WO2009075366A1

WO2009075366A1 - ソフトスイッチング電力変換装置

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Publication number: WO2009075366A1
Application number: PCT/JP2008/072716
Authority: WO
Inventors: Ryuichi Shimada
Original assignee: Tokyo Institute Of Technology
Priority date: 2007-12-11
Filing date: 2008-12-08
Publication date: 2009-06-18
Also published as: JPWO2009075366A1; JP4534007B2; DE112008003369T5; US20100259955A1

Abstract

少なくとも２個の逆導通型半導体スイッチから成るブリッジ回路の直流端子間に小容量の磁気エネルギー蓄積用のコンデンサを接続した磁気エネルギー回生スイッチを用いて、すべてのスイッチングに使用する半導体素子のスイッチング動作をソフトスイッチング化し、磁気エネルギー回生スイッチで発生させた高周波の昇圧パルス電圧を直流リンク部の電圧とし、その電圧をフィルタや切り替え制御手段によって、再び、直流、若しくは任意の低周波の交流に変換するソフトスイッチング電力変換装置を提供する。これらにより、すべてのスイッチングに使用する半導体素子のスイッチング動作をソフトスイッチング化し、出力電圧の昇圧、または降圧を行うことが可能な電力変換装置であり、比較的少ない部品点数で、簡単な制御手段で構成できる可逆電力変換装置となる。

Description

明細書

ソフトスィツチング電力変換装置

技術分野

本発明は、交流電力または直流から直流への電力順変換、直流から交流への電力逆変換に関し、磁気エネルギー回生スィッチの持つ電流双方向でロスのない磁気エネルギーを回生させる機能を利用して発生させた高周波の昇圧パルス電圧を、直流リンクの電源として使用した逆変換が可能なソフトスイッチング電力変換装置に関する。背景技術

従来、直流から交流への変換は様々な方式が実用化されている。装置の小型化と高効率化が望まれており、また、構成部品の少なさや、制御の簡潔さも求められている。絶縁トランスなどの部品の小型化のために、スィツチング周波数を高周波化すると、スィツチングによる損失が増える。スイッチング周波数が 1 0 k H zを超える高速スイッチングでは、スィツチングに使用する半導体素子のオン Zオフの過渡状態において、電圧 X電流で生じる損失が、半導体素子の導通損失よりもはるかに大きくなつている。

高速スィツチングに対応した半導体素子の登場が望まれるが、一方で回路技術として、スィツチングに使用する半導体素子のオン Zオフ時に、電圧または電流のどちらか、またはその両方をゼロにするソフトスィッチング技術は、重要な解決策である。

また、もう一方で回路技術として、磁気エネルギー回生スィッチと呼ばれるものが本発明者により提案され、既に特許として成立している（特許第 3 6 3 4 9 8 2号公報、以下「特許文献 1」という）。磁気エネルギー回生スィッチは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型の半導体素子（以下、逆導通型半導体スィッチという）を 4個用いて構成されるブリッジ回路と、プリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサから成る。順逆両方向の電流を、逆導通型半導体スィツチのゲート制御のみでオン/オフ可能であり、プリッジ回路の対角に位置する 2個の逆導通型半導体スィッチをペアとし、少なくとも一方のペアの 2個の逆導通型半導体スィツチを同時にオン Zオフすると、コンデンザが電流を遮断した際の電流の持つ磁気エネルギーを吸収し、オンしている逆導通型半導体素子を通じて放電することで電流を回生するスィツチ回路である。発明の概要

発明が解決しょうとする課題

本発明の目的は、すべてのスィツチングに使用する半導体素子のスィツチング動作をソフトスイッチング化し、出力電圧の昇圧、または降圧が可能な電力変換装置を提供することである。さらに本発明の他の目的は、比較的少ない部品点数で、簡単な制御手段で構成できる可逆電力変換装置を提供することである。課題を解決するための手段

本発明は、交流電力から直流電力に、またはその逆変換をソフトスィツチングによって行うソフトスイッチング電力変換装置であって、本発明の上記目的は、入力電源 1に交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、入力電源 1が、交流インダク夕ンス 2を介して、その交流入力端子 a 、 bに入力される昇圧パルス電圧発生手段 3と、昇圧パルス電圧発生手段 3の直流出力端子 cまたは dと直流電源または負荷 7との間に直列に挿入され、昇圧パルス電圧発生手段 3で発生させた昇圧パルス電圧を平滑して直流電源または負荷 7に供給するための平滑ィンダクタンス 6と、昇圧パルス電圧発生手段 3を制御する制御手段 4と、を備えるとともに、昇圧パルス電圧発生手段 3は、 4個の逆導通型半導体スィッチ S 1 、 S 2 、 S 3 、 S 4から構成されるブリッジ回路と、プリッジ回路の直流出力端子 c 、 d間に接続され、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ 3 1 と、を具備し、制御手段 4は、プリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の逆導通型半導体スィツチのペアの 2個の逆導通型半導体スィツチを、同時にォン Zオフ動作を行うようにゲー卜に制御信号を与えるとともに、逆導通型半導体スィッチのオン /"オフ周期を、コンデンサ 3 1の静電容量と交流インダクタンス 2のインダク夕ンス L a cとで決まる共振周期より長くなるように設定することで、コンデンサ 3 1の電圧がサイクル毎に放電してゼロになり、逆導通型半導体スィツチをオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることでソフトスイッチングを実現することを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によって達成される。

また、本発明の上記目的は、昇圧パルス電圧発生手段 3の直流出力端子（：、 dと並列に接続され、昇圧パルス電圧を、昇圧パルス電圧の発生周期に同期したパルス幅変調（P W M ) キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオン Zオフ制御する切り換え制御手段 5を備え、切り換え制御手段 5は、半導体スィッチを 2個直列接続したアームを 1つ、または複数具備して成るとともに、制御手段 4によって制御されることを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によって効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、負荷 7に与える電力が直流の場合は、アームは 1つで、昇圧パルス電圧を半導体スィッチのオンオフで降圧して負荷に供給し、負荷 7に与える電力が単相交流の場合は、アームは 2つで、半導体スィツチのオン Zオフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させ、負荷 7に与える電力が三相交流の場合は、アームは 3つで、半導体スィツチのオンオフで制御して三相交流電圧を発生させ、負荷 7に与える電力が N相交流の場合は、アームは N個で、半導体スィッチのオン/オフで制御して N相交流電圧を発生させることを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によって達成される。

