいずれか１つによって遂行し
ても差し支えない。このようにして直流/3相交流変換を
遂行する電力コンバータ回路80は、図６に図解されてい
る。この回路には、直流電圧Vsの電源81、インダクタン
スＬをもつ直列インダクタ82、及びこのインダクタ82と
共に共振回路を形成する直流バス・ターミナル85と86の
間に接続されているキャパシタンスＣをもつキャパシタ
84が含まれる。インバータは、直流バス・ターミナル85
と86の間に接続され、スイッチング・デバイス（例え
ば、バイポーラ型トランジスタ）87と88,89と90及び91
と92の相毎対（per−phase pairs）から成り、更に、関
連の負荷インダクタンスを持つことが望ましく、そして
電圧VA,VB及びVCが現れる出力ライン93,94及び95をもっ
ている。再度、インバータ・デバイス87から92のスイッ
チングが上記のように完了し、インバータ段の変調がな
されるが、更に相毎対（per−phase pairs）の内の１対
が周期的に同時にクローズされ、キャパシタ84を短絡し
て、インダクタ82とキャパシタ84から成るLC共振回路中
に発振を維持するため、インダクタ82にたいして必要と
される充電電流を与えなければならない、という要件が
付加される。
３相交流/3相交流電力変換システムは、図５又は図６
に示す基本的な回路から容易に引き出し得る。図７に図
解するのは、図６のシステムを利用した交流／交流イン
バータであり、その中にはゲート制御のスイッチング・
デバイス（例えば、バイポーラ型トランジスタ）101と1
02,103と104及び105と106の対から形成されている制御
可能式の整流コンバータを持ち、個々が直列インダクタ
ンス、例えば電源変圧器のリーク（leakage）インダク
タンスをもつ入力ライン107,108及び109上の入力交流電
力を受け取るものである。入力ライン107,108及び109中
のインダクタンスによって、整流コンバータは、直流バ
ス電圧の１共振サイクル間に、共振タンク回路及び直流
バスにたいして、実質的に一定不変の電流出力を与える
ことが可能となる。実質的に一定不変の平均直流電圧
を、直流バス・ターミナル85及び86に与えるために、比
較的に大きな電解フィルタ・キャパシタ111（キャパシ
タンスはCf）が、インダクタ82と直列に接続され、更に
これら両者は、ターミナル85と86の間に接続されてい
る。フィルタ・キャパシタ111は、平均電圧Vsをもつ直
流電圧源として機能する。キャパシタ111は、スイッチ
ング・デバイス101から106によって構成されるコンバー
タから、インダクタ82を介して送られてきた、一方向性
のパルスによって充電される。キャパシタ84の代替物と
して、キャパシタ112を、インダクタ82と共に共振回路
を形成するように、インダクタ82をまたがるように接続
してもよい。図７の回路は、インダクタ82とキャパシタ
84（又はキャパシタ112）から成る共振タンク回路中の
発振を、直流バス・ターミナル86に分路を付けるため
に、インバータのスイッチング・デバイス87から92まで
の相毎対（per−phase pairs）の１つを選択的にオンさ
せることによって駆動し、これによって、キャパシタ84
の両側に電圧が発生するに充分な電流をインダクタ中に
蓄積するように、キャパシタ111はインダクタ82を介し
て放電し、更にこれによって出力バス・ターミナル85及
び86における電圧が、サイクル毎にゼロになるように適
用される。この代替案としては、１つの別のスイッチン
グ・デバイス113を、直流バス・ターミナル85と86の間
に接続して、図５の直列リンク回路60のようにして、こ
の機能を遂行してもよい。全てのゲート制御スイッチン
グ・デバイスを、直流バス・ターミナル85と86間の電圧
がOVになる時点でスイッチングすることによって、実質
的にスイッチング・ロスがゼロになる。本回路は、見れ
ば分かるように、完全に対称的であり、全く再生的であ
り、これによって入力ターミナル107から109と負荷ター
ミナル93から95との間で、どちらの方向にも電力を切り
換えることが可能となる。複数の重要な長所が、この回
路の特徴を成している。従来の電圧源インバータ（これ
には通常、整流コンバータの出力部に、キャパシタ111
のような電解フィルタ・キャパシタが含まれる）に１つ
の小さいインダクタ82及び１つの小さなキャパシタ112
を付加することによって、スイッチング・ロスは実質的
に除去され、インバータ効率およびスイッチング周波数
を大幅に増加することが可能となる。電流IL−IXを能動
的に制御することによって、個々の共振サイクルが同じ
初期状態において開始することが確実となる。従って、
共振サイクルは、直流リンク電流であるIXの実際値とは
無関係に、速示的に制御される。この結果、持続されて
いる直流バス変調は実質的にはなにも無くなり、共振エ
レメントの寸法は小さいものとなる。
に示す基本的な回路から容易に引き出し得る。図７に図
解するのは、図６のシステムを利用した交流／交流イン
バータであり、その中にはゲート制御のスイッチング・
デバイス（例えば、バイポーラ型トランジスタ）101と1
02,103と104及び105と106の対から形成されている制御
可能式の整流コンバータを持ち、個々が直列インダクタ
ンス、例えば電源変圧器のリーク（leakage）インダク
タンスをもつ入力ライン107,108及び109上の入力交流電
力を受け取るものである。入力ライン107,108及び109中
のインダクタンスによって、整流コンバータは、直流バ
ス電圧の１共振サイクル間に、共振タンク回路及び直流
バスにたいして、実質的に一定不変の電流出力を与える
ことが可能となる。実質的に一定不変の平均直流電圧
を、直流バス・ターミナル85及び86に与えるために、比
較的に大きな電解フィルタ・キャパシタ111（キャパシ
タンスはCf）が、インダクタ82と直列に接続され、更に
これら両者は、ターミナル85と86の間に接続されてい
る。フィルタ・キャパシタ111は、平均電圧Vsをもつ直
流電圧源として機能する。キャパシタ111は、スイッチ
ング・デバイス101から106によって構成されるコンバー
タから、インダクタ82を介して送られてきた、一方向性
のパルスによって充電される。キャパシタ84の代替物と
して、キャパシタ112を、インダクタ82と共に共振回路
を形成するように、インダクタ82をまたがるように接続
してもよい。図７の回路は、インダクタ82とキャパシタ
84（又はキャパシタ112）から成る共振タンク回路中の
発振を、直流バス・ターミナル86に分路を付けるため
に、インバータのスイッチング・デバイス87から92まで
の相毎対（per−phase pairs）の１つを選択的にオンさ
せることによって駆動し、これによって、キャパシタ84
の両側に電圧が発生するに充分な電流をインダクタ中に
蓄積するように、キャパシタ111はインダクタ82を介し
て放電し、更にこれによって出力バス・ターミナル85及
び86における電圧が、サイクル毎にゼロになるように適
用される。この代替案としては、１つの別のスイッチン
グ・デバイス113を、直流バス・ターミナル85と86の間
に接続して、図５の直列リンク回路60のようにして、こ
の機能を遂行してもよい。全てのゲート制御スイッチン
グ・デバイスを、直流バス・ターミナル85と86間の電圧
がOVになる時点でスイッチングすることによって、実質
的にスイッチング・ロスがゼロになる。本回路は、見れ
ば分かるように、完全に対称的であり、全く再生的であ
り、これによって入力ターミナル107から109と負荷ター
ミナル93から95との間で、どちらの方向にも電力を切り
換えることが可能となる。複数の重要な長所が、この回
路の特徴を成している。従来の電圧源インバータ（これ
には通常、整流コンバータの出力部に、キャパシタ111
のような電解フィルタ・キャパシタが含まれる）に１つ
の小さいインダクタ82及び１つの小さなキャパシタ112
を付加することによって、スイッチング・ロスは実質的
に除去され、インバータ効率およびスイッチング周波数
を大幅に増加することが可能となる。電流IL−IXを能動
的に制御することによって、個々の共振サイクルが同じ
初期状態において開始することが確実となる。従って、
共振サイクルは、直流リンク電流であるIXの実際値とは
無関係に、速示的に制御される。この結果、持続されて
いる直流バス変調は実質的にはなにも無くなり、共振エ
レメントの寸法は小さいものとなる。
図1,2及び４から７に示されている共振回路構成は、
たんに図解しただけであり、他の多くの等価構成が存在
することを理解すべきである。例えば、図５と６の回路
においては、キャパシタ63及び84を移動させて、各々イ
ンダクタ62及び82に並列に接続させてもよい。図７の回
路においては、キャパシタ84を分割して、等価の複数キ
ャパシタンスを、ゲート・ターンオフのデバイス87から
92の間に接続してもよい。
たんに図解しただけであり、他の多くの等価構成が存在
することを理解すべきである。例えば、図５と６の回路
においては、キャパシタ63及び84を移動させて、各々イ
ンダクタ62及び82に並列に接続させてもよい。図７の回
路においては、キャパシタ84を分割して、等価の複数キ
ャパシタンスを、ゲート・ターンオフのデバイス87から
92の間に接続してもよい。
スイッチング・ロスが実質的に除去されるため、本発
明による電力コンバータは、従来のコンバータより、実
質的により効率的である。例えば、150Vの直流電源電圧
で動作し、29kHz（4.5kW定格）のスイッチング周波数で
電流値が30Aであり、立上り時間が１マイクロセコンド
で下降時間が２マイクロセコンドのスイッチング・トラ
ンジスタを使用し、更に関連インダクタンスが５マイク
ロヘンリであるところの、容量が0.2マイクロファラッ
ドのスナバ・キャパシタをもつ、標準的な従来のパルス
幅変調コンバータにおいては、スイッチング・ロスを含
めた全電力消費量が630ワットであり、効率は87％であ
る、図２に示す形態をもち、更に同一のトランジスタ・
スイッチ並びに3.2マイクロファラッドの共振キャパシ
タ及び19.8マイクロヘンリの共振インダクタをもつＨブ
リッジの共振インバータを利用すると、全電力消費量は
330ワットであり、効率は93.1％である。図５に示すタ
イプのもので、同一のトランジスタ・スイッチ並びに0.
75マイクロファラッドの共振キャパシタ及び85マイクロ
ヘンリのインダクタをもつ単一トランジスタ直流リンク
・インバータの場合、LC共振回路中で消費される電力
は、効率が97.1％の場合で133ワットである。デバイス
の動作特性に対する唯一の大きな制限は、スイッチング
・デバイスは、直流電源電圧の少なくとも２倍あってス
イッチング過渡状態の間、デバイスに印加されるピーク
電圧を処理することが可能でなければならない、という
点である。スイッチング・ロスが実質的にゼロであるの
で、誘導ロスをその分だけ大きくすることが可能であ
り、その結果スイッチング・デバイスを、その最適な温
度定格値で使用できる。デバイスを介してこのようによ
り大きな電流を引くことができることが、増大したスイ
ッチング過渡状態電圧に耐えるために必要とされるより
大きな電圧定格を補償する。勿論のことだが、スイッチ
ング・デバイスは、デバイスに過剰な過渡電流が印加さ
れない限り、実質的にゼロ、すなわちOVを数ボルト上回
る直流バス電圧でスイッチングされ得る。スイッチング
が、OVという理想的な状態から更に実行されるにつれ
て、スイッチング・ロスも、それに釣り合って増大し、
効率は減少する。更にその上、図８の波形中に図解され
ているように、一度直流バス電圧がゼロになってスイッ
チングが起こると、直流バス上の電圧は、デバイスの全
てのスイッチングが完了するまでは、ゼロにとどまる。
バイポーラ接合トランジスタ、ゲート・ターンオフ・サ
イリスタ、パワーFET（Field Effect Transistor:電界
効果トランジスタ）を含め、利用可能な様々なデバイス
が入手できる。
明による電力コンバータは、従来のコンバータより、実
質的により効率的である。例えば、150Vの直流電源電圧
で動作し、29kHz（4.5kW定格）のスイッチング周波数で
電流値が30Aであり、立上り時間が１マイクロセコンド
で下降時間が２マイクロセコンドのスイッチング・トラ
ンジスタを使用し、更に関連インダクタンスが５マイク
ロヘンリであるところの、容量が0.2マイクロファラッ
ドのスナバ・キャパシタをもつ、標準的な従来のパルス
幅変調コンバータにおいては、スイッチング・ロスを含
めた全電力消費量が630ワットであり、効率は87％であ
る、図２に示す形態をもち、更に同一のトランジスタ・
スイッチ並びに3.2マイクロファラッドの共振キャパシ
タ及び19.8マイクロヘンリの共振インダクタをもつＨブ
リッジの共振インバータを利用すると、全電力消費量は
330ワットであり、効率は93.1％である。図５に示すタ
イプのもので、同一のトランジスタ・スイッチ並びに0.