さらに、本発明の上記目的は、入力電源 1が直流である場合、ブリツジ回路の対角線上に位置する逆導通型半導体スィツチのペア（S 1 と S 3のペア、または S 2と S 4のペア）のうちの一方のペアの 2個の逆導通型半導体スィッチのみをオン Zオフさせるが、他方のペアの 2個の逆導通型半導体スィツチはオフのままとし、ダイォ一ドとして動作させるように制御することを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によつて効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、昇圧パルス発生手段 3を、 2個の直列に接続した逆導通型半導体スィッチ S 2 、 S 3および 2個の直列に接続したダイオードにより構成されるハーフブリッジ回路と、 2個の直列に接続したダイォードのそれぞれに対して並列に接続される 2個の電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサと、を具備したことを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によって効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、入力電源 1が三相交流電源の場合に、昇圧パルス電圧発生手段 3は、 2個の逆導通型半導体スィツチを直列に接続したものを一つのレグとし、 3つのレグから成る 6個の逆導通型半導体スィツチによる三相全波プリッジ回路と、三相全波プリッジ回路の直流端子間に接続され、第 1のコンデンサと第 1のダイオードを並列に接続したものと、第 2のコンデンサと第 2のダイオードを並列に接続したものを、第 1のダイオードと第 2のダイオードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに直列接続の中点を三相交流電源の中性点と接続したものと、を具備し、各レグの 2個の逆導通型半導体スィツチを、三相交流の電流方向のスィッチを選択し、かつ、すべての選択された逆導通型半導体スィッチを同時にオン Zオフして、昇圧パルス電圧を三相全波プリッジ回路の直流端子間に発生させて三相交流電力変換を行うソフトスィツチング電力変換装置によっても効果的に達成される。さらに、本発明の上記目的は、切り換え制御手段 5 1の半導体スイツチとしてサイリス夕を使用したことを特徴とするソフトスイッチング電力変換装置によっても効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、昇圧パルス電圧を平滑する手段として、平滑ィンダク夕ンス 6に換えてダイォードを用いたことを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によっても効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、 4個の逆導通型半導体スィツチ（S 1 、 S 2 、 S 3 、 S 4 ) に寄生ダイオードを内蔵したパワー M O S F E Tを使用したとき、パワー M O S F E Tの逆導通時に同期信号を送って導通損失を減らすことによつても効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、制御手段は、昇圧パルス電圧発生手段 3の入力電圧若しくは入力電流、直流出力若しくはパルス幅変調による切り換え交流出力の電圧と電流、およびコンデンサ 3 1の電圧に基づいて、ゲート信号のオン Zオフの時間比およびスィツチング周期を決定して逆導通型半導体スィツチのオン Zオフ制御を行うことを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によっても効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、切り換え制御手段 5のアームを、半導体スィツチを 4個直列接続したもので置き換えたことを特徴とするソフトスィツチング電力変換装置によって達成される。さらに、本発明の上記目的は、入力電源 1 として三相交流を使用し、負荷 7に与える電力が三相交流の場合、切り換え制御手段 5の半導体スイッチに、逆導通型半導体スィツチを使用したソフトスイッチング電力変換装置によって効果的に達成される。発明の効果

本発明に係るソフトスィツチング電力変換装置によれば、すべてのスィツチングに使用する半導体素子がオフするときゼロ電圧、オンするときゼロ電流になるため、スイッチング損失がなく、高速動作に適している。このため、容易に高周波化でき、電力変換装置の小型化が可能となる。また、従来のダイオードブリッジ入力による交流電力から直流電力への電力順変換装置では不可能であった直流電力から交流電力への電力逆変換も可能となるという優れた効果がある。図面の簡単な説明

第 1図は磁気エネルギー回生スィツチによる直流の昇圧パルス電圧発生手段の動作を説明するための図である。

第 2図は直流の昇圧パルス電圧発生手段の電流の流れの初期状態を示す図である。

第 3図は逆導通型半導体スィツチ S l 、 S 3のオフ直後（A ) と、オン直後（B ) の電流の流れを説明する図である。

第 4図は第 1図における電源電流とコンデンサ電圧の計算機シミュレーション結果を示す図である。

第 5図は逆導通型半導体スィツチに印加される電圧と電流の計算機シミユレーシヨン結果を示す図である。

第 6図は本発明に係る M E R Sを基本とするソフトスイッチング電力変換装置の基本構成を示す回路ブロック図である。

第 7図は本発明の実施例 1の P F C機能付き単相交流 Z直流変換装置を示す回路ブロック図である。

第 8図は本発明の実施例 1の逆導通型半導体スィツチのゲート制御回路の一例を示す回路ブロック図である。

第 9図は従来の P F C機能付き単相交流/直流変換装置の回路と制御のブロック図である。

第 1 0図は本発明の実施例 1の計算機シミュレーション結果を示す図である。

第 1 1図は本発明の実施例 1の計算機シミュレ一ション結果で、第 7図における逆導通型半導体スィッチの電流および電圧波形を示すものである

(電流は 1 0倍に表示している）。

第 1 2図は本発明の実施例 2の直流 Z直流変換装置で、回路図（A ) と、その計算機シミュレーション結果（B ) を示す図である。

第 1 3図は本発明の実施例 3の三相交流直流変換装置の回路図である。第 1 4図は本発明の実施例 3の計算機シミュレーション結果を示す図である。

第 1 5図は本発明の実施例 4の単相交流/直流変換装置の回路ブロック図である。

第 1 6図は本発明の実施例 5の直流三相交流変換装置の回路図である。第 1 7図は本発明の実施例 5の計算機シミュレーシヨン結果を示す図である。

第 1 8図は本発明の実施例 5の計算機シミュレーション結果を示す図である。

第 1 9図は本発明の実施例 6の直流降圧直流変換装置で、回路図（A ) と、その計算機シミュレーション結果（B ) を示す図である。第 2 0図は本発明の実施例 7の直流 Z単相交流変換装置の回路ブロック図である。

第 2 1図は本発明の実施例 7の計算機シミュレーション結果を示す図である。

第 2 2図は切り換え制御手段 5に、アームに半導体スィッチを 4個直列接続した場合を示す回路図である。

第 2 3図は本発明の実施例 8の平滑手段としてダイォードを用いた直流 Z直流変換装置の回路ブロック図（B ) と、本発明の実施例 2の回路ブロック図（A ) である。

第 2 4図は本発明の実施例 9の三相交流 Z三相交流変換装置の回路プロック図である。

第 2 5図は本発明の実施例 9の計算機シミュレーション結果を示す図 ( A ) と、逆導通型半導体スィッチ、低速極性切り換えスィッチの切り換えタイミングを示す図（B ) である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明に係る最良の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本発明は、上記特許文献 1に開示されている磁気エネルギー回生スィツチ（以下、 M E R Sという）を主要な構成要素としている。