75マイクロファラッドの共振キャパシタ及び85マイクロ
ヘンリのインダクタをもつ単一トランジスタ直流リンク
・インバータの場合、LC共振回路中で消費される電力
は、効率が97.1％の場合で133ワットである。デバイス
の動作特性に対する唯一の大きな制限は、スイッチング
・デバイスは、直流電源電圧の少なくとも２倍あってス
イッチング過渡状態の間、デバイスに印加されるピーク
電圧を処理することが可能でなければならない、という
点である。スイッチング・ロスが実質的にゼロであるの
で、誘導ロスをその分だけ大きくすることが可能であ
り、その結果スイッチング・デバイスを、その最適な温
度定格値で使用できる。デバイスを介してこのようによ
り大きな電流を引くことができることが、増大したスイ
ッチング過渡状態電圧に耐えるために必要とされるより
大きな電圧定格を補償する。勿論のことだが、スイッチ
ング・デバイスは、デバイスに過剰な過渡電流が印加さ
れない限り、実質的にゼロ、すなわちOVを数ボルト上回
る直流バス電圧でスイッチングされ得る。スイッチング
が、OVという理想的な状態から更に実行されるにつれ
て、スイッチング・ロスも、それに釣り合って増大し、
効率は減少する。更にその上、図８の波形中に図解され
ているように、一度直流バス電圧がゼロになってスイッ
チングが起こると、直流バス上の電圧は、デバイスの全
てのスイッチングが完了するまでは、ゼロにとどまる。
バイポーラ接合トランジスタ、ゲート・ターンオフ・サ
イリスタ、パワーFET（Field Effect Transistor:電界
効果トランジスタ）を含め、利用可能な様々なデバイス
が入手できる。
上述の検討から明らかなように、直流バス・ターミナ
ル間の電圧が、ゼロに帰還するように、LC共振回路の安
定した発振を維持するための、様々な手段がある。これ
らの手段には、図２のＨブリッジ、図５の単一トランジ
スタ・スイッチ、更に図５のスイッチの機能を、インバ
ータ中のスイッチング・デバイスの対によって実行され
るような図６に示すシステム等が含まれる。図５に示す
回路に関して言えば、制御シーケンスは、単一スイッチ
の場合および、スイッチがインバータに内蔵されている
場合の双方の場合に付いて図解することが可能である。
初期状態においては、単一スイッチ64又は、70と71,72
と73及び74と75のスイッチ対の内の１つは、電源61から
の電圧Vsが印加されている間は、オンのままである。直
流バス・ターミナル65及び66が共に短絡されている状態
においては、時間が経つにつれて、これらターミナル間
の電圧はゼロに等しくなり、インダクタ電流ILは直線的
に増加する。電流差（IL−IX）は、直流バス・ターミナ
ル間の電圧をゼロにするに充分な程に、キャパシタを放
電させることが可能であることを保証する最少計算値I
minを上回って、キャパシタ充電用の電流が増大する時
点を判断するために、（単一スイッチ64が使用されてい
る、図５の回路の場合には）監視される。直流バスを短
絡するためにスイッチ対を使用する場合には、他方のス
イッチ対中の電流は、キャパシタ充電用電流を決定する
にあたって、考慮されるべき要因である。電流がIminに
達したら、スイッチ64（又は、相毎デバイス（per−pha
se devices）の等価対の内の１つ）が、共振サイクルを
開始させるために（直流バス電圧がゼロになった時点
で）オフにされる。適切なスイッチ70から75も、ターミ
ナル77から79上に出力電圧を与えるために、必要に応じ
て適当なシーケンスでオンさせて、直流バス・ターミナ
ル間の電圧が、OVに帰還する。バス・ターミナル間の電
圧VoがOVに帰還すると、スイッチ64（又は、インバータ
中の等価スイッチ対）をオンすることが可能になり、ス
イッチ70から75までのいずれ又は全てを、制御変調器か
らの制御信号に従って、（必要に応じて）オンすること
が可能となる。使用され得る１つの制御変調器の実現物
は、図１に示すデルタ変調器であり、これは、相毎の希
望の基準信号と積分パルス幅変調された出力とを比較
し、積分器115及び比較器116にたいして誤差信号を与え
る。インバータ・デバイス70から75のスイッチングは、
直流バス電圧が実質的にゼロになった時に、パルスを与
える信号によってクロック駆動されるフリップフロップ
117に比較器116の出力を通過させることによって、ター
ミナル65と66間のバス電圧Ｖがゼロになる時点に自身が
同期されている発振スイッチ64のスイッチングに同期し
ている。
ル間の電圧が、ゼロに帰還するように、LC共振回路の安
定した発振を維持するための、様々な手段がある。これ
らの手段には、図２のＨブリッジ、図５の単一トランジ
スタ・スイッチ、更に図５のスイッチの機能を、インバ
ータ中のスイッチング・デバイスの対によって実行され
るような図６に示すシステム等が含まれる。図５に示す
回路に関して言えば、制御シーケンスは、単一スイッチ
の場合および、スイッチがインバータに内蔵されている
場合の双方の場合に付いて図解することが可能である。
初期状態においては、単一スイッチ64又は、70と71,72
と73及び74と75のスイッチ対の内の１つは、電源61から
の電圧Vsが印加されている間は、オンのままである。直
流バス・ターミナル65及び66が共に短絡されている状態
においては、時間が経つにつれて、これらターミナル間
の電圧はゼロに等しくなり、インダクタ電流ILは直線的
に増加する。電流差（IL−IX）は、直流バス・ターミナ
ル間の電圧をゼロにするに充分な程に、キャパシタを放
電させることが可能であることを保証する最少計算値I
minを上回って、キャパシタ充電用の電流が増大する時
点を判断するために、（単一スイッチ64が使用されてい
る、図５の回路の場合には）監視される。直流バスを短
絡するためにスイッチ対を使用する場合には、他方のス
イッチ対中の電流は、キャパシタ充電用電流を決定する
にあたって、考慮されるべき要因である。電流がIminに
達したら、スイッチ64（又は、相毎デバイス（per−pha
se devices）の等価対の内の１つ）が、共振サイクルを
開始させるために（直流バス電圧がゼロになった時点
で）オフにされる。適切なスイッチ70から75も、ターミ
ナル77から79上に出力電圧を与えるために、必要に応じ
て適当なシーケンスでオンさせて、直流バス・ターミナ
ル間の電圧が、OVに帰還する。バス・ターミナル間の電
圧VoがOVに帰還すると、スイッチ64（又は、インバータ
中の等価スイッチ対）をオンすることが可能になり、ス
イッチ70から75までのいずれ又は全てを、制御変調器か
らの制御信号に従って、（必要に応じて）オンすること
が可能となる。使用され得る１つの制御変調器の実現物
は、図１に示すデルタ変調器であり、これは、相毎の希
望の基準信号と積分パルス幅変調された出力とを比較
し、積分器115及び比較器116にたいして誤差信号を与え
る。インバータ・デバイス70から75のスイッチングは、
直流バス電圧が実質的にゼロになった時に、パルスを与
える信号によってクロック駆動されるフリップフロップ
117に比較器116の出力を通過させることによって、ター
ミナル65と66間のバス電圧Ｖがゼロになる時点に自身が
同期されている発振スイッチ64のスイッチングに同期し
ている。
単一発振トランジスタ64及びインバータ・トランジス
タ70から75までのスイッチングを制御し、図11の変調器
構造を内蔵する制御システムの１例を、図９に示す。イ
ンダクタ電流IL、負荷電流IX、直流バスのターミナル65
と66間の電圧Vo及び位相電圧または位相電流が監視され
る。インダクタ電流ILと負荷電流IXとの差は、発振を維
持するために必要とされる最少計算電流値Iminから引か
れる。この差は、それが負の値である時に、出力をスイ
ッチングする比較器120に与えられる。直流バスの電圧
Ｖは、このバスの電圧がゼロになるとスイッチングする
比較器121に与え得られる。比較器120及び121の出力
は、これら双方の比較器からの条件が満足された時に、
様々なスイッチをターンオンさせる出力エネイブル信号
又はターンオン信号を与えるために、これらの信号を使
用するロジック・タイミング路122に与えられる。回路1
22からのターンオン信号は、比較器120の状態が変化す
るまでは、スイッチ64がオンであるように、スイッチン
グ64に適当なゲート駆動信号を与えるゲート回路123に
与えられる。従ってこれにより、発振を維持するに充分
な、インダクタ62及びキャパシタ63から成るLC共振回路
の励起が保証される。インバータは、電圧基準値または
電流基準値を個々の相の電圧または電流と比較して、更
に、図１に示すように実現され得る変調器125に与えら
れ、従来の方式で制御される。変調された出力信号は、
ラッチ126の出力変化を、直流バスがゼロになるタイミ
ングに同期させる論理回路122からの同期信号を受信す
る当該ラッチ126に与えられる。ラッチ126の出力は、適
当なゲート駆動（gating drives）を、スイッチング・
デバイス70から75のゲート入力に与えるゲート回路127
に与えられる。
タ70から75までのスイッチングを制御し、図11の変調器
構造を内蔵する制御システムの１例を、図９に示す。イ
ンダクタ電流IL、負荷電流IX、直流バスのターミナル65
と66間の電圧Vo及び位相電圧または位相電流が監視され
る。インダクタ電流ILと負荷電流IXとの差は、発振を維
持するために必要とされる最少計算電流値Iminから引か
れる。この差は、それが負の値である時に、出力をスイ
ッチングする比較器120に与えられる。直流バスの電圧
Ｖは、このバスの電圧がゼロになるとスイッチングする
比較器121に与え得られる。比較器120及び121の出力
は、これら双方の比較器からの条件が満足された時に、
様々なスイッチをターンオンさせる出力エネイブル信号
又はターンオン信号を与えるために、これらの信号を使
用するロジック・タイミング路122に与えられる。回路1
22からのターンオン信号は、比較器120の状態が変化す
るまでは、スイッチ64がオンであるように、スイッチン
グ64に適当なゲート駆動信号を与えるゲート回路123に
与えられる。従ってこれにより、発振を維持するに充分
な、インダクタ62及びキャパシタ63から成るLC共振回路
の励起が保証される。インバータは、電圧基準値または
電流基準値を個々の相の電圧または電流と比較して、更
に、図１に示すように実現され得る変調器125に与えら
れ、従来の方式で制御される。変調された出力信号は、
ラッチ126の出力変化を、直流バスがゼロになるタイミ
ングに同期させる論理回路122からの同期信号を受信す
る当該ラッチ126に与えられる。ラッチ126の出力は、適
当なゲート駆動（gating drives）を、スイッチング・
デバイス70から75のゲート入力に与えるゲート回路127
に与えられる。
単一スイッチ64の機能が、図７の回路中に示すように
一連のデバイス対70と71（S1,S4）、72と73（S2,S5）又
は74と75（S3,S6）によって実行されるような電力イン
バータの場合、追加の制御回路が、スイッチ70から75へ
の短絡ゲート信号をシーケンスするために必要である。
これらの制御機能を実行するための１つの制御回路を、
図10に示す。上述のように、インダクタ電流ILと負荷電
流IX（非短絡スイッチ中の電流の要因である）との差の
値は、計算値Iminから引かれ、更に全体の差が、当該の
差の値が正になったり負になったりする時にスイッチン
グする比較器130に与えられる。直流バス・ターミナル
間の電圧Vbusも、このバス電圧がゼロになるとスイッチ
ングする比較器131に与えられる。比較器130及び131の
出力は、シーケンス制御・ラッチ回路133に同期信号を
与えるロジック・タイミング回路に与えられる。個々の
相における、電圧または電流基準値と実際の電圧または
電流との差は、図１の変調器構造のような、なんらかの
適切な設計の変調器134に与えられ、更にこの変調器の
出力は、シーケンス制御・ラッチ回路133に与えられ
る。この回路の出力は、キャパシタを短絡するためか又
は出力電圧を各相に与えるために、スイッチ70から75を
順に放電させるため、これらのスイッチに適当なゲート
信号を与えるゲート回路135に与えられる。交流入力電
力を直流レベルに変換する入力変換において、ゲート制
御デバイスの複数の対が利用されるような図７に示すタ
イプの回路の場合、整流コンバータ・スイッチ101から1
06の相毎対（per−phase pairs）を替わりに、キャパシ
タ84を短絡するために、２つ１組になってオンさせても
よい。いずれの場合においても、システムが正確に動作
するためには、負荷に供給される電力に、変換システム
中のロスを足した値が、電力システム・ラインからの電
力入力に等しくなければならない。適当に立案された制
御方式であれば、交流電力ライン側と負荷側の双方にお
いて倍振動を最少化し、更に、交流電源側においては、
単位力率で動作する。瞬時入力電力と、出力電力とロス
の瞬時和との差を最少にして、システムの要求するエネ
ルギ蓄積量が最少であり、比較的に小さなフィルタ・キ
ャパシタ111を必要とするだけであるように、コントロ
ーラが動作することが好ましい。
一連のデバイス対70と71（S1,S4）、72と73（S2,S5）又
は74と75（S3,S6）によって実行されるような電力イン
バータの場合、追加の制御回路が、スイッチ70から75へ
の短絡ゲート信号をシーケンスするために必要である。
これらの制御機能を実行するための１つの制御回路を、
図10に示す。上述のように、インダクタ電流ILと負荷電
流IX（非短絡スイッチ中の電流の要因である）との差の
値は、計算値Iminから引かれ、更に全体の差が、当該の
差の値が正になったり負になったりする時にスイッチン
グする比較器130に与えられる。直流バス・ターミナル
間の電圧Vbusも、このバス電圧がゼロになるとスイッチ
ングする比較器131に与えられる。比較器130及び131の
出力は、シーケンス制御・ラッチ回路133に同期信号を
与えるロジック・タイミング回路に与えられる。個々の
相における、電圧または電流基準値と実際の電圧または
電流との差は、図１の変調器構造のような、なんらかの
適切な設計の変調器134に与えられ、更にこの変調器の
出力は、シーケンス制御・ラッチ回路133に与えられ
る。この回路の出力は、キャパシタを短絡するためか又
は出力電圧を各相に与えるために、スイッチ70から75を
順に放電させるため、これらのスイッチに適当なゲート
信号を与えるゲート回路135に与えられる。交流入力電
力を直流レベルに変換する入力変換において、ゲート制
御デバイスの複数の対が利用されるような図７に示すタ
イプの回路の場合、整流コンバータ・スイッチ101から1
06の相毎対（per−phase pairs）を替わりに、キャパシ
タ84を短絡するために、２つ１組になってオンさせても
よい。いずれの場合においても、システムが正確に動作
するためには、負荷に供給される電力に、変換システム
中のロスを足した値が、電力システム・ラインからの電
力入力に等しくなければならない。適当に立案された制
御方式であれば、交流電力ライン側と負荷側の双方にお
いて倍振動を最少化し、更に、交流電源側においては、
単位力率で動作する。瞬時入力電力と、出力電力とロス
の瞬時和との差を最少にして、システムの要求するエネ
ルギ蓄積量が最少であり、比較的に小さなフィルタ・キ
ャパシタ111を必要とするだけであるように、コントロ
ーラが動作することが好ましい。
このタイプの制御機構を用い、更に、直流リンク中
で、約18kHz以上の共振周波数においてスイッチングが
なされると、注目すべきことには、従来のパルス幅変調
されたシステムに比較して、インバータ・モータのシス
テムが発生する可聴雑音が、大幅に減少するということ
である。この改良は部分的には、非同期基準値およびバ
ス発振周波数による。出力信号の非静止特性のためであ
る。正常動作条件下においては、可聴周波数領域での、
インバータの線間電圧にはなんら大きなスペクトル倍振
動成分も観察されない。本発明によるモータ・インバー
タ結合は、従来のPWMシステムに付きものの、極めて大
きな“ひゅーひゅー”雑音（whine）は無く、代わりに
比較的に低いレベルのヒス雑音（hissing sound）を発
生させるだけである。低い雑音レベルは、モータ巻線が
経過した時間に対する電圧変化は、従来のPWMシステム
に比較して、現在のモータ・インバータ・システムの方
がはるかにゆるやかである、という事実にも部分的に原
因があると信じられる。
で、約18kHz以上の共振周波数においてスイッチングが
なされると、注目すべきことには、従来のパルス幅変調
されたシステムに比較して、インバータ・モータのシス
テムが発生する可聴雑音が、大幅に減少するということ
である。この改良は部分的には、非同期基準値およびバ
ス発振周波数による。出力信号の非静止特性のためであ
る。正常動作条件下においては、可聴周波数領域での、
インバータの線間電圧にはなんら大きなスペクトル倍振
動成分も観察されない。本発明によるモータ・インバー
タ結合は、従来のPWMシステムに付きものの、極めて大
きな“ひゅーひゅー”雑音（whine）は無く、代わりに
比較的に低いレベルのヒス雑音（hissing sound）を発
生させるだけである。低い雑音レベルは、モータ巻線が
経過した時間に対する電圧変化は、従来のPWMシステム
に比較して、現在のモータ・インバータ・システムの方
がはるかにゆるやかである、という事実にも部分的に原
因があると信じられる。
現在の変換システムの明白な効率上の長所（スイッチ
ング・ロスが実質的にゼロである）に加えて、スイッチ
ング・ロスを除去することによって、スイッチング・ト
ランジスタが必要とするヒート・シンクの寸法および費
用を大幅に減少させ、又はその替わりに、所与のデバイ
ス中で許容される導電ロスを増加させ、これによって所
与の周波数における当該システムの有効電流搬送能力を
増加させることも可能である。
ング・ロスが実質的にゼロである）に加えて、スイッチ
ング・ロスを除去することによって、スイッチング・ト
ランジスタが必要とするヒート・シンクの寸法および費
用を大幅に減少させ、又はその替わりに、所与のデバイ
ス中で許容される導電ロスを増加させ、これによって所
与の周波数における当該システムの有効電流搬送能力を
増加させることも可能である。
図８に示す波形から注意を促されるように、有効直流
電源電圧Vsの2.5倍から３倍あるスイッチング・デバイ
ス電圧ストレスは、時々、スイッチング・デバイスに印
加されることがある。従って、デバイスの電圧定格は、
これらのストレスに充分に耐えられる値でなければなら
ない。共振直流リンク・インバータの場合の電圧ストレ
スは、直列リンク内におけるLCエレメントの共振作用お
よびインバータのセクションで用いられている変調方式
によるものである。定常状態の条件下（すなわち、指定
のインバータ・スイッチを用いた場合）、直流リンク共
振サイクルは、キャパシタの初期電流の固定値から通常
は開始される。これによって、たとえ変調が行われてい
ても、“速示”共振パルス反応が保証される。このよう
な条件下においては、タンク内のインダクタにおけるボ
ルト−秒のバランスをとるには、デバイスに印加される
ピーク電圧ストレスが、少なくとも2Vsの値でなければ
ならない。過渡状態においては、瞬時電力フローが逆流
し、直流リンク電流がスイッチングして直流電源の方に
流れ戻ると、その間ピーク電圧ストレスがその定常状態
値を越える１サイクル過渡状態が得られる。
電源電圧Vsの2.5倍から３倍あるスイッチング・デバイ
ス電圧ストレスは、時々、スイッチング・デバイスに印
加されることがある。従って、デバイスの電圧定格は、
これらのストレスに充分に耐えられる値でなければなら
ない。共振直流リンク・インバータの場合の電圧ストレ
スは、直列リンク内におけるLCエレメントの共振作用お
よびインバータのセクションで用いられている変調方式
によるものである。定常状態の条件下（すなわち、指定
のインバータ・スイッチを用いた場合）、直流リンク共
振サイクルは、キャパシタの初期電流の固定値から通常
は開始される。これによって、たとえ変調が行われてい
ても、“速示”共振パルス反応が保証される。このよう
な条件下においては、タンク内のインダクタにおけるボ
ルト−秒のバランスをとるには、デバイスに印加される
ピーク電圧ストレスが、少なくとも2Vsの値でなければ
ならない。過渡状態においては、瞬時電力フローが逆流
し、直流リンク電流がスイッチングして直流電源の方に
流れ戻ると、その間ピーク電圧ストレスがその定常状態
値を越える１サイクル過渡状態が得られる。
直流バスに印加される電圧ストレスは、このバスに印
加されるピーク電圧を2.5V未満に制限する受動クランプ
回路（その１例は図23に示され、更に以下に述べる）に
よって制限し得る。クランプ電圧は、定常状態のピーク
電圧ストレスを越える値でなければならない。Ｑ値の高
いLC回路を想定すると、定常状態の条件下においては、
タンク内のエネルギは、ロス（損失）の場合を除いて、
保存される。共振直流リンク・システムは、これらのロ
スを、バスが短絡されている持続時間（duration）を制
御することを通じて、補償するように操作される。希望
のOVスイッチング条件を確立するために、直流リンク電
圧がゼロに帰還することを確実にするために、インダク
タ中に充分な過剰エネルギを蓄積しなければならない。
ピーク電圧が、2V未満の値に制限された場合、エネルギ
が実質的に共振タンクから除去されてしまい、直流発振
の継続を不可能にする。発振は、クランピング（clampi
ng）が起こる個々のサイクル間において、クランプから
共振タンクに充分なエネルギが帰還する場合には、2V未
満のクランプ電圧で持続することが可能である。
加されるピーク電圧を2.5V未満に制限する受動クランプ
回路（その１例は図23に示され、更に以下に述べる）に
よって制限し得る。クランプ電圧は、定常状態のピーク
電圧ストレスを越える値でなければならない。Ｑ値の高
いLC回路を想定すると、定常状態の条件下においては、
タンク内のエネルギは、ロス（損失）の場合を除いて、
保存される。共振直流リンク・システムは、これらのロ
スを、バスが短絡されている持続時間（duration）を制
御することを通じて、補償するように操作される。希望
のOVスイッチング条件を確立するために、直流リンク電
圧がゼロに帰還することを確実にするために、インダク
タ中に充分な過剰エネルギを蓄積しなければならない。
ピーク電圧が、2V未満の値に制限された場合、エネルギ
が実質的に共振タンクから除去されてしまい、直流発振
の継続を不可能にする。発振は、クランピング（clampi
ng）が起こる個々のサイクル間において、クランプから
共振タンクに充分なエネルギが帰還する場合には、2V未
満のクランプ電圧で持続することが可能である。
図12に、タンク中における発振を持続することを可能
にする、能動クランプ手段を実現する、本発明によるイ
ンバータ回路を図解する。図12の回路は、直流バス電流
IXが電流源140で現されている。上記の図４に示す回路
と等価である。この回路には、直流電圧源141並びに、
直列インダクタ142及びキャパシタ143（後者は、ライン
144および145で形成されている直流バスにまたがって接
続されている）から成るタンク回路が含まれる。逆並列
ダイオード147をもつトランジスタ・スイッチ146は、直
流バスにまたがって接続され、直流バス電圧の希望され
る発振値を維持するために、上述のように制御される。
その上、１つの能動クランプ手段が、タンクのインダク
タ142にまたがって接続されているが、これは電圧源キ
ャパシタ150及び、逆並列ダイオード152をもったトラン
ジスタ・スイッチ151によって構成されている。クラン
プ・キャパシタ150（clamping Capacitor 150）によっ
て供給される電圧は、バッテリのような電圧源によって
供給しても差し支えないとは言え、クランプ・キャパシ
タの方が好ましいとされるが、この理由は、クランプ・
キャパシタは、完全に受動素子で比較的に安価であり、
キャパシタ150は、以下に更に述べるように、クランプ
回路が動作している間に定期的に充電されるので、実際
の電圧源を必要としないからである。キャパシタ150
は、（ｋ−１）Vs（ここで、ｋは以下に述べるように、
選択される値であり、Vsは希望の動作電圧、ここでは直
流電源電圧である）に等しい値と現されている。希望の
電圧レベルにプリチャージ（precharge）されるよう
な、電解キャパシタであることが好ましい。勿論のこと
であるが、キャパシタ150は、図12に示すキャパシタ153
によって図解される接続構成（この場合、キャパシタ15
3は電圧値KVsにまで充電される）におけるような電圧源
ではなく、グラウンド・レベルに接続してもよい。
にする、能動クランプ手段を実現する、本発明によるイ
ンバータ回路を図解する。図12の回路は、直流バス電流
IXが電流源140で現されている。上記の図４に示す回路
と等価である。この回路には、直流電圧源141並びに、
直列インダクタ142及びキャパシタ143（後者は、ライン
144および145で形成されている直流バスにまたがって接
続されている）から成るタンク回路が含まれる。逆並列
ダイオード147をもつトランジスタ・スイッチ146は、直
流バスにまたがって接続され、直流バス電圧の希望され
る発振値を維持するために、上述のように制御される。
その上、１つの能動クランプ手段が、タンクのインダク
タ142にまたがって接続されているが、これは電圧源キ
ャパシタ150及び、逆並列ダイオード152をもったトラン
ジスタ・スイッチ151によって構成されている。クラン
プ・キャパシタ150（clamping Capacitor 150）によっ
て供給される電圧は、バッテリのような電圧源によって
供給しても差し支えないとは言え、クランプ・キャパシ
タの方が好ましいとされるが、この理由は、クランプ・
キャパシタは、完全に受動素子で比較的に安価であり、
キャパシタ150は、以下に更に述べるように、クランプ
回路が動作している間に定期的に充電されるので、実際
の電圧源を必要としないからである。キャパシタ150
は、（ｋ−１）Vs（ここで、ｋは以下に述べるように、
選択される値であり、Vsは希望の動作電圧、ここでは直
流電源電圧である）に等しい値と現されている。希望の
電圧レベルにプリチャージ（precharge）されるよう
な、電解キャパシタであることが好ましい。勿論のこと
であるが、キャパシタ150は、図12に示すキャパシタ153
によって図解される接続構成（この場合、キャパシタ15
3は電圧値KVsにまで充電される）におけるような電圧源
ではなく、グラウンド・レベルに接続してもよい。
直流リンク・インバータ動作に関して上述したよう
に、直流バスは、初期状態においては、インダクタ142
を介して電流をプリチャージ（precharge）するため、
トランジスタ・スイッチ146によって短絡されている。
スイッチ146がオープン（open）されると、直流バスに
印加されている電圧が、その固有ピーク値の方向に向か
って発振する。電圧KVsに達すると、ダイオード151は次
にオンして、バス電圧をそのレベルにクランプする。ダ
イオード152が導通している状態では、スイッチング・
デバイス151は次に、無損失でオンされ得る。電流はそ
のフロー（流れ）の方向を最終的には、ダイオード152
からトランジスタ151の方に切り換える。クランプ・キ
ャパシタ150が充分に大きいと仮定すると、直流バスに
印加される電圧は比較的にわずかしか上昇せず、この直
流バスも、キャパシタ150が充電されるにつれて、電圧
レベルKVから少し上昇するが、この電圧レベルに効率的
にクランプされる。最終的には、キャパシタ150は、ス
イッチング・デバイス151を通じて放電し始め、自身に
蓄積されていたエネルギをタンク回路に帰還させる。ク
ランプ・キャパシタ150に転送された正味の電荷がゼロ
である場合、スイッチング・トランジスタ151はオフさ
れ、インダクタ152とキャパシタ153から成るタンク回路
は、直流バス電圧がゼロになるまで、上述のように発振
し、この電圧がゼロになると、トランジスタ146がオン
となる。同時に、共振サイクルが、図４の回路について
上述したように、再始動される。図13に、能動的にクラ
ンプされた共振直流リンクの場合の波形を図解する。
に、直流バスは、初期状態においては、インダクタ142
を介して電流をプリチャージ（precharge）するため、
トランジスタ・スイッチ146によって短絡されている。
スイッチ146がオープン（open）されると、直流バスに
印加されている電圧が、その固有ピーク値の方向に向か
って発振する。電圧KVsに達すると、ダイオード151は次
にオンして、バス電圧をそのレベルにクランプする。ダ
イオード152が導通している状態では、スイッチング・
デバイス151は次に、無損失でオンされ得る。電流はそ
のフロー（流れ）の方向を最終的には、ダイオード152
からトランジスタ151の方に切り換える。クランプ・キ
ャパシタ150が充分に大きいと仮定すると、直流バスに
印加される電圧は比較的にわずかしか上昇せず、この直
流バスも、キャパシタ150が充電されるにつれて、電圧
レベルKVから少し上昇するが、この電圧レベルに効率的
にクランプされる。最終的には、キャパシタ150は、ス
イッチング・デバイス151を通じて放電し始め、自身に
蓄積されていたエネルギをタンク回路に帰還させる。ク
ランプ・キャパシタ150に転送された正味の電荷がゼロ
である場合、スイッチング・トランジスタ151はオフさ
れ、インダクタ152とキャパシタ153から成るタンク回路
は、直流バス電圧がゼロになるまで、上述のように発振
し、この電圧がゼロになると、トランジスタ146がオン
となる。同時に、共振サイクルが、図４の回路について
上述したように、再始動される。図13に、能動的にクラ
ンプされた共振直流リンクの場合の波形を図解する。
図14に、スイッチング・デバイス155から160及び有効
出力インダクタンス161から163をもつ、３相の能動的に
クランプされた共振直流リンク・インバータの詳細に示
す。この回路には、直流電圧源165並びに、インダクタ1
66及びキャパシタ167から成る共振タンクが含まれる。
この回路は、図６の回路について上述したように機能す
る。クランプ・キャパシタ169並びに、トランジスタ・
スイッチ170及び逆並列ダイオード171の結合物から成る
能動クランプ回路は、インダクタ166にまたがって接続
されて、図12の回路中の能動クランプの場合に述べたよ
うに機能する。クランプ電圧kVsは、電源電圧Vsより大
きいので、この構成は、ブースト・クランプ共振直流リ
ンク・インバータ（boost clamp resonant DC link inv
erter）と呼んでもよい。
出力インダクタンス161から163をもつ、３相の能動的に
クランプされた共振直流リンク・インバータの詳細に示
す。この回路には、直流電圧源165並びに、インダクタ1
66及びキャパシタ167から成る共振タンクが含まれる。
この回路は、図６の回路について上述したように機能す
る。クランプ・キャパシタ169並びに、トランジスタ・
スイッチ170及び逆並列ダイオード171の結合物から成る
能動クランプ回路は、インダクタ166にまたがって接続
されて、図12の回路中の能動クランプの場合に述べたよ
うに機能する。クランプ電圧kVsは、電源電圧Vsより大
きいので、この構成は、ブースト・クランプ共振直流リ
ンク・インバータ（boost clamp resonant DC link inv
erter）と呼んでもよい。
３相インバータ用の能動的にクランプされた構成の１
代替案を、図15に示す。この回路には、出力インダクタ
181から183を通じて出力を供給するスイッチング・デバ
イス175から180によって構成されるインバータが含まれ