M E R Sは、 4個の逆導通型半導体スィッチから構成されるブリッジ回路と、ブリツジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサとから成る。順逆方向電流を、逆導通型半導体スィツチのゲート制御のみでオン Zォフ可能であり、プリッジ回路の対角の位置にある 2個の逆導通型半導体スィッチを 1組のペアとし、少なくとも一方のペアの 2個の逆導通型半導体スィッチを同時にオン Zオフすると、コンデンサが、逆導通型半導体スィツチのオフ時に電流を遮断した際の電流の持つ磁気エネルギーを吸収し、オンしている逆導通型半導体スィツチを通じて放電することで電流を回生するスィツチ回路である。

M E R S内のブリツジ回路の対角の位置にある 2個の逆導通型半導体スィッチを同時にオン/オフさせると、コンデンサに直流パルス電圧が発生して磁気エネルギーを蓄積し、そのコンデンサが電源と直列に放電することから、さらに電源からエネルギーを引き出すので、コンデンサの電圧と電源電流がパルスごとに成長する。電気抵抗による損失が無ければコンデンサ電圧と電源電流は際限なく成長する。このとき、逆導通型半導体スィツチのスィツチング動作は、オフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流となっている。いわゆるゼロ電圧ゼロ電流スィツチング（ソフトスイッチング）がなされている。

コンデンサの両端電圧には直流パルス電圧が現われるので、これを平滑インダク夕ンスで平滑して直流出力とすれば、直流または交流から直流電力への変換ができる。さらに、直流パルス電圧の電圧がゼロの状態に同期して切り換える低速のスィツチで単相交流または三相交流電圧に変換することもでき、さらに切り換えに P W M制御されたスィツチ切り換えを採用すれば波形を基本波（正弦波）に近づけることができる。

ここで、 M E R Sによる昇圧パルス電圧発生の動作を、図を使って詳しく説明をする。

第 1図は、 ^4 6 3の交流端子 &、 bに、直流電源と交流インダク夕ンス 2を直列に接続したものを示している。第 2図、第 3図（A )、 ( B ) は、逆導通型半導体スィッチのスイッチングにより、電流の流れる経路が変化することを示している。第 1図、第 2図、第 3図（A ) 、 ( B ) の逆導通型半導体スィツチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワー M O S F E Tを使用している。

図を使った説明は、逆導通型半導体スィッチ S 1 と S 3を同時にオンノオフした場合に、直流端子 c、 d間に現れる直流パルス電圧と電流の流れる経路を中心に説明する。

1 ) コンデンサ Cに充電電圧が無い状態で、逆導通型半導体スィッチ S 1と S 3をオンにすると、第 2図の矢印で示すように、直流電源からの電流の流れる経路は、 b —逆導通型半導体スィッチ S 2の寄生ダイォードー c 一逆導通型半導体スィツチ S 1— aの経路と、 b —逆導通型半導体スィッチ S 3 - d 一逆導通型半導体スィツチ S 4の寄生ダイオード— aの経路とになり、並列導通状態となる。

2 ) 次に、電源から交流インダク夕ンス L a cへ電流が流れている状態で、逆導通型半導体スィッチ S 1と S 3を同時にオフにすると、第 3図

( A ) に示すように、直流電源からの電流は、 b —逆導通型半導体スィツチ S 2の寄生ダイオード— c 一コンデンサ C一 d—逆導通型半導体スイッチ S 4の寄生ダイォ一ドー aという経路で流れ、コンデンサ Cに流れ込み、コンデンサ Cが充電される。

3 ) 電源からの充電によりコンデンサ Cの電圧が高くなると同時に、コンデンサ Cと交流ィンダクタンス L a c との共振により、交流ィンダクタンス L a cの磁気エネルギーがコンデンサ Cに移ったところで電流は停止する。

従って、逆導通型半導体スィッチ S 1 と S 3を同時にオフにして、流れていた電流を遮断しても、コンデンサ Cの電圧はすぐに発生せず、コンデンサ Cの充電に従って高くなる。コンデンサ Cの電圧の上昇スピードは、コンデンサ Cの静電容量と交流ィンダク夕ンス L a cのインダク夕ンスとから求められる共振周期で決まる。コンデンサ電圧の上昇スピ一ドが、逆導通型半導体スィツチのオンノオフのスピードより十分に遅い場合は、逆導通型半導体スィツチ S 1 と S 3をオフするときにほぼゼ口電圧が実現していると言える。

直流端子 c、 dの間にはコンデンサ Cの両端電圧が現われて、直流パルス電圧が、逆導通型半導体スィツチのゲー卜のオン Zオフに合わせて発生することがわかる。しかも、第 1図のように負荷抵抗が無い場合、コンデンサ Cの両端電圧は逆導通型半導体スィツチのゲートのオン Zォフを繰り返すと際限なく成長して、コンデンサ電圧と流れる電流の値は両方とも大きくなつていく。コンデンサ Cに最大まで充電されたところで、電流は停止する。

4 ) 再び、逆導通型半導体スィツチ S 1 と S 3をオンにすると、コンデンサ Cには充電電圧があるので、第 3図（B ) に示すように、逆導通型半導体スィツチ S 2と S 4の寄生ダイォードを通る経路には電流は流れず、コンデンサ Cからの放電電流が、 b —逆導通型半導体スィッチ S 3 一 d _コンデンサ C— c—逆導通型半導体スィツチ S 1— aという経路を通って、交流インダク夕ンス L a cに流れる。このとき、逆導通型半導体スィツチ S 1と S 3をオンにしても交流ィンダク夕ンス L a cがあるために、電流量はコンデンサ Cと交流インダク夕ンス L a cとの共振により上昇する。そのため、逆導通型半導体スィッチ S 1と S 3をオンするときにほぼゼロ電流が実現していると言える。

5 ) コンデンサ Cが全放電して、その両端電圧がゼロになると、再び第 2図に示すように、直流電源からの電流の流れる経路は、 b —逆導通型半導体スィツチ S 2の寄生ダイオード— c 一逆導通型半導体スィツチ S I— aの経路と、 b—逆導通型半導体スィツチ S 3— d—逆導通型半導体スィッチ S 4の寄生ダイオード一 aの経路になり、並列導通状態となる。以降は繰り返しとなる。

次に、 M E R Sによる昇圧パルス電圧発生の動作を、計算機シミュレ —シヨンによって説明する。

第 4図は、電源電流 I 1、コンデンサ電圧 V c、逆導通型半導体スィツチのゲートをオン/オフする信号（ゲート信号） V gの波形を示している。

より詳しくは、第 4図は、第 1図の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示すものである。 1. V d c i n ：直流電源の電圧 1 0 V、