る。並列に接続されたインダクタ185とキャパシタ186か
ら成るタンク回路は、直流バスにまたがって接続され、
直流電圧源187から電圧を受け、図７の回路に関して上
述したように機能する。クランプ・キャパシタ188は、
インダクタ185と直列に接続され、初期電圧KVsにまで充
電され、更に、逆並列ダイオード191をもったスイッチ
ング・トランジスタ190は、電圧源187と直流バスとの間
に接続され、インダクタ185と直列であるので有効であ
る。この構成においては、直流バスに印加される最大電
圧がVsを越えると、ダイオード191が導通するので、直
流バス電圧は、Vsにクランプされる。このバスに印加さ
れる平均電圧は、Vs未満である。この回路構成は、バッ
ク出力共振直流リンク・インバータ（buck output reso
nant DC link inverter）と呼んでもよい。一般に、ブ
ースト・クランプ構成は、利用可能な電源電圧を最大限
に利用できるので、バック・クランプ構成より好ましい
とされる。これら能動的にクランプされた構成の双方
共、図７の回路を特に参照して上述したように、３相交
流/3相交流変換を実現するように拡張できることが、容
易に明かである。
代替案を、図15に示す。この回路には、出力インダクタ
181から183を通じて出力を供給するスイッチング・デバ
イス175から180によって構成されるインバータが含まれ
る。並列に接続されたインダクタ185とキャパシタ186か
ら成るタンク回路は、直流バスにまたがって接続され、
直流電圧源187から電圧を受け、図７の回路に関して上
述したように機能する。クランプ・キャパシタ188は、
インダクタ185と直列に接続され、初期電圧KVsにまで充
電され、更に、逆並列ダイオード191をもったスイッチ
ング・トランジスタ190は、電圧源187と直流バスとの間
に接続され、インダクタ185と直列であるので有効であ
る。この構成においては、直流バスに印加される最大電
圧がVsを越えると、ダイオード191が導通するので、直
流バス電圧は、Vsにクランプされる。このバスに印加さ
れる平均電圧は、Vs未満である。この回路構成は、バッ
ク出力共振直流リンク・インバータ（buck output reso
nant DC link inverter）と呼んでもよい。一般に、ブ
ースト・クランプ構成は、利用可能な電源電圧を最大限
に利用できるので、バック・クランプ構成より好ましい
とされる。これら能動的にクランプされた構成の双方
共、図７の回路を特に参照して上述したように、３相交
流/3相交流変換を実現するように拡張できることが、容
易に明かである。
能動クランプ式の共振直流リンク・インバータの分析
は、図16に示す単純化された等価回路を用いれば、最も
良く図解される。全てのインバータ・スイッチの位置が
与えられているとしたら、共振サイクルの間を通じて、
直流リンク電流を、定電流源IXで代替してもよい。大き
なクランプ・キャパシタCCを使用すると仮定すると、本
質的に一定な、リップルの無い（ripple−free）クラン
プ電圧KVsがその結果現れる。図17に、重要な波形を示
し、様々な動作モードを識別する。モード０は、インダ
クタ電流iL1＝IL1となる時にモード１に変化するが、こ
こで、 IL1＝IX＋IT 更に、ITは、S1をオフにするために確立される“トリ
ップ”（trip）電流のレベルである。モード１の開発時
におけるLC回路中にエネルギは、次の通りである。
は、図16に示す単純化された等価回路を用いれば、最も
良く図解される。全てのインバータ・スイッチの位置が
与えられているとしたら、共振サイクルの間を通じて、
直流リンク電流を、定電流源IXで代替してもよい。大き
なクランプ・キャパシタCCを使用すると仮定すると、本
質的に一定な、リップルの無い（ripple−free）クラン
プ電圧KVsがその結果現れる。図17に、重要な波形を示
し、様々な動作モードを識別する。モード０は、インダ
クタ電流iL1＝IL1となる時にモード１に変化するが、こ
こで、 IL1＝IX＋IT 更に、ITは、S1をオフにするために確立される“トリ
ップ”（trip）電流のレベルである。モード１の開発時
におけるLC回路中にエネルギは、次の通りである。
E1＝LIL1 モード２は、キャパシタ電圧VC1がKVsに達して、クラ
ンプ動作すると、開始される。エネルギのバランスを用
いると、次のようになる。
ンプ動作すると、開始される。エネルギのバランスを用
いると、次のようになる。
ここで、IL2は、モード２の開始時における、インダ
クタの電流である。IL2に付いて解くと、次のようにな
る。
クタの電流である。IL2に付いて解くと、次のようにな
る。
CCが無限大であると仮定してクランプが動作している
状態においては、インダクタ電流は、IL2から直線的に
増大する。モード２は、キャパシタCCに転送された電荷
の正味がゼロになった時に終了する。これによって、電
圧KVsが、定常状態の条件下において維持されることが
保証される。モード２が持続される時間T2は、従って次
のようになる。
状態においては、インダクタ電流は、IL2から直線的に
増大する。モード２は、キャパシタCCに転送された電荷
の正味がゼロになった時に終了する。これによって、電
圧KVsが、定常状態の条件下において維持されることが
保証される。モード２が持続される時間T2は、従って次
のようになる。
更に、これによってモード３の開始時におけるインダ
クタ電流の値が次のようになる。
クタ電流の値が次のようになる。
IL3＝2IX−IL2 モード３は、モード１に類似した方法で分析され、モ
ード３の終了時におけるインダクタ電流IL4は次のよう
になる。
ード３の終了時におけるインダクタ電流IL4は次のよう
になる。
ITは、ロス（損失）の大きい成分をもつ現実の回路中
においては、有限な値でなければならないとは言え、回
路の動作は、IT＝０の状態での無損失動作を仮定するこ
とによって、推定することが可能である。このような条
件下においては、VC1＝０の状態でのドウエル時間（dwe
ll time）は、直流リンク電流Ｉが一定の場合において
は、ゼロにまで減少する。従って、共振リンク・サイク
ルの周期は、次のような計算できる。
においては、有限な値でなければならないとは言え、回
路の動作は、IT＝０の状態での無損失動作を仮定するこ
とによって、推定することが可能である。このような条
件下においては、VC1＝０の状態でのドウエル時間（dwe
ll time）は、直流リンク電流Ｉが一定の場合において
は、ゼロにまで減少する。従って、共振リンク・サイク
ルの周期は、次のような計算できる。
図13に、Ｋの関数としての（T/2 LC）がプロットさ
れている。Ｋ＝２の場合には、正常で受動的にクランプ
された共振直流リンク・インバータに縮退してしまう。
クランプ電圧が2Vs未満である場合、リンクの周波数
は、Ｋが減少するにつれて減少し、Ｋ＝１の場合、ゼロ
に近ずく。これは、所与の成分にたいして、それ未満で
は、クランプ動作は実際的でなくなるリミットが存在す
ることを示唆するものである。
れている。Ｋ＝２の場合には、正常で受動的にクランプ
された共振直流リンク・インバータに縮退してしまう。
クランプ電圧が2Vs未満である場合、リンクの周波数
は、Ｋが減少するにつれて減少し、Ｋ＝１の場合、ゼロ
に近ずく。これは、所与の成分にたいして、それ未満で
は、クランプ動作は実際的でなくなるリミットが存在す
ることを示唆するものである。
実際の共振リンク波形は、デバイスの特性によって、
かなりの程度にまで調節される。図19に、直流リンク・
バスの波形にたいする線形近似の１例を示す。無損失ス
イッチングの目的を実行するとしたら、図19中に示すta
及びtcの双方が、デバイス・ターンオン及びターンオフ
のパラメタtf及びtrよりそれぞれ、実質的に大である必
要がある。更に、システムのロスを無視したとしても、
時間t4は、デバイスの記憶時間ts以上である必要があ
る。
かなりの程度にまで調節される。図19に、直流リンク・
バスの波形にたいする線形近似の１例を示す。無損失ス
イッチングの目的を実行するとしたら、図19中に示すta
及びtcの双方が、デバイス・ターンオン及びターンオフ
のパラメタtf及びtrよりそれぞれ、実質的に大である必
要がある。更に、システムのロスを無視したとしても、
時間t4は、デバイスの記憶時間ts以上である必要があ
る。
単純な形状を用い、更に、インダクタＬのボルト−秒
の値を等化させることによって、ta＝tcの場合における
関係が次のように求められる。
の値を等化させることによって、ta＝tcの場合における
関係が次のように求められる。
従って、tr＝tf＝２μｓでts＝10μｓである場合、Ｋ
＝1.4、ta＝tc＝3tr＝６μｓであると仮定すると、定常
状態の共振リンク周波数は17.8kHzとなり、一方では、
クランプ間隔tbは34sとなる。ゼロ電圧下における逆バ
イスの二次降伏現象が無いとすると、蓄積時間を大幅に
減少でき、従って達成可能な最大スイッチング周波数が
増加する。
＝1.4、ta＝tc＝3tr＝６μｓであると仮定すると、定常
状態の共振リンク周波数は17.8kHzとなり、一方では、
クランプ間隔tbは34sとなる。ゼロ電圧下における逆バ
イスの二次降伏現象が無いとすると、蓄積時間を大幅に
減少でき、従って達成可能な最大スイッチング周波数が
増加する。
単純なキャパシタ・クランプを（電圧源クランプに対
抗して）用いれば、蓄積された電荷の正味を利得もロス
（損失）も必要とされない、ということがかなり明かで
ある。図20に、有限値のクランプ・キャパシタCcをもつ
能動クランプ式のインバータのシミュレーション結果を
示す。これから分かるように、サイクル毎電荷バランス
方式（per−cycle charge balance strategy）によっ
て、システムは、単純なキャパシタ・クランプで動作す
ることが保証される、ということが分かる。実際のイン
バータにおいては、デバイスの蓄積時間は、あまり予測
できるものではなく、従って、システムには、更に回路
を付加することが必要となる。
抗して）用いれば、蓄積された電荷の正味を利得もロス
（損失）も必要とされない、ということがかなり明かで
ある。図20に、有限値のクランプ・キャパシタCcをもつ
能動クランプ式のインバータのシミュレーション結果を
示す。これから分かるように、サイクル毎電荷バランス
方式（per−cycle charge balance strategy）によっ
て、システムは、単純なキャパシタ・クランプで動作す
ることが保証される、ということが分かる。実際のイン
バータにおいては、デバイスの蓄積時間は、あまり予測
できるものではなく、従って、システムには、更に回路
を付加することが必要となる。
この方式の代替物は、制御の瞬間が２つ存在すること
を実現することによって立案することが可能である。こ
れらの瞬時は、モード１及びモード３の開始によって示
されるS1及びS2のターンオフに対応している。２つのト
リップ電流IT1＝（IL1−IX）及びIT2＝（IL3−IX）は、
従って、対応する瞬間において示すことが可能である。
IT2を制御することは、直流リンク電圧をゼロにまで共
振させるために充分なエネルギをLC回路がもつことを保
証するために必要である。次に、IT1は、クランプ・キ
ャパシタの電圧の平均値を調整するために、単独に制御
することが可能である。このように、制御点をデカップ
リング（減結合）することによって、ACRLインバータを
極めて強力に、そして安定的に制御することが可能とな
る。
を実現することによって立案することが可能である。こ
れらの瞬時は、モード１及びモード３の開始によって示
されるS1及びS2のターンオフに対応している。２つのト
リップ電流IT1＝（IL1−IX）及びIT2＝（IL3−IX）は、
従って、対応する瞬間において示すことが可能である。
IT2を制御することは、直流リンク電圧をゼロにまで共
振させるために充分なエネルギをLC回路がもつことを保
証するために必要である。次に、IT1は、クランプ・キ
ャパシタの電圧の平均値を調整するために、単独に制御
することが可能である。このように、制御点をデカップ
リング（減結合）することによって、ACRLインバータを
極めて強力に、そして安定的に制御することが可能とな
る。
図21に、インバータの動作に必要なコントローラの略
ブロック図を示す。この制御実現物においては、測定さ
れた負荷電流および負荷電流の基準値は、これもまた負
荷電流を受けるリンク電流シンセサイザ（current synt
hesizer）201にたいして、出力訂正信号を供給する電流
調整器に与えられる。回路201は、適切な変調方式を決
定し、これもまたリンク電圧および、KVのフィードバッ
ク用の比例積分コントローラ203の出力を受けるゲート
・ロジック202に供給する。
ブロック図を示す。この制御実現物においては、測定さ
れた負荷電流および負荷電流の基準値は、これもまた負
荷電流を受けるリンク電流シンセサイザ（current synt
hesizer）201にたいして、出力訂正信号を供給する電流
調整器に与えられる。回路201は、適切な変調方式を決
定し、これもまたリンク電圧および、KVのフィードバッ
ク用の比例積分コントローラ203の出力を受けるゲート
・ロジック202に供給する。
インバータ段の制御は、直流リンクのゼロ電圧持続時
間に同期される。その結果、インバータの線間電圧によ
って、ディスクリート・パルスが禁止され、デルタ変調
タイプの方式がインバータ制御には適する。電圧合成の
場合には、シグマ・デルタ変調方式は指示されているよ
うに思われるが、一方、電流調整器は、電流調整式のデ
ルタ変調器によって実現するのが最良である。制御シス
テム用のデルタ変調器は、一様にサンプリングされ、ゼ
ロ・ヒステリシスのバンバン・コントローラ（bang−ba
ng controller）のファミリに分類されるものである。
デバイスのタイプが与えられると、ゼロ電圧スイッチン
グ式の共振リンク・インバータを利用したデルタ変調方
式は、固定スイッチング式パルス幅変調タイプの電圧源
インバータに比較すると、優れた動作が可能である。デ
ィスクリート・パルス発生技法を用いる他の変調方式
も、可能である。
間に同期される。その結果、インバータの線間電圧によ
って、ディスクリート・パルスが禁止され、デルタ変調
タイプの方式がインバータ制御には適する。電圧合成の
場合には、シグマ・デルタ変調方式は指示されているよ
うに思われるが、一方、電流調整器は、電流調整式のデ
ルタ変調器によって実現するのが最良である。制御シス
テム用のデルタ変調器は、一様にサンプリングされ、ゼ
ロ・ヒステリシスのバンバン・コントローラ（bang−ba
ng controller）のファミリに分類されるものである。
デバイスのタイプが与えられると、ゼロ電圧スイッチン
グ式の共振リンク・インバータを利用したデルタ変調方
式は、固定スイッチング式パルス幅変調タイプの電圧源
インバータに比較すると、優れた動作が可能である。デ
ィスクリート・パルス発生技法を用いる他の変調方式
も、可能である。
代替スイッチング方式の能動クランプをもつ、本発明
によるインバータ装置の略回路図を、図22の示す。図22
の回路は、能動スイッチ146が除去されている点を除い
ては、図12の回路と実質的に同一である。図22の回路の
動作においては、能動スイッチ151は、キャパシタ143の
電圧をゼロに下降させるに必要な最小電流以上のレベル
にまで、インダクタ142の電流が上昇するまでは、オン
のままである。この回路のＫ値が、１と２の間にあれば
（1.1と1.4の間にあることが好ましいが）、キャパシタ
143の電圧をKVsに戻すに充分なエネルギが常に存在する
ことになるが、この電圧レベルにおいては、能動クラン
プの動作を始動することが可能である。この能動クラン
プ中のスイッチ151のターンオフは、希望するクランプ
電圧レベルを生じるように制御される。３相ブリッジ中
にある複数の逆並列ダイオードが、図22に示す単一ダイ
オード147の機能を果たすので、図14のインバータも、
このモードで動作させ得る、ということは注目してもよ
い。このモードで動作している時は、トリップ電流が自
動的にゼロに設定される。
によるインバータ装置の略回路図を、図22の示す。図22
の回路は、能動スイッチ146が除去されている点を除い
ては、図12の回路と実質的に同一である。図22の回路の
動作においては、能動スイッチ151は、キャパシタ143の
電圧をゼロに下降させるに必要な最小電流以上のレベル
にまで、インダクタ142の電流が上昇するまでは、オン
のままである。この回路のＫ値が、１と２の間にあれば
（1.1と1.4の間にあることが好ましいが）、キャパシタ
143の電圧をKVsに戻すに充分なエネルギが常に存在する
ことになるが、この電圧レベルにおいては、能動クラン
プの動作を始動することが可能である。この能動クラン
プ中のスイッチ151のターンオフは、希望するクランプ
電圧レベルを生じるように制御される。３相ブリッジ中
にある複数の逆並列ダイオードが、図22に示す単一ダイ
オード147の機能を果たすので、図14のインバータも、
このモードで動作させ得る、ということは注目してもよ
い。このモードで動作している時は、トリップ電流が自
動的にゼロに設定される。
好ましいことではないが、本発明によるインバータ
は、直流バスに印加される電圧を受動的にクランプする
ことによって、動作させることが可能である。このよう
な受動的クランプの１例が、電圧源210、共振タンク・
インダクタ211、共振タンク・キャパシタ212（これは、
直流バスにまたがって接続されている）、有効出力電流
の役を果たす電流源213及び、直流バスにまたがって接
続されている逆並列ダイオード215をもつ能動スイッチ2
14を持つ図23に示す回路中に図解されている。１つの変
圧器が、その一端を218（一次側であるか二次側である
かを問わず、インダクタ211と並列に）に接続され、そ
の他端を、クランプ・ダイオード220と直列に、電源210
にまたがって219に接続されている。クランプ電圧は、
定常状態のピーク電圧ストレスより大きい値でなければ
ならない。高Ｑ値のLC回路を想定すると、定常状態の条
件下においては、タンク内のエネルギは、抵抗ロスの場
合を例外として、保存される。次に、共振直流リンク・
システムは、直流バスが短絡されている時間を制御する
ことによって、これらのロスを補償するように操作され
る。望まれるゼロ電圧スイッチングを確立するように、
直接リンク電圧がゼロに帰還することを確実にするため
に、充分な量の過剰エネルギを直積しなければならな
い。従って、もしピーク電圧ストレスが、2Vs未満の値
に制限されると、抵抗ロスを持つ、変圧器218−219及び
ダイオード220によって構成される受動クランプによっ
てエネルギが失われ、その結果直流バス発振の継続が不
可能になる程に、共振タンクから不足分のエネルギが除
去されることになる。従って、図23に図解されているよ
うな受動クランプを、最大電圧ストレスを2Vsと2.5Vsの
範囲に制限することが望ましい場合に、用いることがで
きる。
は、直流バスに印加される電圧を受動的にクランプする
ことによって、動作させることが可能である。このよう
な受動的クランプの１例が、電圧源210、共振タンク・
インダクタ211、共振タンク・キャパシタ212（これは、
直流バスにまたがって接続されている）、有効出力電流
の役を果たす電流源213及び、直流バスにまたがって接
続されている逆並列ダイオード215をもつ能動スイッチ2
14を持つ図23に示す回路中に図解されている。１つの変
圧器が、その一端を218（一次側であるか二次側である
かを問わず、インダクタ211と並列に）に接続され、そ
の他端を、クランプ・ダイオード220と直列に、電源210
にまたがって219に接続されている。クランプ電圧は、
定常状態のピーク電圧ストレスより大きい値でなければ
ならない。高Ｑ値のLC回路を想定すると、定常状態の条
件下においては、タンク内のエネルギは、抵抗ロスの場
合を例外として、保存される。次に、共振直流リンク・
システムは、直流バスが短絡されている時間を制御する
ことによって、これらのロスを補償するように操作され
る。望まれるゼロ電圧スイッチングを確立するように、
直接リンク電圧がゼロに帰還することを確実にするため
に、充分な量の過剰エネルギを直積しなければならな
い。従って、もしピーク電圧ストレスが、2Vs未満の値
に制限されると、抵抗ロスを持つ、変圧器218−219及び
ダイオード220によって構成される受動クランプによっ
てエネルギが失われ、その結果直流バス発振の継続が不
可能になる程に、共振タンクから不足分のエネルギが除
去されることになる。従って、図23に図解されているよ
うな受動クランプを、最大電圧ストレスを2Vsと2.5Vsの
範囲に制限することが望ましい場合に、用いることがで
きる。
本発明は、ここに開示した複数の特定の実施例に限ら
れるものではなく、次に示す請求の範囲に入るような当
該実施例の変更態様をも含むものであることが理解され
る。
れるものではなく、次に示す請求の範囲に入るような当
該実施例の変更態様をも含むものであることが理解され
る。
Claims (29)
- 【請求項１】第一の周波数の交流電力を第三の周波数の
交流電力に変換する電力コンバータであって、この電力
コンバータが、 （ａ） 第一の周波数の入力電力を受け取り、第一の周
波数よりもかなり高い第二の周波数で0Vに周期的になる
一方向性の出力電力を直流バスに与える手段であって、
インダクタ及びこれに接続されたキャパシタを有する共
振回路と、第一の周波数の入力電力を受け、入力電力を
整流して、この整流された電力を前記共振回路に与える
コンバータ手段と、前記共振回路を第二の周波数で安定
に発振させて、前記直流バスの電圧を、発振の各サイク
ルで少なくとも一度0Vにする安定した発振させる手段
と、から成る一方向性の出力電圧を直流バスに与える前
記手段、及び （ｂ） 前記直流バスに接続され、内部に複数のスイッ
チング・デバイスを含み、直流バスからの直流電力を第
二の周波数よりもかなり低い第三の周波数の交流電力に
変換するインバータ手段であって、当該インバータ手段
内のスイッチング・デバイスは、直流バスの電力が実質
的に0Vである時のみにコントローラによりスイッチング
される前記インバータ手段からなることを特徴とする電
力コンバータ。 - 【請求項２】前記直流バスに接続され、直流バスに印加
される電圧を、選択された最大レベルに制限するクラン
プ手段を更に含むことを特徴とする、請求の範囲第１項
記載の電力コンバータ。 - 【請求項３】前記安定して発振させる手段が、前記共振
回路の前記キャパシタと並列に接続された制御可能スイ
ッチング・デバイスを含み、前記スイッチング・デバイ
スと前記キャパシタとの前記並列の組合せと前記共振回
路の前記インダクタとが直列に接続されていることを特
徴とする請求の範囲第１項記載の電力コンバータ。 - 【請求項４】前記安定して発振させる手段が、前記直流
バスに接続され且つＨブリッジ構成の４つの制御可能ス
イッチング・デバイスから成り、前記共振回路の前記イ
ンダクタ及びキャパシタが、前記ブリッジ構成にまたが
って接続されていることを特徴とする請求の範囲第１項
記載の電力コンバータ。 - 【請求項５】（ａ） 直流電力が入力される１つのイン
ダクタと、このインダクタに接続された１つのキャパシ
タとから成り、出力電圧を直流バスに与える共振回路、 （ｂ） 前記共振回路をその回路の共振周波数以下にお
いて安定して発振させ、直流バスに印加される電圧の平
均値をある平均直流レベルに維持し、前記直流バスに印
加される電圧を前記共振回路の発振の個々のサイクル中
に少なくとも１回は0Vにする、安定して発振させる手
段、 （ｃ） 前記直流バスに接続され、このバス上の電圧が
実質的に0Vになった時にだけコントローラによりスイッ
チングされるスイッチング・デバイスを有するインバー
タを含むことを特徴とする、直流電力を交流電力に変換
する電力コンバータ。 - 【請求項６】前記直流バスに印加される電力を、選択さ
れた最大レベルに制限するクランプ手段を含むことを特
徴とする請求の範囲第５項記載の電力コンバータ。 - 【請求項７】前記安定して発振させる手段が、前記共振
回路の前記キャパシタと並列に接続された制御可能スイ
ッチング・デバイスを含み、前記スイッチング・デバイ
スと前記キャパシタとの前記並列の組合せと前記共振回
路の前記インダクタとが直列に接続されていることを特
徴とする請求の範囲第５項記載の電力コンバータ。 - 【請求項８】前記安定して発振させる手段が、インバー
タ内の直列接続されて成るスイッチング・デバイスの対
を複数含み、これらスイッチング・デバイスの対は前記
共振回路のキャパシタと並列に接続されており、前記ス
イッチング・デバイスの対と前記キャパシタとの前記並
列の組合せが前記共振回路の前記インダクタと直列に接
続されていることを特徴とする請求の範囲第５項記載の
電力コンバータ。 - 【請求項９】前記インバータが、直流バスにまたがって
接続されて成る直列接続のゲート・ターンオフ・デバイ
スの対を２つ以上含み、異なる対の各ゲート・ターンオ
フ・デバイスが、前記直流バスの電圧が実質的に0Vにな
った時だけ同時にオン、オフされ、各対のゲート・ター
ンオフ・デバイス同士の接続部間に異なる出力電圧が発
生される請求の範囲第５項記載の電力コンバータ。 - 【請求項１０】前記インバータ内の前記ゲート・ターン
オフ・デバイスの複数の対が前記共振回路の前記キャパ
シタと並列に接続されており、前記ゲート・ターンオフ
・デバイスの対と前記キャパシタとの前記並列の組合せ
が前記共振回路の前記インダクタと直列に接続されてお
り、前記共振回路をその回路の共振周波数以下において
安定して発振する手段が、前記インバータ内の前記ゲー
ト・ターンオフ・デバイスの選択された対を同時にオン
にし、前記共振回路の前記キャパシタを短絡し、前記共
振回路の前記インダクタ中に十分な電流を発生して、発
振サイクル中に、前記キャパシタの電圧を0Vにまで駆動
可能としたことを特徴とする請求の範囲第９項記載の電
力コンバータ。 - 【請求項１１】（ａ） 交流電圧システムから交流電力
を受け取り、この交流電力を整流して一方向性の電力を
出力するブリッジ構成に接続されたスイッチング・デバ
イスの複数の対、及び前記交流電圧システムの出力と一
方向性出力との間に接続されたインダクタンスを含むブ
リッジ・コンバータ、 （ｂ） 前記ブリッジ・コンバータのスイッチング・デ
バイスの出力に接続されたインダクタ及び共振キャパシ
タと、このインダクタに直列に接続された電源キャパシ
タとを持つ共振回路であって、前記共振キャパシタが前
記インダクタと電源キャパシタとの前記直列の組合せと
並列に接続されており、直流バスが前記共振キャパシタ
をまたがって接続されている共振回路、及び （ｃ） 前記共振回路を、その共振周波数以下で、安定
して発振させ、前記直流バスに印加される電圧を、発振
の個々のサイクル中で少なくとも１度は0Vにする、安定
して発振させる手段を含む共振直流電源。 - 【請求項１２】前記直流バスに印加される電圧を、選択
された最大レベルに制限するためのクランプ手段を含む
ことを特徴とする請求の範囲第11項記載の電源。 - 【請求項１３】前記安定して発振させる手段が、前記共
振キャパシタと並列に接続された制御可能スイッチング
・デバイスを含むことを特徴とする請求の範囲第11項記
載の電源。 - 【請求項１４】前記安定して発振させる手段が、直列接
続されて成るスイッチング・デバイスの対を複数含み、
これらスイッチング・デバイスの対は前記共振キャパシ
タと並列に接続されていることを特徴とする請求の範囲
第11項記載の電源。 - 【請求項１５】前記ブリッジ・コンバータ中の前記スイ
ッチング・デバイスが、ゲート・ターンオフ・デバイス
であり、前記直流バスに印加される電圧が0Vになった時
にスイッチングされることを特徴とする請求の範囲第11
項記載の電源。 - 【請求項１６】（ａ） 直流出力電力を与える電源手
段、 （ｂ） 前記電源手段に接続されていて直流電力を受け
取り、直流バスに直流電圧を供給する、相互に接続され
たインダクタ及びキャパシタを有する共振回路、 （ｃ） 前記共振回路を、前記共振回路の共振周波数以
下において、安定して発振させ、前記共振回路の発振の
個々のサイクル中において、前記直流バス上の電圧を少
なくとも１回0Vにする、安定して発振させる手段、及び （ｄ） 前記直流バスに接続されており、この直流バス
に印加される電圧が実質的に0Vになった時にだけコント
ローラによりスイッチングされるスイッチング・デバイ
スから成るインバータから成る電力コンバータ。 - 【請求項１７】前記直流バスに印加される電圧を、選択
された最大電圧レベルに制限するクランプ手段を含むこ
とを特徴とする請求の範囲第16項記載の電力コンバー
タ。 - 【請求項１８】前記安定して発振させる手段が、前記共
振回路の前記キャパシタと並列に接続された制御可能ス
イッチング・デバイスを含み、前記スイッチング・デバ
イスと前記キャパシタとの前記並列の組合せと前記共振
回路の前記インダクタとが直列に接続されていることを
特徴とする請求の範囲第16項記載の電力コンバータ。 - 【請求項１９】前記安定して発振させる手段が、直列接
続されて成るスイッチング・デバイスの対を複数含み、
これらスイッチング・デバイスの対は前記共振回路の前
記キャパシタと並列に接続されており、前記スイッチン
グ・デバイスの対と前記キャパシタとの前記並列の組合
せが前記共振回路の前記インダクタと直列に接続されて
いることを特徴とする請求の範囲第16項記載の電力コン
バータ。 - 【請求項２０】前記インバータが、直流バスにまたがっ
て接続されて成る直列接続のゲート・ターンオフ・デバ
イスの対を２つ以上含み、異なる対の各ゲート・ターン
オフ・デバイスが、前記直流バスの電圧が実質的に0Vに
なった時だけ同時にオン、オフされ、各対のゲート・タ
ーンオフ・デバイス同士の接続部間に異なる出力電圧が
発生される請求の範囲第16項記載の電力コンバータ。 - 【請求項２１】前記インバータ中のゲート・ターンオフ
・デバイスの複数の対が前記共振回路のキャパシタと並
列に接続されており、前記ゲート・ターンオフ・デバイ
スと前記キャパシタとの前記並列の組合せが、前記共振
回路の前記インダクタと直列に接続されており、前記共
振回路をその回路の共振周波数以下において安定して発
振させる手段が、前記インバータ内の前記ゲート・ター
ンオフ・デバイスの選択された対を同時にオンにし、前
記共振回路の前記キャパシタを短絡し、前記共振回路の
前記インダクタ中に充分な電流を発生して、発振サイク
ル中に、前記キャパシタの電圧を0Vにまで駆動可能とし
たことを特徴とする請求の範囲第20項記載の電力コンバ
ータ。 - 【請求項２２】前記電源手段が、ブリッジ構成で交流電
力源に接続された複数のスイッチング・デバイスを含
み、且つ前記共振回路に直流電力を与える出力を有し、
前記スイッチング・デバイスがオン、オフされ、前記出
力から供給される平均電力が前記共振回路の励磁を維持
することを特徴とする請求の範囲第16項記載の電力コン
バータ。 - 【請求項２３】前記電源手段の前記スイッチング・デバ
イスが、前記直流電圧が実質的に0Vになった時のみにス
イッチングされることを特徴とする請求の範囲第22項記
載の電力コンバータ。 - 【請求項２４】前記電源手段が、第一の周波数の交流電
力を受け取り、前記共振回路が、第一の周波数よりかな
り高い第二の周波数で発振し、前記インバータが第二の
周波数よりかなり低い第三の周波数の交流出力電力を与
えることを特徴とする請求の範囲第16項記載の電力コン
バータ。 - 【請求項２５】前記共振回路の発振周波数が、前記イン
バータからの前記交流出力電力の周波数の少なくとも10
倍であることを特徴とする請求の範囲第24項記載の電力
コンバータ。 - 【請求項２６】前記共振回路の発振周波数が、少なくと