2. L ：交流インダク夕ンス L a cのインダクタンス成分 l mH、

3. C : コンデンサの静電容量 1 0マイクロ F、

4. f ：逆導通型半導体スィツチ S 1と S 3のゲートのオン Zオフ周波数 1 kH z (T ：周期 1 mS)、

5. R ：交流インダク夕ンス L a cの直流抵抗分 0. 5 Ω。

第 4図は、コンデンサ電圧 V cと電源電流 I 1が、パルス毎に成長する様子を示している。コンデンサ Cには、電源電圧 V d c i ηの何倍もの電圧が発生する。コンデンサ電圧 V cは、電源からの入力が交流インダク夕ンス L a cの直流抵抗分 Rでの損失とバランスするまで、電流が増大する。直流電源の電圧 V d c i n = 1 0 Vが、コンデンサ電圧 V c = 2 1 5 V、電源電流 I 1 = 2 1 Aまでになつている。

第 5図は、第 4図のときの逆導通型半導体スィッチ S 3に印加される電圧と電流、ゲート信号の波形を示している。第 5図より、逆導通型半導体スィツチ S 3がオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスイッチングがなされていることがわかる。上述の計算機シミュレーシヨンを使った説明のように、 M E R Sは、電流のパルスを交流端子に、電圧パルスを直流端子に発生させることができる。このとき、電流の大きさによらず逆導通型半導体スィッチは、ゼロ電圧ゼロ電流スィツチングが実現している。ロスの無いスィツチ動作で、コンデンサ電圧と流れる電源電流が成長して、電源からの入力と抵抗分での損失が釣り合うところまでコンデンサ電圧と流れる電源電流が大きくなる。

さらに、コンデンサ電圧 V cについて、数式を使って詳しく説明する。交流インダク夕ンス L a cのインダク夕ンス成分を L、電流を I、コンデンサ Cの静電容量を C、コンデンサ Cの電圧を V cとすると、交流インダク夕ンス L a cの磁気エネルギーとコンデンサの静電エネルギーが相互にロス無く変換を行うので、次式（ 1 ) が成り立つ。

C - V c ²/ 2 = L - \ ² / 2 . . . ( 1 )

従って、コンデンサ電圧 V cと電流 I との関係は、次式（ 2 ) のようになる。

V c = {>T (L/C) } I . . . ( 2 )

また、定常電流 I sの最終値は、交流インダク夕ンス L a cの直流抵抗成分 Rで決まるので、次式（ 3 ) のようになる。

I s = VZR . . . ( 3 )

従って、次式（4) が導き出される。

V c = ( Z ZR) V、ただし τ = / 、 . . . ( 4 ) 上述の式（4 ) より、コンデンサ電圧 V cは電源電圧のサージインピ —ダンス Ζと交流ィンダク夕ンス L a cの直流抵抗成分 Rの比倍だけ大きくなることがわかる。

コンデンサ電圧 V cが定常状態に落ち着くまでの時間を T s とすると、 T sは Lと Rの時定数のパルスオフ時間を足したものであるから、時定数（LZR) をオンオフの比（D u t y) で割ったものに近くなり、次式（ 5 ) のようにな-る。

T s = (L/R) /D u t y . . . ( 5)

上述の式（ 5 ) に、第 4図の回路定数を当てはめる。 L = l mH、 R = 0. 5 Ωであるから、時定数（LZR) は 2mSとなる。オン Zオフの比（D u t y) は 0. 5であるから、時間 T sは 4mSと算出される。時定数の定常状態は、コンデンサ電圧 V cの最大電圧 2 1 5 Vの約 6 3 %程度と定義されるので、コンデンサ電圧 V cが約 1 3 5 Vになった時間である。この時間は、第 4図の波形でコンデンサ電圧 V c =約 1 3 5 Vとなった時間であり、図から確認できる。

第 6図は、本発明に係るソフトスィツチング電力変換装置の基本的な構成を示す回路ブロック図である。入力電源 1は、交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、入力電源 1が、交流インダク夕ンス 2を介して、その交流入力端子 a、 bに入力される昇圧パルス電圧発生手段 3と、昇圧パルス電圧発生手段 3の直流出力端子 c、 dに接続され、昇圧パルス電圧発生手段 3で発生させた昇圧パルス電圧を、平滑ィンダクタンス 6を介して、直流電源または負荷 7に供給する切り換え制御手段 5と、昇圧パルス電圧発生手段 3および切り換え制御手段 5を制御する制御手段 4とを具備している。負荷 7は交流負荷または直流負荷のいずれでもよい。

昇圧パルス電圧発生手段 3は、 4個の逆導通型半導体スィツチ S 1、 S 2、 S 3、 S 4から構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流出力端子 c、 d間に接続され、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ 3 1 とを具備している。

制御手段 4は、ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の逆導通型半導体スィツチのペアの 2個の逆導通型半導体スィツチを同時にオンオフ動作を行うようにゲー卜に制御信号を与えるとともに、逆導通型半導体スィツチのオン/オフ周期がコンデンサ 3 1の静電容量 C と交流ィンダク夕ンス 2のインダク夕ンス L a cとで決まる共振周期より長くなるように設定することによって、コンデンサ 3 1の電圧が各半サイクルで放電してゼロになり、逆導通型半導体スィッチがオフするときゼロ電圧になり、オンするときゼロ電流になることによってソフトスィツチングを実現している。

本発明に係る電力変換装置のコンデンサ 3 1は、交流インダクタンス 2の磁気エネルギーを蓄積するだけである。従来の一般的な電圧型ィンバー夕のコンデンサの使い方と全く異なる。従来の一般的な電圧型インバー夕では、コンデンサは電圧源として使用するため、常に電圧を保持している。電流遮断後、スイッチングに使用する半導体素子に電圧が一挙に発生して、ハードスイッチングになっている。

本発明に係る電力変換装置のコンデンサ 3 1は、コンデンサ 3 1の電圧を、各半サイクルで電圧ゼロまで放電するように、逆導通型半導体スイッチのゲートのパルス周期を設定している。コンデンサ 3 1は、交流インダク夕ンス 2と共振させていることが特徵である。

コンデンサ 3 1の静電容量 Cは、交流ィンダク夕ンス 2のインダク夕ンス L a c との共振周波数で求まる容量となる。結果、コンデンサ 3 1 の静電容量 Cは、従来の一般的な電圧型インバー夕の電圧源コンデンサに比べて著しく小さくできる。