も18,000Hzであることを特徴とする請求の範囲第24項記
載の電力コンバータ。 - 【請求項２７】（ａ） 第一の周波数の交流電力を受け
取り、直流の出力電流を供給する電源手段、 （ｂ） 相互に接続されたインダクタ及びキャパシタを
持ち、前記電源手段から直流電力を受け取る共振回路、 （ｃ） 前記共振回路を、前記第一の周波数よりかなり
高く、前記共振回路の共振周波数以下の第二の周波数
で、安定して発振させ、その発振の個々のサイクル中に
おいて少なくとも１回は、直流バスの電圧を0Vにする手
段、 （ｄ） 前記直流バスに接続され、この直流バスに印加
された電圧が実質的に0Vになった時だけにコントローラ
によりスイッチングされ、更に第二の周波数よりもかな
り低い第３の周波数の交流出力を与えるスイッチング・
デバイスから成るインバータ、及び （ｅ） 前記直流バスに接続され、前記直流バスに印加
される電圧を、選択された最大レベルに制限するクラン
プ手段を具備することを特徴とする、電力コンバータ。 - 【請求項２８】一方向電源と直列に接続されたインダク
タと、このインダクタと直列に接続されたキャパシタと
から成る共振回路において安定した発振を維持する方法
であって、前記共振回路の前記キャパシタとインバータ
を構成するゲート・ターンオフ・スイッチング・デバイ
スとが並列に接続されることにより、前記共振回路は前
記インバータと接続されており、これにより前記共振回
路からの出力電圧が前記インバータに与えられる、前記
安定して発振を維持する方法が、 （ａ） 前記インダクタからの電流を、前記キャパシタ
を短絡して流し、次に、この短絡をオープンして前記イ
ンダクタからの電流を前記キャパシタ及び前記インバー
タに流し、前記短絡が除去された時に、前記キャパシタ
に生じる電圧が、共振サイクルの終了点において0Vに駆
動するに充分な電流を形成するのに充分な時間前記キャ
パシタは短絡され、 （ｂ） 前記共振回路から与えられる電圧が、実質的に
0Vになった時だけ、前記インバータのスイッチング・デ
バイスをオン、オフにスイッチングすることを特徴とす
る方法。 - 【請求項２９】前記短絡が、前記キャパシタに生じる電
圧が実質的に0Vになった時だけ、設けられたり、除去さ
れたりすることを特徴とする請求の範囲第28項記載の方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/912,080 US4730242A (en) | 1986-09-25 | 1986-09-25 | Static power conversion and apparatus having essentially zero switching losses |
| US912,080 | 1986-09-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01501276A JPH01501276A (ja) | 1989-04-27 |
| JP2583258B2 true JP2583258B2 (ja) | 1997-02-19 |
Family
ID=25431348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62506128A Expired - Lifetime JP2583258B2 (ja) | 1986-09-25 | 1987-09-25 | 静電電力変換の方法および装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4730242A (ja) |
| EP (1) | EP0292512B1 (ja) |
| JP (1) | JP2583258B2 (ja) |
| AT (1) | ATE78380T1 (ja) |
| DE (1) | DE3780450T2 (ja) |
| WO (1) | WO1988002573A1 (ja) |
Families Citing this family (94)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4864483A (en) * | 1986-09-25 | 1989-09-05 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Static power conversion method and apparatus having essentially zero switching losses and clamped voltage levels |
| FI78202C (fi) * | 1987-01-13 | 1989-06-12 | Kone Oy | Foerfarande foer styrning av halvledarkopplingar i en till vaexelspaenningsnaet kopplad likriktarbrygga samt en foer tillaempning av foerfarandet avsedd styrenhet. |
| GB8722234D0 (en) * | 1987-09-22 | 1987-10-28 | Chloride Group Plc | Uninterrupted power supply |
| US4833584A (en) * | 1987-10-16 | 1989-05-23 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus |
| US4862342A (en) * | 1987-12-03 | 1989-08-29 | Sundstrand Corp. | DC to AC inverter with neutral having a resonant circuit |
| US4884186A (en) * | 1987-12-10 | 1989-11-28 | Boschert Incorporated | Power supply with reduced switching losses |
| US4912622A (en) * | 1988-03-07 | 1990-03-27 | General Electric Company | Gate driver for a full-bridge lossless switching device |
| CA1313219C (en) * | 1988-10-07 | 1993-01-26 | Boon-Teck Ooi | Pulse width modulation high voltage direct current transmission system and converter |
| DE3842465A1 (de) * | 1988-12-16 | 1990-06-28 | Flachenecker Gerhard | Schaltregler zur gleichspannungswandlung |
| IN172422B (ja) * | 1989-03-06 | 1993-07-24 | Kone Elevator Gmbh | |
| IT1232122B (it) * | 1989-06-27 | 1992-01-23 | Fratta Antonino | Convertitore di potenza di energia elettrica,con commutazione assistita per mezzo di un controllo attivo della tensione di alimentazione del circuito invertitore di tensione |
| US4965709A (en) * | 1989-09-25 | 1990-10-23 | General Electric Company | Switching converter with pseudo-resonant DC link |
| US4942511A (en) * | 1989-09-28 | 1990-07-17 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Static power conversion apparatus using a high frequency series resonant DC link |
| US5038267A (en) * | 1990-05-03 | 1991-08-06 | General Electric Company | Soft-switching power converter for operation in discrete pulse modulation and pulse width modulation modes |
| US5111374A (en) * | 1990-06-22 | 1992-05-05 | The University Of Tennessee Research Corp. | High frequency quasi-resonant DC voltage notching scheme of a PWM voltage fed inverter for AC motor drives |
| US5070440A (en) * | 1990-08-14 | 1991-12-03 | General Electric Company | Power conversion scheme employing paralleled units |
| US5091840A (en) * | 1990-08-14 | 1992-02-25 | General Electric Company | Power conversion scheme employing shorting means to control current magnitude |
| US5132894A (en) * | 1990-09-10 | 1992-07-21 | Sundstrand Corporation | Electric power generating system with active damping |
| US5047913A (en) * | 1990-09-17 | 1991-09-10 | General Electric Company | Method for controlling a power converter using an auxiliary resonant commutation circuit |
| US5172309A (en) * | 1991-08-07 | 1992-12-15 | General Electric Company | Auxiliary quasi-resonant dc link converter |
| JPH0548590U (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-25 | 日本オーチス・エレベータ株式会社 | コンバータの電流制御回路 |
| US5283726A (en) * | 1991-12-20 | 1994-02-01 | Wilkerson A W | AC line current controller utilizing line connected inductance and DC voltage component |
| US5233509A (en) * | 1992-04-03 | 1993-08-03 | International Business Machines Corporation | Switch-mode AC-to-DC converter |
| US5400237A (en) * | 1992-05-11 | 1995-03-21 | Simmonds Precision Products, Inc. | PWM inverter controller with waveform memory |
| US5280421A (en) * | 1992-06-17 | 1994-01-18 | General Electric Company | Current regulator for a four-legged three-phase inverter |
| FI925838A (fi) * | 1992-12-22 | 1994-06-23 | Kone Oy | Taajuusmuuttaja, menetelmä sen ohjaamiseksi sekä moottorin säätökäyttö taajuusmuuttajalla |
| AU6362494A (en) * | 1993-03-10 | 1994-09-26 | Electric Power Research Institute, Inc. | Neutral commutated soft switched current source inverters |
| FR2702607B1 (fr) * | 1993-03-12 | 1995-06-09 | Electricite De France | Dispositif de commande du circuit oscillant d'un onduleur de tension fonctionnant en quasi-resonance a regulation a modulation de largeur d'impulsion. |
| US5414613A (en) * | 1993-08-20 | 1995-05-09 | Rem Technologies, Incorporated | Soft switching active snubber for semiconductor circuit operated in discontinuous conduction mode |
| US5574636A (en) * | 1994-09-09 | 1996-11-12 | Center For Innovative Technology | Zero-voltage-transition (ZVT) 3-phase PWM voltage link converters |
| US5594634A (en) * | 1995-05-17 | 1997-01-14 | General Motors Corporation | DC link inverter having soft-switched auxiliary devices |
| US5592371A (en) * | 1995-05-17 | 1997-01-07 | General Motors Corporation | DC link inverter |
| US5619406A (en) * | 1995-06-16 | 1997-04-08 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Modulator for resonant link converters |
| US5646498A (en) * | 1995-08-07 | 1997-07-08 | Eaton Corporation | Conducted emission radiation suppression in inverter drives |
| US5811636A (en) * | 1995-09-22 | 1998-09-22 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of Agriculture | Apomixis for producing true-breeding plant progenies |
| US5717584A (en) * | 1995-12-08 | 1998-02-10 | General Motors Corporation | Quasi-resonant pole inverter |
| US5917295A (en) * | 1996-01-31 | 1999-06-29 | Kaman Electromagnetics Corporation | Motor drive system having a plurality of series connected H-bridges |
| DE19634905A1 (de) * | 1996-08-29 | 1998-03-05 | Abb Patent Gmbh | Gleichrichterschaltung |
| US5841644A (en) * | 1996-09-04 | 1998-11-24 | Electric Power Research Institute, Inc. | Passively clamped quasi-resonant DC link converters |
| US5870292A (en) * | 1996-09-30 | 1999-02-09 | Electric Power Research Institute, Inc. | Series resonant converter for switched reluctance motor drive |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| WO1998058439A1 (en) * | 1997-06-19 | 1998-12-23 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Current stiff converters with resonant snubbers |
| US5852558A (en) * | 1997-06-20 | 1998-12-22 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Method and apparatus for reducing common mode voltage in multi-phase power converters |
| US5943223A (en) * | 1997-10-15 | 1999-08-24 | Reliance Electric Industrial Company | Electric switches for reducing on-state power loss |
| US6091615A (en) * | 1997-11-28 | 2000-07-18 | Denso Corporation | Resonant power converter |
| US6028185A (en) * | 1998-01-07 | 2000-02-22 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of Agriculture | Nucleic acid markers for apospory-specific genomic region |
| US6069809A (en) * | 1998-05-08 | 2000-05-30 | Denso Corporation | Resonant inverter apparatus |
| US6337803B2 (en) * | 1999-06-24 | 2002-01-08 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power module |
| JP2001238467A (ja) * | 2000-02-28 | 2001-08-31 | Katsunori Taniguchi | 電力変換システム |
| CN1236545C (zh) * | 2000-04-28 | 2006-01-11 | Tdk股份有限公司 | 电力变换装置 |
| US6281595B1 (en) * | 2000-09-25 | 2001-08-28 | General Electric Company | Microturbine based power generation system and method |
| US6392905B1 (en) * | 2001-01-06 | 2002-05-21 | Ford Global Technologies, Inc. | Method and circuit for reducing battery ripple current in a multiple inverter system of an electrical machine |
| US6631080B2 (en) * | 2001-06-06 | 2003-10-07 | Hybrid Power Generation Systems Llc | Systems and methods for boosting DC link voltage in turbine generators |
| FI113106B (fi) * | 2001-06-14 | 2004-02-27 | Abb Oy | Menetelmä vaihtosuuntaajan kytkemiseksi vaihtojännitteeseen |
| SE523487C2 (sv) * | 2001-07-16 | 2004-04-20 | Abb Ab | Förfarande för styrning av en strömriktare |
| US6888328B2 (en) * | 2001-08-31 | 2005-05-03 | Siemens Vdo Automotive Inc. | Quasi bipolar topology for brushless motors |
| US6950312B2 (en) * | 2001-10-02 | 2005-09-27 | International Business Machines Corporation | Electronic units and method for packaging and assembly of said electronic units |
| JP3824907B2 (ja) * | 2001-11-02 | 2006-09-20 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| DE10156216A1 (de) * | 2001-11-15 | 2003-06-05 | Siemens Ag | Verfahren zur Minderung des Einflusses eines Gleichstromanteils im Laststrom eines Asynchronmotors |
| US6608401B1 (en) | 2002-02-15 | 2003-08-19 | Black & Decker Inc. | Alternator/inverter with dual H-bridge |
| US7142439B2 (en) * | 2002-10-23 | 2006-11-28 | Fairchild Semiconductor Corporation | Zero-voltage-switching single-switched resonant DC link with minimized conduction loss |
| US6917172B2 (en) * | 2003-07-07 | 2005-07-12 | Agere Systems Inc. | Hard drive spindle motor controller with reverse current prevention |
| JP2005042684A (ja) * | 2003-07-25 | 2005-02-17 | Denso Corp | 電動機付ターボチャージャの電力制御装置および電動ターボチャージャ装置 |
| US9257895B2 (en) * | 2004-06-17 | 2016-02-09 | Grant A. MacLennan | Distributed gap inductor filter apparatus and method of use thereof |
| KR100693505B1 (ko) * | 2005-11-17 | 2007-03-14 | 현대자동차주식회사 | 전기 자동차용 디씨 링크의 전압 제어 방법 |
| EP2874297B1 (en) * | 2006-06-06 | 2023-09-27 | Ideal Power Inc. | Buck-Boost power converter |
| US8514601B2 (en) | 2009-08-17 | 2013-08-20 | Ideal Power Converters, Inc. | Power conversion with added pseudo-phase |
| US8289736B2 (en) * | 2006-09-29 | 2012-10-16 | Abb Technology Ltd. | Conversion of AC lines to HVDC lines |
| US8587213B2 (en) * | 2007-04-03 | 2013-11-19 | World Properties, Inc. | EL lamp driver with plural outputs |
| WO2009075366A1 (ja) * | 2007-12-11 | 2009-06-18 | Tokyo Institute Of Technology | ソフトスイッチング電力変換装置 |
| WO2011008567A2 (en) * | 2009-06-29 | 2011-01-20 | Ideal Power Converters, Inc. | Power transfer devices, methods, and systems with crowbar switch shunting energy-transfer reactance |
| WO2011016214A1 (ja) * | 2009-08-04 | 2011-02-10 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置及び誘導加熱装置 |
| US8575779B2 (en) | 2010-02-18 | 2013-11-05 | Alpha Technologies Inc. | Ferroresonant transformer for use in uninterruptible power supplies |
| FR2961965B1 (fr) * | 2010-06-25 | 2012-07-13 | Valeo Sys Controle Moteur Sas | Dispositif de charge de moyens d'accumulation |
| WO2012075189A2 (en) | 2010-11-30 | 2012-06-07 | Ideal Power Converters Inc. | Photovoltaic array systems, methods, and devices with bidirectional converter |
| US9030045B2 (en) | 2011-01-23 | 2015-05-12 | Alpha Technologies Inc. | Switching systems and methods for use in uninterruptible power supplies |
| US8531858B2 (en) | 2011-02-18 | 2013-09-10 | Ideal Power, Inc. | Power conversion with current sensing coupled through saturating element |
| US9543853B2 (en) | 2011-06-03 | 2017-01-10 | The Texas A&M University System | Sparse and ultra-sparse partial resonant converters |
| US8988900B2 (en) | 2011-06-03 | 2015-03-24 | Texas A&M University System | DC capacitor-less power converters |
| US9234916B2 (en) | 2012-05-11 | 2016-01-12 | Alpha Technologies Inc. | Status monitoring cables for generators |
| KR101673374B1 (ko) * | 2012-10-30 | 2016-11-07 | 미쯔이 죠센 가부시키가이샤 | 유도 가열 장치, 유도 가열 장치의 제어방법, 및 프로그램 |
| US9647526B1 (en) * | 2013-02-15 | 2017-05-09 | Ideal Power, Inc. | Power-packet-switching power converter performing self-testing by admitting some current to the link inductor before full operation |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US9465074B2 (en) * | 2013-10-09 | 2016-10-11 | Ford Global Technologies, Llc | System and method for measuring switching loss associated with semiconductor switching devices |
| US10277067B2 (en) | 2013-10-30 | 2019-04-30 | Schneider Electric It Corporation | Power supply control |
| WO2015167568A1 (en) * | 2014-05-01 | 2015-11-05 | Schneider Electric It Corporation | Power supply control |
| CN106663940B (zh) * | 2014-06-27 | 2019-08-06 | 施耐德电气It公司 | 三级电力拓扑 |
| US10029573B2 (en) | 2014-08-27 | 2018-07-24 | Ford Global Technologies, Llc | Vehicle battery charging system notification |
| JP6783776B2 (ja) * | 2015-01-12 | 2020-11-11 | ツァォ ホア | スイッチングレギュレータ及びその制御方法 |
| AU2016321418A1 (en) | 2015-09-13 | 2018-04-05 | Alpha Technologies Services, Inc. | Power control systems and methods |
| US10381867B1 (en) | 2015-10-16 | 2019-08-13 | Alpha Technologeis Services, Inc. | Ferroresonant transformer systems and methods with selectable input and output voltages for use in uninterruptible power supplies |