また、コンデンサ 3 1の電圧は、逆導通型半導体スィッチのゲート信号のパルス周期で振動して磁気エネルギーを回生する。コンデンサ 3 1 の電圧は電源より昇圧され、直流出力端子 c 、 d間には、ゼロ電圧期間を有する直流の昇圧パルス電圧が現われる。

切り換え制御手段 5は半導体スィツチを 2個直列接続したアームを 1 つ、または複数具備して、昇圧パルス電圧の発生周期に. rf.斯'して、パルス幅変調（PWM) キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオン Zオフして切り換えるものである。

負荷 7に与える電力が直流の場合は、アームは 1つで、直流電圧を半導体スィッチのオン Zオフで降圧して負荷に供給する。

また、負荷 7に与える電力が単相交流の場合は、アームは 2つで、半導体スィツチのオン Zオフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させる。

また、負荷 7に与える電力が三相交流の場合は、アームは 3つで、半導体スィツチのオン Zオフで制御して三相交流電圧を発生させる。

また、負荷.7に与える電力が N相交流の場合は、アームは N個で、半導体スィツチのオン Zオフで制御して N相交流電圧を発生させることがでさる。

なお、後述の実施例では、 N相交流は三相交流で代表して説明している。また、交流入力端子側および直流出力端子側に設けられている Lフィル夕と Cフィル夕は、不要な周波数の信号を除去し、所望の周波数の電力を取り出すために設けられているものである。

【実施例 1】（P F C機能付き単相交流/昇圧直流変換の例）続いて、本発明の実施例 1に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。

第 7図は、 P F C (P owe r F a c t o r C o r r e c t i o n、以下 P F Cという）機能付き交流 Z昇圧直流変換に応用した例を示している。第 8図は、第 7図の 4個の逆導通型半導体スィッチ（S l、 S 2、 S 3、 S 4) のゲートに制御信号を与えるゲート制御回路のプロック図である。より詳しくは、第 7図では、出力が 1 k W程度で、突-流ら昇圧直流への変換において、入力する交流の電流波形を改善する P F C機能を設けている。また、第 6図の昇圧パルス電圧発生手段 3内のブリッジ回路の直流端子間 c、 dに接続されるコンデンサ 3 1として、静電容量 C = 0 . 1マイクロ Fのものを接続している。また、第 6図にある切り換え制御手段 5は具備せず、直流の昇圧パルス電圧を、平滑インダクタンス L d cを介して、直流負荷に接続している。

第 7図において、交流電源から直流への電力変換は、逆導通型半導体スィツチがオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流であるソフトスィツチングが実現されるため、スィツチング損失が低減される。従来技術（後述する）と比較して、電流が通過する半導体素子の数を減らせるので、交流から直流への変換効率を上げることができる。

第 8図は、交流電源の電圧、電流を検出する能力を備え、交流電源の電流の方向により、プリッジ回路の対角の位置にある 2個の逆導通型半導体スィッチのペア（S 1 と S 3のペアと、 S 2と S 4のペア）に、一方のペアにはオンゲート、他方のペアにはオフゲートを与え、さらに、ペア間でオン Zオフの状態を交互に入れ替えるゲ一卜信号が送られることを示している。これは従来技術（後述する）にはない特徴である。第 7図の逆導通型半導体スィツチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワー M O S F E Tを使用した場合、 M O S F E T素子部分のオン抵抗は、寄生ダイオード部分のジャンクション電圧より小さいので、寄生ダィオードによる逆導通時に、 M O S F E T素子部分のゲートにオンゲ一卜を与える同期信号を送って、導通損失をさらに低減することもできる。第 9図は、従来技術による P F C機能付き交流ノ昇圧直流変換の回路ブロック図を示すものである。交流電力を直流に変換する際に、高速スイッチングによるブーストアップ回路によって、入力電流の力率と波形を改善する P F C回路を備えていることが特徴である ' より詳しくは、第 9図は、ダイオード整流器の後に、入力周波数より十分高速な 3 0 kH zで、ハ一ドスイッチングを行って、入力電流の制御を行うものである。交流をダイオードブリッジで整流した後に、フラィバック昇圧を行う際に、入力電流が電圧の波形と相似になるように、電流振幅変調を行う。入力電流が基本波（正弦波）に近くなる P F C制御がなされることから、一般に PAM ( P u 1 s e Amp 1 i t u d e Mo d u l a t i o n) 制御と呼ばれている。その昇圧パルス電圧は、逐次平滑回路を介して電圧源コンデンサへと送られ、そこで十分平滑されて直流電力となる。この方法は、高速スイッチングに使用する半導体素子が 1個で済む点で優れているが、ハードスィツチングを行っており、電圧 X電流で生じる損失が大きい。ダイオードブリッジ（導通時ダイオード素子を 2個経由する）と、フライバックの逆電流阻止のためにダイオードを 1個入れることで、ダイオードの順方向導通損失が、 3 素子分加算される点でも不利である。また、直流から交流への逆変換はできない。

第 1 0図は、第 7図の入力交流電流 I a c i n、入力交流電圧 V a c i η、コンデンサ電圧 V c c、出力直流電圧 V d c o u tの波形を示している。（電流は 1 / 1 0倍に表示している）

より詳しくは、第 1 0図は、第 7図の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示すものである。 1. 逆導通型半導体スィッチ S l、 S 2、 S 3、 S4 (使用する半導体素子は、 I GBTおよびそれと逆並列に接続したダイオードであり、それぞれの導通損失は無視している）、

2. L a c ：交流インダク夕ンス 0. 6mH、

3. Ld c ：平滑インダク夕ンス 5mH、 4. 負荷：直流負荷 144Ω、

5. Cd c :平滑コンデンサ 2000マイクロ F、

6. 交流電源： 50Hz、 200Vrms、

7. コンデンサ： 0. 1マイクロ F、

そのほか、交流側にフィル夕回路（〇 1 1 1； 6 =2マィクロ？、 1^ 1 1 1： e r = 100マイクロ H) を付加している。入力交流電圧 200 V rmsから、出力直流電圧 350Vが得られている。

第 1 1図は、第 1 0図のときの、逆導通型半導体スィッチ S 3に印加される電圧 VP 3と電流 I の波形を示している（電流は 1 0倍に表示している）。第 1 1図より、逆導通型半導体スィツチ S 3がオフするときにゼ口電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスィッチングがなされていることがわかる。

上述の本発明の実施例 1に係るソフトスィツチング電力変換装置は、交流をダイォードブリッジで整流せずに、交流を直接入力して交流ノ直流変換を行うことが可能であり、 ME R Sの昇圧パルス電圧を発生する機能を利用して発生させた高周波パルスリンクを使用して、 P F C機能付きの交流 Z昇圧直流変換を行うものである。 ME R Sによる昇圧パルス電圧の発生は、無損失で、かつスィツチングに使用する半導体素子は、オフするときにゼロ電圧、オンするときにゼロ電流のソフトスイツチングとなるため、スイッチング損失がなく、高速スイッチング動作に適しているとともに、高周波化に伴う装置の小型化が可能である。また、従来のダイォードブリッジ入力では不可能であった、直流からの交流への逆変換も可能である。【実施例 2】（直流入力時の ME R Sの逆導通型半導体スィッチの動作）続いて、本発明の実施例 2に係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 1 2図（A ) は、直流 Z直流変換の実施形態の例を示している。第 1 2図（B ) は、第 1 2図（A ) の計算機シミュレ一シヨン結果を示すものである。

より詳しくは、第 1 2図（A ) は、第 7図おける入力の交流電源を直流電源に替えたもので、本発明の実施例 1 (第 7図）の変形例であり、電圧の違いを越えて可逆に変換可能である。第 1 2図（A ) は、直流 1 0 0 Vから直流 3 0 0 Vへの昇圧変換の回路ブロック図を示すものである。第 1 2図（B ) は、第 1 2図（A ) の入力直流電流 I i n、出力直流電流 I o u t、母線 P N間電圧 V p n、逆導通型半導体スィツチ S 1 に印加される電圧 V i g b t、電流 Iの波形を示している（電流は 1 0 倍に表示している）。

【実施例 3】（入力が三相交流の場合）

続いて、本発明の実施例 3に係るソフトスイッチング電力変換装置について説明する。

第 1 3図は、三相交流から直流への電力変換の実施形態の例を示している。第 1 4図は、第 1 3図の計算機シミュレーション結果を示すものである。

より詳しくは、第 1 3図は、本発明の実施例 1 (第 7図）において、単相交流入力を、三相交流入力で置き換えた場合を示すものである。また、第 1 3図は、昇圧パルス電圧発生手段として、 2個の逆導通型半導体スィツチを直列に接続したものを 1つのレグとし、 3つのレグから成る 6個の逆導通型半導体スィツチによる三相全波プリッジ回路と、三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第 1のコンデンサと第 1のダイオードを並列に接続したものと、第 2のコンデンサと第 2のダイォ一ドを並列に接続したものを、第 1のダイォードと第 2のダイォードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに直列接続の中点を三相交流の中性点に接続したものから構成される磁気エネルギー回生スィッチを用いたもので、三相電力変換が可能である。

第 1 4図は、第 1 3図の、入力三相交流電流 I L a a、 I L b b I L c c、母線 P N間電圧 V n、直流出力電圧 V d c o u t、ゲ一ト信号 G l、 G 2、 G 3の波形を示している。より詳しくは、ゲート制御信号は 1 0 k H zで、高速にオン/オフしている。また、単純なオン Zォフの時間比（デューティ比）一定制御によって、入力三相交流電流の力率は 1で、基本波（正弦波）になっている。入力三相交流電圧 2 0 0 V r m sから、出力直流電圧 1 0 0 0 V、 1 0 k Wが得られる。さらに、ゲート信号が示すように、アームの切り換えが行われると共に、母線 P N間に高周波パルスで方形波状のゼロから立ち上がる昇圧パルス電圧が発生している。

【実施例 4】（単相交流入力時の、 M E R Sの縦ハーフブリッジ化）続いて、本発明の実施例 4に係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 1 5図は、昇圧パルス電圧発生手段 3内のブリッジ回路を、より簡易なものに置き換えた例を示すものである。

より詳しくは、第 1 5図は、本発明の実施例 1 (第 7図）において、昇圧パルス電圧発生手段 3内のブリツジ回路の逆導通型半導体スィツチ S 1と S 4を、それぞれダイオードで置き換えてハーフブリッジ化した例を示すものである。ハーフブリッジ化によりコンデンサが 2個必要になるが、逆導通型半導体スィッチの個数が半分で済む。この実施態様は三相交流入力の電力変換において特に有効となる。【実施例 5】（切り換え制御手段の第 1実施形態）

続いて、本発明の実施例 5に係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 1 6図は、直流三相交流変換の実施形態の例を示している。第 1 7図、第 1 8図は、第 1 6図の計算機シミュレーション結果を示すものである。

より詳しくは、第 1 6図は、本発明の実施例 1 (第 7図）における直流出力を三相交流に切り換えるための切り換え制御手段 5として、低速極性切り換えスィツチ（T 1〜T 6 )を使用した回路プロック図である。また、負荷として三相交流負荷を接続している。第 1 7図は、第 1 6図の入力直流電流 I d c i n 0 , 各相出力電流（ I a、 I b、 I c ) 、線間電圧 V a c 1 i n e、母線 P N間電圧 V p nを示している。第 1 8図は、第 1 6図の低速極性切り換えスィツチの T 1のゲート信号 V g a u、 T 2のゲート信号 V g a d , 逆導通型半導体スィツチ S 1と S 3のゲート信号 V g sの波形を示している。

第 1 6図の逆導通型半導体スィツチのスイッチング周波数は 1 0 k H zである。切り換え制御手段 5の低速極性切り換えスィッチ（T 1 〜T 6 )は、母線 Ρ Ν間電圧 V ρ ηがゼロとなる期間に合わせて切り換える。従来の電圧型インバー夕では電圧源コンデンサが必要であつたが、本実施態様では磁気エネルギーを蓄積して回生する M E R Sのコンデンサがその役目を果たしている。各パルスのエネルギーは小さくても、リンク周波数は高周波であり、単位時間当たりのエネルギーは、各パルスのェネルギ一の周波数倍される。結果、コンデンサは、小さな静電容量で大電力が変換できる。また、従来の電圧型インバー夕ではできなかった逆変換も可能である。【実施例 6】（切り換え制御手段の第 2実施形態）

続いて、本発明の実施例 6に係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 1 9図（A) は、直流/直流変換の実施形態の例を示している。第 1 9図（B) は、第 1 9図（A) の計算機シミユレーション結果を示すものである。

より詳しくは、第 1 9図（A) は、切り換え制御手段 5として半導体スィッチを 2個直列接続したアームを 1つ使用し、昇圧パルス電圧を半導体スィツチのオン Zオフで降圧した直流を出力する回路プロック図である。本発明の実施例 2 (第 1 2図）と異なり、降圧された直流出力を得ることができる。第 1 9図（B) は、入力電流 I i n、出力電流 I d c、母線 P N間電圧 V p n、逆導通型半導体スィッチ S 3に印加される電圧 V i g b t , 電流 I i g b t 3の波形を示している（電流は 1 0倍に表示している）。

第 1 9図（ A) では、直流 1 0 0 Vから直流 2 4 Vへの降圧を行うことができる。逆導通型半導体スィツチ S 1 と S 3のゲートに供給されるゲ一ト信号 G 1は、スイッチング周波数 = 1 0 kHz、デューティ比 = 0. 4でオン Zオフされる。逆導通型半導体スィツチ S 2と S 4のゲートに供給されるゲート信号 G 2は、常にオフになっている。ここで、ゲート信号 G 1と G 2を入れ替えて逆導通型半導体スィツチを制御すると、逆変換ができる。すなわち、入力電源 1側（直流 2 4 V) から直流電源または負荷 7側（直流 1 0 0 V) への逆変換が可能である。

第 1 9図（B) より、入力電流 I i nは 2 6 Aであるのに対し、出力電流 I d cは 1 1 0 Aが出力されていることがわかる。母線 P N間電圧 V p nは 3 4 0 V p pまで出ているが、切り換え制御手段 5によって、出力電圧を下げて、出力電流が上がっていることがわかる。第 1 9図

( B )より、逆導通型半導体スィツチ S 3がオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされていること、すなわち、ソフトスィツチングがなされていることがわかる。

【実施例 7】（切り換え制御手段の低速極性切り換えスィツチとしてサイリス夕、または、アームとして半導体スィッチを 4個直列接続したものを使用した場合）

続いて、本発明の実施例 7に係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 2 0図は、切り換え制御手段 5としてサイリス夕を採用した、直流 Z単相交流変換の実施形態の例を示している。第 2 1図は、第 2 0図の計算機シミュレ一ション結果を示すものである。

より詳しくは、第 2 0図は、直流 4 8 Vから単相 1 0 0 V、 5 0 H z への変換回路のブロック図である。第 2 1図は、第 2 0図の入力直流電流 I d c i n、出力交流電流 I a c o u t、母線 P N間電圧 V p n、出力交流電圧 V a c o u tの波形を示している。

第 2 0図は、交流から直流への逆変換をしない例である。直流からの昇圧パルス電圧発生は、逆導通型半導体スィツチ S 1と S 3にオンォフのゲート信号を与え、 S 2と S 4は、常にオフのゲート信号を与える。逆導通型半導体スィツチ S 2と S 4は、ダイォード動作のみで使用可能であるので、逆導通型半導体スィッチを使用せずに、ダイオードで代替している。

第 2 2図は、切り換え制御手段 5のアームとして、半導体スィッチを 4個直列接続したものを使用した場合を示すものである。半導体スイツチ 1個あたりの耐圧が小さくて済むという利点がある。これは、すべての半導体素子のスィツチング動作がゼロ電圧ゼロ電流で行われることから、低速スィツチング動作の半導体スィツチの使用が可能となるからである。【実施例 8】（平滑ィンダク夕ンスをダイォードに置換した例）続いて、本発明の実施例 8に係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 2 3図（B ) は、平滑インダク夕ンス 6の代わりにダイオードを使用した例を示している。

より詳しくは、第 2 3図（B ) は、昇圧パルス電圧の平滑手段として、平滑ィンダクタンス 6に代わってダイオードを使用したものである。第 2 3図（A ) は、平滑インダクタンスを使用した、可逆変換が可能な直流直流変換であり、本発明の実施例 2 (第 1 2図）で示したとおりある。

第 2 3図（B ) に示すように、平滑手段をダイオードに変更すると、可逆変換は不可能になる。しかし、昇圧パルス電圧が低くなる利点がある。平滑手段としてダイオードを採用するか、または平滑インダクタンスを採用するかは、ダイォードの導通損失と平滑ィンダクタンスでの損失などを比較考量して選択されるべきである。また、ダイオードで出力直流電圧がクランプされると、昇圧パルス電圧が半分になり、出力電力も半分になるが、電力変換装置の小型化などの利点がある。

【実施例 9】（三相交流電源から三相交流負荷への変換の例）続いて、本発明の実施例 9係るソフトスィツチング電力変換装置について説明する。

第 2 4図は、三相交流電源から三相交流負荷への変換の実施形態の例を示している。第 2 5図（A ) は、第 2 4図の回路の計算機シミュレ一ション結果を示すものである。第 2 5図（B ) は、逆導通型半導体スィッチ、切り換え制御手段 5の低速極性切り換えスィツチの切り換え夕イミングを示すものである。

より詳しくは、第 2 4図は、本発明の実施例 3 (第 1 3図）の直流出力を、入力と同じ三相交流出力とした変換回路ブロック図である。第 2 5図（A ) は、第 2 4図の各相入力電流（ I L a a、 I L b b、 I L c c ) 、各相出力電流（ I a、 I b、 I c ) , 母線 P N間電圧 V p nの波形を示している。第 2 5図（B ) は、第 2 4図の三相交流入力電圧、逆導通型半導体スィツチ S 1 と S 2のゲート信号、三相交流出力電圧、低速極性切り換えスィツチ T 1と T 2のゲート信号の波形を示している。従来技術として、マトリックスコンバータ（M a t r i x C o n v e r t e r、以下 M Cという）と呼ばれる交流 Z交流直接変換回路がある。電圧源コンデンサを排除しているが、順逆両方向に阻止能力のある交流スィッチが必要である。入出力が三相交流の場合、使用する半導体素子は 9個で済むが、使用する半導体素子の構造が複雑なため、コスト的に不利である。

第 2 4図の三相交流 Z三相交流変換回路では、逆阻止能力を持たず、順方向のオン Zオフしかできない半導体素子で実現している。すなわち、逆導通型半導体スィッチで構成している。使用する半導体素子数は 1 2 個であるが、使用する半導体素子の構造が簡単なため、低コス卜になる。また、制御方法は、従来の直流リンク方式と同様であり、簡単である。さらに、直流母線電圧が、入力電源電圧より高くできるなど、 M Cにはない利点がある。また、本実施例も、磁気エネルギーを蓄積する 2個のコンデンサが、各制御サイクルで電圧がゼロになるまで放電することで、すべてのスィツチングに使用する半導体スィツチがオフするときにゼロ電圧で、オンするときにゼロ電流でスイッチングされでい-ること、すなわち、ソフトスイッチングがなされることがわかる。これは従来の M C に無い特徴である。

Claims

請求の範囲

1 交流電力から直流電力に、またはその逆の変換をソフトスィッチングによって行うソフトスィツチング電力変換装置であって、該電力変換装置は、

入力電源（ 1 ) に交流電源または電流極性が反転する直流電源を使用し、該入力電源（ 1 ) が、交流インダク夕ンス（2 ) を介してその交流入力端子（ a、 b) に入力される昇圧パルス電圧発生手段（ 3) と、前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3 ) の直流出力端子（cまたは d) と直流電源または負荷（ 7) との間に直列に挿入され、前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3) で発生させた昇圧パルス電圧を平滑して前記直流電源または負荷（ 7 ) に供給するための平滑インダク夕ンス（ 6) と、前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3) を制御する制御手段（4) と、を備えるとともに、

前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3 ) は、 4個の逆導通型半導体スイツチ（S l、 S 2、 S 3、 S 4 ) から構成されるブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流出力端子（c、 d) 間に接続され、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ（ 3 1 ) と、を具備し、

前記制御手段（4) は、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する少なくとも一方の前記逆導通型半導体スィツチのペアの 2個の前記逆導通型半導体スィツチを、同時にオンオフ動作を行うようにゲー卜に制御信号を与えるとともに、前記逆導通型半導体スィツチのオンオフ周期を、前記コンデンサ（3 1 ) の静電容量と前記交流インダク夕ンス（ 2 ) のインダク夕ンス（L a c ) とで決まる共振周期より長くなるように設定することで、前記コンデンサ（ 3 1 ) の電圧がサイクル毎に放電してゼ口になり、前記逆導通型半導体スィツチをオフするとぎゼロ'電圧になり、オンするときゼロ電流になることでソフトスィツチングを実現することを特徴とするソフ卜スィツチング電力変換装置。 2 前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3) の直流出力端子（ c、 d) と並列に接続され、前記昇圧パルス電圧を、前記昇圧パルス電圧の発生周期に同期したパルス幅変調（PWM) キャリア信号に基づいて母線の上下の電圧を交互にオンオフ制御する切り換え制御手段（ 5) を備え、該切り換え制御手段（ 5) は、半導体スィッチを 2個直列接続したァームを 1つ、または複数具備して成るとともに、前記制御手段（4) によって制御されることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。

3 前記負荷（ 7 )に与える電力が直流の場合は、前記アームは 1つで、前記昇圧パルス電圧を前記半導体スィツチのオンオフで降圧して負荷に供給し、

前記負荷（ 7 ) に与える電力が単相交流の場合は、前記アームは 2つで、前記半導体スィツチのオン Zオフで制御して低周波の単相交流電圧を発生させ、

前記負荷（ 7 ) に与える電力が三相交流の場合は、前記アームは 3つで、前記半導体スィツチのオン/オフで制御して三相交流電圧を発生させ、

前記負荷（ 7 ) に与える電力が N相交流の場合は、前記アームは N個で、前記半導体スィツチのオンオフで制御して N相交流電圧を発生させることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のソフトスイッチング電力変換装置。 4 前記制御手段（4 ) は、前記入力電源（ 1 ) が直流である場合、前記プリッジ回路の対角線上に位置する前記逆導通型半導体スィツチのぺァ（S 1と S 3のペア、または S 2と S 4のペア）のうち、一方のペアの 2個の前記逆導通型半導体スィッチのみをオンオフさせるが、他方のペアの 2個の前記逆導通型半導体スィツチはオフのままにして、ダイォードとして動作させるように制御することを特徴とする請求の範囲第 1項または第 2項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。 5 前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3 ) は、 2個の直列に接続した前記逆導通型半導体スィッチ（S 2 、 S 3 ) および 2個の直列に接続したダィォードにより構成されるハーフブリッジ回路と、前記 2個の直列に接続したダイォ一ドのそれぞれに対して並列に接続される 2個の前記コンデンサ（3 1 ) と、を具備したことを特徴とする請求の範囲第 1項または第 2項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。

6 前記入力電源（ 1 ) が三相交流電源の場合、前記昇圧パルス電圧発生手段（3 ) は、 2個の前記逆導通型半導体スィッチを直列に接続したものを 1つのレグとし、 3つの前記レグから成る 6個の前記逆導通型半導体スィッチによる三相全波ブリッジ回路と、前記三相全波ブリッジ回路の直流端子間に接続され、第 1のコンデンサと第 1のダイオードを並列に接続したものと、第 2のコンデンサと第 2のダイォードを並列に接続したものを、前記第 1のダイォードと前記第 2のダイォードが順方向の向きになるように直列接続した回路で、さらに前記直列接続の中点を前記三相交流電源の中性点と接続したものと、を具備し、前記各レグの 2個の前記逆導通型半導体スィツチを、三相交流の電流の方向の前記逆導通型半導体スィッチを選択し、かつ、すべての選択された前記逆導通' 型半導体スィツチを同時にオン Zオフして、前記昇圧パルス電圧を前記三相全波プリッジ回路の直流端子間に発生させて三相交流電力変換を行うことを特徴とする請求の範囲第 1項または第 2項に記載のソフ卜スィツチング電力変換装置。

7 前記切り換え制御手段（ 5 ) の前記半導体スィッチに、サイリス夕を使用したことを特徴とする請求の範囲第 2項乃至第 6項のいずれか 1 項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。

8 前記昇圧パルス電圧を平滑する手段として、前記平滑インダクタンス（ 6 ) に換えてダイオードを用いたことを特徴とする請求の範囲第 1 項乃至第 7項のいずれか 1項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。 9 前記 4個の逆導通型半導体スィッチ（S 1 、 S 2 、 S 3 、 S 4 ) に、寄生ダイオードを内蔵したパワー M O S F E Tを使用したとき、前記逆導通型半導体スィッチの逆導通時に、同期信号を送って導通損失を減ら . すことを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 3項のいずれか 1項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。

1 0 前記制御手段（4 ) は、前記昇圧パルス電圧発生手段（ 3 ) の入力電圧若しくは入力電流、直流出力若しくは前記パルス幅変調による切り換え交流出力の電圧と電流、およびコンデンサ（ 3 1 ) の電圧に基づいて、前記ゲート信号のオン Zオフの時間比およびスイッチング周期を決定して前記逆導通型半導体スィツチのオン/オフ制御を行うことを特徴とする請求の範囲第 2項乃至第 9項のいずれか 1項に記載のソフトスィツチング電力変換装置

1 1 前記切り換え制御手段（ 5 ) の前記アームを、前記半導体スイツチを 4個直列接続したもので置き換えたことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。

1 2 前記入力電源（ 1 ) として三相交流を使用し、前記負荷（ 7 ) に与える電力が三相交流の場合、前記切り換え制御手段（ 5 ) の前記半導体スィッチに、前記逆導通型半導体スィッチを使用した、請求の範囲第 3項または第 6項に記載のソフトスィツチング電力変換装置。