| FR3053181B1 (fr) * | 2016-06-22 | 2018-07-27 | IFP Energies Nouvelles | Systeme et procede de conversion d'une puissance electrique continue en puissance electrique alternative triphasee avec moyens de filtrage |
| FR3064849B1 (fr) * | 2017-03-31 | 2019-06-07 | Centum Adetel Transportation | Cellule d'alimentation hybride |
| WO2019014682A1 (en) | 2017-07-14 | 2019-01-17 | Alpha Technologies Inc. | SYSTEMS AND METHODS FOR ALTERNATING CURRENT POWER SUPPLY WITH VOLTAGE REGULATION |
Family Cites Families (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US463211A (en) * | 1891-11-17 | Hugo w | ||
| GB920106A (en) * | 1960-11-30 | 1963-03-06 | Westinghouse Brake & Signal | Improvements in or relating to inverters |
| US3222587A (en) * | 1961-03-14 | 1965-12-07 | Ampex | Alternating current converting circuit |
| US3247444A (en) * | 1962-12-19 | 1966-04-19 | Bell Telephone Labor Inc | Frequency converter |
| US3430123A (en) * | 1966-11-03 | 1969-02-25 | Gen Motors Corp | Rectifier-inverter motor power supply |
| SE333603B (ja) * | 1970-05-28 | 1971-03-22 | Asea Ab | |
| US3678367A (en) * | 1971-05-26 | 1972-07-18 | Gen Electric | Versatile power converters with a high frequency link |
| US3742336A (en) * | 1971-11-24 | 1973-06-26 | Gen Electric | Versatile cycloinverter power converter circuits |
| SU463211A1 (ru) * | 1972-11-27 | 1975-03-05 | Днепропетровский Ордена Трудового Красного Знамени Горный Институт Им.Артема | Автономный последовательный инвертор |
| US3875494A (en) * | 1973-07-18 | 1975-04-01 | Westinghouse Electric Corp | Static power conversion arrangement for converting direct current power to alternating current power |
| US3858105A (en) * | 1973-07-18 | 1974-12-31 | Westinghouse Electric Corp | Static power conversion arrangement and method |
| DE2349161C3 (de) * | 1973-09-29 | 1978-09-21 | Brown, Boveri & Cie Ag, 6800 Mannheim | Anordnung zum Schutz eines von einem Gleichspannungszwischenkreis gespeisten selbstgeführten Wechselrichters |
| JPS5513237B2 (ja) * | 1973-12-07 | 1980-04-07 | ||
| US3953779A (en) * | 1974-05-30 | 1976-04-27 | Francisc Carol Schwarz | Electronic control system for efficient transfer of power through resonant circuits |
| US4013937A (en) * | 1974-07-22 | 1977-03-22 | Westinghouse Electric Corporation | Naturally commutated cycloconverter with controlled input displacement power factor |
| DE2541687C3 (de) * | 1975-09-18 | 1978-08-24 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Umrichter und Verfahren zu seinem Betrieb |
| DE2541700C3 (de) * | 1975-09-18 | 1980-09-11 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Verfahren zum Betrieb eines Schwingkreisumrichters |
| US4138715A (en) * | 1976-01-28 | 1979-02-06 | Martin Marietta Corporation | Resonant switching converter |
| DE2632380C3 (de) * | 1976-07-19 | 1982-09-09 | Danfoss A/S, 6430 Nordborg | Schutzschaltungsanordnung für einen Wechselrichter |
| GB1602613A (en) * | 1977-06-24 | 1981-11-11 | Chloride Group Ltd | Converters |
| US4196468A (en) * | 1978-12-19 | 1980-04-01 | Ufimsky Aviatsionny Institut | Series-type independent inverter |
| GB2043370B (en) * | 1979-02-28 | 1983-03-09 | Chloride Group Ltd | Converters |
| US4310866A (en) * | 1979-09-28 | 1982-01-12 | Borg-Warner Corporation | Shootthrough fault protection system for bipolar transistors in a voltage source transistor inverter |
| US4358654A (en) * | 1980-01-25 | 1982-11-09 | Estes Nelson N | Static power switching system for induction heating |
| JPS5759478A (en) * | 1980-09-24 | 1982-04-09 | Hitachi Ltd | Inverter |
| GB2087675B (en) * | 1980-10-07 | 1984-03-28 | Texas Instruments Ltd | Electrical inverter |
| US4541041A (en) * | 1983-08-22 | 1985-09-10 | General Electric Company | Full load to no-load control for a voltage fed resonant inverter |
| US4523269A (en) * | 1983-11-16 | 1985-06-11 | Reliance Electric Company | Series resonance charge transfer regulation method and apparatus |
| JPS60118069A (ja) * | 1983-11-30 | 1985-06-25 | Iwasaki Electric Co Ltd | インバ−タ回路 |
-
1986
- 1986-09-25 US US06/912,080 patent/US4730242A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-09-25 JP JP62506128A patent/JP2583258B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-25 DE DE8787906726T patent/DE3780450T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-25 WO PCT/US1987/002489 patent/WO1988002573A1/en active IP Right Grant
- 1987-09-25 EP EP87906726A patent/EP0292512B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-25 AT AT87906726T patent/ATE78380T1/de not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0292512A4 (en) | 1989-02-06 |
| WO1988002573A1 (en) | 1988-04-07 |
| ATE78380T1 (de) | 1992-08-15 |
| DE3780450D1 (de) | 1992-08-20 |
| JPH01501276A (ja) | 1989-04-27 |
| EP0292512B1 (en) | 1992-07-15 |
| DE3780450T2 (de) | 1992-12-17 |
| EP0292512A1 (en) | 1988-11-30 |
| US4730242A (en) | 1988-03-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2583258B2 (ja) | 静電電力変換の方法および装置 | |
| US4864483A (en) | Static power conversion method and apparatus having essentially zero switching losses and clamped voltage levels | |
| US4833584A (en) | Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus | |
| Divan | The resonant DC link converter-a new concept in static power conversion | |
| Tao et al. | Transformer-coupled multiport ZVS bidirectional DC–DC converter with wide input range | |
| Kim et al. | New control scheme for AC-DC-AC converter without DC link electrolytic capacitor | |
| Sood et al. | A versatile power converter for high frequency link systems | |
| JP3904137B2 (ja) | 並列接続及び直列接続インバータをリンクする直流−直流コンバータを備えた電力潮流コントローラ | |
| US4942511A (en) | Static power conversion apparatus using a high frequency series resonant DC link | |
| US6282111B1 (en) | Inverter control using current mode slope modulation | |
| JPH0197169A (ja) | 高周波共振型パワーコンバータ | |
| JPH0851790A (ja) | 誘導性負荷用制御回路 | |
| US20230074022A1 (en) | Power converter topologies with power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime | |
| KR960010828B1 (ko) | 고역률 전원공급장치 | |
| Malesani et al. | AC/DC/AC PWM converter with minimum energy storage in the DC link | |
| EP0012648B1 (en) | Single-pole commutation circuit | |
| Ishikawa et al. | A novel soft-switched PWM current source inverter with voltage clamped circuit | |
| US20230071003A1 (en) | Power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime | |
| US20230076369A1 (en) | Unidirectional power converters with power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime | |
| Liao et al. | Control and modulation of a bipolar multi-level active power pulsation buffer for single-phase converters | |
| JPH04334977A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH07108092B2 (ja) | 交流電源装置 | |
| JPH07135769A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| CA1293021C (en) | Static power conversion method and apparatus | |
| Lopatkin et al. | Inverter Asynchronous Electric Drive System with PAM and PWM Control |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |