JP3207431B2 - 新規なソフト・スイッチ３相ブースト整流器及び電圧インバータ - Google Patents
新規なソフト・スイッチ３相ブースト整流器及び電圧インバータInfo
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の説明 発明の背景 発明の分野 本発明は、ソフト・スイッチ３相変換器（コンバー
タ）に関連し、より詳細には、性能、信頼性及び力率修
正（パワー・ファクタ・コレクション、power factor c
orrection）（PFC）を向上させるために、３相変換器の
DCレール側に改良がなされた３相整流器及びインバータ
に関連する。
タ）に関連し、より詳細には、性能、信頼性及び力率修
正（パワー・ファクタ・コレクション、power factor c
orrection）（PFC）を向上させるために、３相変換器の
DCレール側に改良がなされた３相整流器及びインバータ
に関連する。
従来技術の説明 従来のダイオード／サイリスタ・ブリッジ整流器は、
公共事業ネットワークを妨害する強い高調波電流を発生
させる。設備の品質を維持するために、整流器の高調波
出力電流を制限することが法律で提案されている。従っ
て、電力電子装置を製造する会社は、新しい力率修正
（PFC）技術と、PFCを製品に組み込む方法とを常に探求
している。図１及び図２はPFCを提供する従来技術の変
換器の一例である。図１は高電力の応用に好適な３相ブ
ースト整流器であり、不変の力率が連続的入力電流に与
える。３つの交流（AC）相であるVa、Vb、Vcは、ブリッ
ジ・スイッチング・ネットワークを介して平滑用キャパ
シタC0で平滑されて、直流（DC）負荷に供給される。ス
ペクトルの反対側で、図２は従来技術の３相電圧源イン
バータを示す。ここでは、DC電圧源Vinはブリッジ・ス
イッチング・ネットワークによって、３相AC電流ia、
ib、icに変換され出力される。このタイプのインバータ
は、モータ・ドライブ及び無停電電源（Uninterrupted
Power Supply）（UPS）システムにおいて広く用いられ
ている。
公共事業ネットワークを妨害する強い高調波電流を発生
させる。設備の品質を維持するために、整流器の高調波
出力電流を制限することが法律で提案されている。従っ
て、電力電子装置を製造する会社は、新しい力率修正
（PFC）技術と、PFCを製品に組み込む方法とを常に探求
している。図１及び図２はPFCを提供する従来技術の変
換器の一例である。図１は高電力の応用に好適な３相ブ
ースト整流器であり、不変の力率が連続的入力電流に与
える。３つの交流（AC）相であるVa、Vb、Vcは、ブリッ
ジ・スイッチング・ネットワークを介して平滑用キャパ
シタC0で平滑されて、直流（DC）負荷に供給される。ス
ペクトルの反対側で、図２は従来技術の３相電圧源イン
バータを示す。ここでは、DC電圧源Vinはブリッジ・ス
イッチング・ネットワークによって、３相AC電流ia、
ib、icに変換され出力される。このタイプのインバータ
は、モータ・ドライブ及び無停電電源（Uninterrupted
Power Supply）（UPS）システムにおいて広く用いられ
ている。
図１の整流器及び図２のインバータの両方に対して、
ソフト・スイッチング技術が適用されなければ、６つの
ブリッジのアンチパラレル（anti−parallel）のダイオ
ードによって、高いDCレール電圧に起因する重大なリバ
ース・リカバリ（逆回復時間）の問題が発生する。高電
力の応用に対して、BJT、IGBT、GTOのような少数キャリ
ヤ・スイッチング・デバイスがしばしば用いられるが、
それらはターンオフ時に重大なテール電流の問題を有し
ており、これにより、スイッチング損失を更に悪化さ
せ、力率を劣化させる。したがって、ソフト・スイッチ
ング技術を用いずに変換器を高いスイッチング周波数
（即ち、20KHz以上）で動作させるのは非常に困難であ
る。
ソフト・スイッチング技術が適用されなければ、６つの
ブリッジのアンチパラレル（anti−parallel）のダイオ
ードによって、高いDCレール電圧に起因する重大なリバ
ース・リカバリ（逆回復時間）の問題が発生する。高電
力の応用に対して、BJT、IGBT、GTOのような少数キャリ
ヤ・スイッチング・デバイスがしばしば用いられるが、
それらはターンオフ時に重大なテール電流の問題を有し
ており、これにより、スイッチング損失を更に悪化さ
せ、力率を劣化させる。したがって、ソフト・スイッチ
ング技術を用いずに変換器を高いスイッチング周波数
（即ち、20KHz以上）で動作させるのは非常に困難であ
る。
従来技術の整流器及びインバータ回路を改善するため
に多くの研究が行われており、パルス幅変調（PWM）の
技法が主に推奨されている。多くの有用なソフト・スイ
ッチングPWM技法が開発されているが、満足できるもの
はない。最も進んだ使用可能なソフト・スイッチング技
術は、共振DCリンク、準共振（quasi−resonant）DCリ
ンク、及び空間ベクトル・ベース零電圧遷移（zero−vo
ltage transition）である。共振DCリンク技術の主な欠
点は、共振コンポーネントが主電力経路にあり、共振に
より、スイッチの電圧又は電流ストレスを増加させるこ
とである。準共振DCリンク技術はより複雑な制御が必要
であり、より多くの循環エネルギを発生し、高い導電損
失の原因となる。空間ベクトル・ベース零電圧遷移技術
は、高速デジタル信号プロセッを用いてのみ実施でき、
多くの補助コンポーネントを必要とする。更に、これら
すべての技術は、零電圧スイッチングに関するもののみ
である。今日まで、適当な零電流スイッチング技術は開
発されていない。
に多くの研究が行われており、パルス幅変調（PWM）の
技法が主に推奨されている。多くの有用なソフト・スイ
ッチングPWM技法が開発されているが、満足できるもの
はない。最も進んだ使用可能なソフト・スイッチング技
術は、共振DCリンク、準共振（quasi−resonant）DCリ
ンク、及び空間ベクトル・ベース零電圧遷移（zero−vo
ltage transition）である。共振DCリンク技術の主な欠
点は、共振コンポーネントが主電力経路にあり、共振に
より、スイッチの電圧又は電流ストレスを増加させるこ
とである。準共振DCリンク技術はより複雑な制御が必要
であり、より多くの循環エネルギを発生し、高い導電損
失の原因となる。空間ベクトル・ベース零電圧遷移技術
は、高速デジタル信号プロセッを用いてのみ実施でき、
多くの補助コンポーネントを必要とする。更に、これら
すべての技術は、零電圧スイッチングに関するもののみ
である。今日まで、適当な零電流スイッチング技術は開
発されていない。
発明の概要 従って、本発明の目的は、３相変換器のための簡単か
つ効率的なソフト・スイッチング技術を提供することで
ある。
つ効率的なソフト・スイッチング技術を提供することで
ある。
本発明の別の目的は、ブースト整流器のDCレールへの
簡単な改良を提供し、零電圧遷移（ZVT、zero−voltage
−transition）及び零電流遷移（ZCT、zero−current−
transition）を可能にすることである。
簡単な改良を提供し、零電圧遷移（ZVT、zero−voltage
−transition）及び零電流遷移（ZCT、zero−current−
transition）を可能にすることである。
本発明の更に別の目的は、電圧源インバータのDCレー
ルへの簡単な改良を提供し、零電流遷移（ZCT）及び零
電圧遷移（ZVT）を可能にすることである。
ルへの簡単な改良を提供し、零電流遷移（ZCT）及び零
電圧遷移（ZVT）を可能にすることである。
本発明のこれら及び他の目的は、比較的簡単且つ安価
なコンポーネントを従来の変換器回路のDCレールに付加
することによって、達成される。ブースト整流器に対し
ては、アンチパラレル・スイッチング・ダイオードより
も１オーダー速い超高速ダイオードが、DCレールにスイ
ッチング・ネットワークの後に挿入される。これによっ
て、逆回復電流がこのダイオードによってのみ決定さ
れ、従って、ハード・スイッチング技術を用いたとして
も、より少ない逆回復損失となることが予期される。零
電流遷移（ZCT）及び零電圧遷移（ZVT）もまた、ブリッ
ジ・スイッチの短いターンオン又はターンオフの過渡の
間にのみ動作する簡単な補助ネットワークをDCレールに
またがって付加することによって、達成される。同様
に、ZVT又はZCTの何れかを実現するために、簡単で安価
な補助回路が、図２に示される従来の電圧源インバータ
のDCレールに付加される。
なコンポーネントを従来の変換器回路のDCレールに付加
することによって、達成される。ブースト整流器に対し
ては、アンチパラレル・スイッチング・ダイオードより
も１オーダー速い超高速ダイオードが、DCレールにスイ
ッチング・ネットワークの後に挿入される。これによっ
て、逆回復電流がこのダイオードによってのみ決定さ
れ、従って、ハード・スイッチング技術を用いたとして
も、より少ない逆回復損失となることが予期される。零
電流遷移（ZCT）及び零電圧遷移（ZVT）もまた、ブリッ
ジ・スイッチの短いターンオン又はターンオフの過渡の
間にのみ動作する簡単な補助ネットワークをDCレールに
またがって付加することによって、達成される。同様
に、ZVT又はZCTの何れかを実現するために、簡単で安価
な補助回路が、図２に示される従来の電圧源インバータ
のDCレールに付加される。
図面の簡単な説明 上述及び他の目的、特徴、及び利点は、以下の本発明
の好適な実施例の詳細な説明及び図面を参照すると、よ
り良く理解できる。
の好適な実施例の詳細な説明及び図面を参照すると、よ
り良く理解できる。
図１は、従来技術の３相ブースト整流器である。
図２は、従来技術の３相電圧源インバータである。
図３は、ダイオード逆回復損失を減少させるための本
発明に従った改良された３相ブースト整流器である。
発明に従った改良された３相ブースト整流器である。
図４は、ZVTを達成するための本発明による３相ブー
スト整流器である。
スト整流器である。
図５は、図４に示すZVT整流器における、コンピュー
タ生成した動作シミュレーションである。
タ生成した動作シミュレーションである。
図６は、本発明に従ったZCT三相ブースト整流器であ
る。
る。
図７は、図６に示すZCT整流器の動作のコンピュータ
生成したシミュレーションである。
生成したシミュレーションである。
図８は、本発明に従ったZVT電圧源変換器である。
図９は、ia＜０、及びib＞ic＞０に対しての、図８に
示すZVT電圧源変換器に対する制御波形の図である。
示すZVT電圧源変換器に対する制御波形の図である。
図10は、図８に示すZVT電圧源インバータのコンピュ
ータ・シミュレーションである。
ータ・シミュレーションである。
図11は、本発明に従ったZCT電圧源インバータであ
る。
る。
図12は、ia＜０及びic＞ib＞０に対しての、図８に示
すZCT電圧源インバータに対する制御波形の図である。
すZCT電圧源インバータに対する制御波形の図である。
図13は、図11に示すZCT電圧源インバータのZCT動作
の、コンピュータ生成したシミュレーションである。
の、コンピュータ生成したシミュレーションである。
図14は、本発明に従った双方向ZVT変換器である。
図15は、本発明に従った双方向ZCT変換器である。
本発明の好適な実施例の詳細な説明 ここで図面の図３を参照すると、本発明に従った３相
ブースト整流器が示されている。この整流器は図１に示
した整流器と類似しており、３相入力Va、Vb、Vcと、６
つのブリッジ・スイッチSap、San、Sbp、Sbn、Scp、Scn
を備えるブリッジ・スイッチング・ネットワークとを有
する。以下、これらのスイッチを単にＳという。各ブリ
ッジ・スイッチＳは、関連するアンチパラレル・ダイオ
ードを有する。これらのアンチパラレル・ダイオード
は、個別のコンポーネントであるか、又はMOSFETのよう
なアクティブ・スイッチの場合には寄生ダイオード（ボ
ディ・ダイオード）であるかの何れでもよい、というこ
とが理解できる。本発明によると、超高速ダイオードＤ
が、DC負荷を供給する平滑用キャパシタC0の前段でDCレ
ールに挿入される。超高速ダイオードＤを導入すること
により、スイッチング・ブリッジのダイオードにもたら
されるダイオード逆回復を軽減し、かつソフト・スイッ
チングを容易にする。図１に示した従来技術の３相ブー
スト整流器において、アクティブ・スイッチＳ（各相に
１つ）がターンオンのときに、その前に導電している何
れのアンチパラレル・ダイオードにも、以下のような高
電圧がかかる。
ブースト整流器が示されている。この整流器は図１に示
した整流器と類似しており、３相入力Va、Vb、Vcと、６
つのブリッジ・スイッチSap、San、Sbp、Sbn、Scp、Scn
を備えるブリッジ・スイッチング・ネットワークとを有
する。以下、これらのスイッチを単にＳという。各ブリ
ッジ・スイッチＳは、関連するアンチパラレル・ダイオ
ードを有する。これらのアンチパラレル・ダイオード
は、個別のコンポーネントであるか、又はMOSFETのよう
なアクティブ・スイッチの場合には寄生ダイオード（ボ
ディ・ダイオード）であるかの何れでもよい、というこ
とが理解できる。本発明によると、超高速ダイオードＤ
が、DC負荷を供給する平滑用キャパシタC0の前段でDCレ
ールに挿入される。超高速ダイオードＤを導入すること
により、スイッチング・ブリッジのダイオードにもたら
されるダイオード逆回復を軽減し、かつソフト・スイッ
チングを容易にする。図１に示した従来技術の３相ブー
スト整流器において、アクティブ・スイッチＳ（各相に
１つ）がターンオンのときに、その前に導電している何
れのアンチパラレル・ダイオードにも、以下のような高
電圧がかかる。
V0≧Vline peak・3/II この高電圧は、遅いアンチパラレル・ブリッジ・ダイ
オードにおいて極めて大きい逆回復電流スパイクを発生
し、それが大きなターンオン損失の原因となる。ブリッ
ジ・ダイオードよりもかなり速い（例えば、10倍速い）
ものとして選択された超高速ダイオードＤにより、逆回
復電流が決定される。従って、ソフト・スイッチング技
術を実施しなくとも、ターンオン損失が大きく減少さ
れ、力率が向上され、スイッチング周波数が大きく増加
される。しかしながら、更にソフトスイッチングを用い
ることにより、より多くの利点が実現されることは留意
されたい。例えば、零電圧スイッチング技術は、ダイオ
ードの逆回復の問題を完全に解決し、容量性のターンオ
ン損失を除く。零電流スイッチング技術は、IGBT、GTO
その他のターンオフ損失を除く。従って、ソフト・スイ
ッチングを更に用いると、スイッチング周波数をより高
くできる。これによって、フィルタのインダクタのサイ
ズ及び回路のコストを、大きく節約できる。
オードにおいて極めて大きい逆回復電流スパイクを発生
し、それが大きなターンオン損失の原因となる。ブリッ
ジ・ダイオードよりもかなり速い（例えば、10倍速い）
ものとして選択された超高速ダイオードＤにより、逆回
復電流が決定される。従って、ソフト・スイッチング技
術を実施しなくとも、ターンオン損失が大きく減少さ
れ、力率が向上され、スイッチング周波数が大きく増加
される。しかしながら、更にソフトスイッチングを用い
ることにより、より多くの利点が実現されることは留意
されたい。例えば、零電圧スイッチング技術は、ダイオ
ードの逆回復の問題を完全に解決し、容量性のターンオ
ン損失を除く。零電流スイッチング技術は、IGBT、GTO
その他のターンオフ損失を除く。従って、ソフト・スイ
ッチングを更に用いると、スイッチング周波数をより高
くできる。これによって、フィルタのインダクタのサイ
ズ及び回路のコストを、大きく節約できる。
図４を参照すると、図３に示したDCレール・ダイオー
ドＤを用いて、DC側に１つの簡単な補助ネットワークの
みを付加することによって、零電圧遷移ZVTを実現する
ことが可能である。提案されるZVT3相ブースト整流器が
図４に示されており、補助ネットワークは、共振インダ
クタLr、補助スイッチSaux、及び補助ダイオードDauxか
らなる。補助ネットワークは、ブリッジ・スイッチの短
いターンオンの過渡期間でのみ動作する。ブリッジ・ス
イッチＳがターンオンのときに同期して、補助ZVTネッ
トワークが、スイッチング・サイクルあたり一度だけ動
作するようにすることが好ましい。動作において、補助
スイッチSauxは、ブリッジ・スイッチＳのターンオン前
の短い期間ターンオンされる。これにより、電流がイン
ダクタLrが蓄積される。Lrの電流がひとたび最高の入力
相電流に到達すると、Lrとブリッジ・キャパシタンスと
の間で共振が開始される。この共振によってブリッジ電
圧が零に下げられ、ブリッジ・スイッチＳに対してZVT
状態が達成される。図５は、ZVT動作を確証するための
コンピュータ生成したシミュレーションを示す。このシ
ミュレーションは、時間ｔ＝160μｓで発生する１つの
ターンオン過渡状態を示す。電流が上昇開始する前にス
イッチ電圧が零に下がるので、ターンオン損失がない。
ドＤを用いて、DC側に１つの簡単な補助ネットワークの
みを付加することによって、零電圧遷移ZVTを実現する
ことが可能である。提案されるZVT3相ブースト整流器が
図４に示されており、補助ネットワークは、共振インダ
クタLr、補助スイッチSaux、及び補助ダイオードDauxか
らなる。補助ネットワークは、ブリッジ・スイッチの短
いターンオンの過渡期間でのみ動作する。ブリッジ・ス
イッチＳがターンオンのときに同期して、補助ZVTネッ
トワークが、スイッチング・サイクルあたり一度だけ動
作するようにすることが好ましい。動作において、補助
スイッチSauxは、ブリッジ・スイッチＳのターンオン前
の短い期間ターンオンされる。これにより、電流がイン
ダクタLrが蓄積される。Lrの電流がひとたび最高の入力
相電流に到達すると、Lrとブリッジ・キャパシタンスと
の間で共振が開始される。この共振によってブリッジ電
圧が零に下げられ、ブリッジ・スイッチＳに対してZVT
状態が達成される。図５は、ZVT動作を確証するための
コンピュータ生成したシミュレーションを示す。このシ
ミュレーションは、時間ｔ＝160μｓで発生する１つの
ターンオン過渡状態を示す。電流が上昇開始する前にス
イッチ電圧が零に下がるので、ターンオン損失がない。
図６を参照すると、共振インダクタLr、共振キャパシ
タCr、補助スイッチSaux、及び補助ダイオードDauxから
なる補助ネットワークを有するZCT3相ブースト整流器が
示されている。補助ネットワークは、図４に示されたネ
ットワークと類似であるが、共振キャパシタCrが付加さ
れている。ZCTネットワークは、ブリッジ・スイッチＳ
の短いターンオフ過渡期間の間でのみ動作する。ここで
もまた、ブリッジ・スイッチＳがターンオフのときに同
期して、補助ZCTネットワークがスイッチング・サイク
ルあたり１回だけ動作するようにすることが好ましい。
動作において、補助スイッチングSauxは、ブリッジ・ス
イッチＳのターンオフの前に短い期間ターンオンされ
る。Crの初期電圧に起因するLrとCrとの間の共振によ
り、電流がLrに蓄積される。Crの電流がひとたび最高の
入力相電流に到達すると、３相の電流のすべてがブリッ
ジ・ダイオードを通じてのみ流れ、ブリッジ・スイッチ
の何れにも電流が残らない。このようにして、ブリッジ
・スイッチＳに対してZCTターンオフ状態が達成され
る。図７は、時間ｔ＝160μｓでのターンオン過渡状態
に対するZCT動作のシミュレーションを示す。スイッチ
電圧とスイッチ電流との間にオーバーラップがなく、タ
ーンオフ損失がないことを示していることに留意された
い。
タCr、補助スイッチSaux、及び補助ダイオードDauxから
なる補助ネットワークを有するZCT3相ブースト整流器が
示されている。補助ネットワークは、図４に示されたネ
ットワークと類似であるが、共振キャパシタCrが付加さ
れている。ZCTネットワークは、ブリッジ・スイッチＳ
の短いターンオフ過渡期間の間でのみ動作する。ここで
もまた、ブリッジ・スイッチＳがターンオフのときに同
期して、補助ZCTネットワークがスイッチング・サイク
ルあたり１回だけ動作するようにすることが好ましい。
動作において、補助スイッチングSauxは、ブリッジ・ス
イッチＳのターンオフの前に短い期間ターンオンされ
る。Crの初期電圧に起因するLrとCrとの間の共振によ
り、電流がLrに蓄積される。Crの電流がひとたび最高の
入力相電流に到達すると、３相の電流のすべてがブリッ
ジ・ダイオードを通じてのみ流れ、ブリッジ・スイッチ
の何れにも電流が残らない。このようにして、ブリッジ
・スイッチＳに対してZCTターンオフ状態が達成され
る。図７は、時間ｔ＝160μｓでのターンオン過渡状態
に対するZCT動作のシミュレーションを示す。スイッチ
電圧とスイッチ電流との間にオーバーラップがなく、タ
ーンオフ損失がないことを示していることに留意された
い。
本発明のブースト整流回路はすべてDCレール・ダイオ
ードＤを備え、これにより、６ステップPWM動作を提供
することができる。なお、従来例においては、このよう
なダイオードを具備していないので、６ステップPWM動
作を行うために複雑な制御回路を必要としている。
ードＤを備え、これにより、６ステップPWM動作を提供
することができる。なお、従来例においては、このよう
なダイオードを具備していないので、６ステップPWM動
作を行うために複雑な制御回路を必要としている。
６ステップPWMについて簡単に説明する。該動作は、3
60゜のライン・サイクルにおいて、最適のブリッジ電圧
ベクトルの６つの組み合わせを用いるものを意味してい
る。最適のブリッジ電圧ベクトルの１つの組み合わせ
は、ゼロ・ベクトルと入力電圧ベクトルに最も近い２つ
のブリッジ電圧ベクトルとを含んでいる。６ステップPW
Mの下では、ブースト・インダクタは入力電圧ベクトル
（零ベクトル）でのみチャージされ、よって、出力電圧
がブースト・インダクタのチャージに関与してしまう他
のPWMスキームと比較して、入力電流のリップルが小さ
くなる。本発明においては、DCレール・ダイオードＤに
よって、出力電圧がブースト・インダクタのチャージに
関与することが阻止されるため、本来の６ステップPWM
動作を行うことができる。したがって、不所望のベクト
ルが排除され、ブースト・インダクタ電流リップルを最
小化することができる。このDCレール・ダイオードＤに
よる上記の利点に加えて、更に別の大きな利点は、同じ
分岐（脚、leg）の両方のスイッチＳ又はスイッチング
・ブリッジの相が導電したときでも、シュート・スルー
（shoot−through）電流が発生する可能性がなくなる。
シュート・スルーとは、従来のブースト整流器の出力キ
ャパシタが、同じ分岐の両方のスイッチが導電するとき
に短絡されることをいう。本発明のDCレール・ダイオー
ドを備えると、短絡経路が排除されるため、従来の回路
よりも高い信頼性が得られる。
60゜のライン・サイクルにおいて、最適のブリッジ電圧
ベクトルの６つの組み合わせを用いるものを意味してい
る。最適のブリッジ電圧ベクトルの１つの組み合わせ
は、ゼロ・ベクトルと入力電圧ベクトルに最も近い２つ
のブリッジ電圧ベクトルとを含んでいる。６ステップPW
Mの下では、ブースト・インダクタは入力電圧ベクトル
（零ベクトル）でのみチャージされ、よって、出力電圧
がブースト・インダクタのチャージに関与してしまう他
のPWMスキームと比較して、入力電流のリップルが小さ
くなる。本発明においては、DCレール・ダイオードＤに
よって、出力電圧がブースト・インダクタのチャージに
関与することが阻止されるため、本来の６ステップPWM
動作を行うことができる。したがって、不所望のベクト
ルが排除され、ブースト・インダクタ電流リップルを最
小化することができる。このDCレール・ダイオードＤに
よる上記の利点に加えて、更に別の大きな利点は、同じ
分岐（脚、leg）の両方のスイッチＳ又はスイッチング
・ブリッジの相が導電したときでも、シュート・スルー
（shoot−through）電流が発生する可能性がなくなる。
シュート・スルーとは、従来のブースト整流器の出力キ
ャパシタが、同じ分岐の両方のスイッチが導電するとき
に短絡されることをいう。本発明のDCレール・ダイオー
ドを備えると、短絡経路が排除されるため、従来の回路
よりも高い信頼性が得られる。
上述の整流器と同様に、DCレール側にアクティブ・ス
イッチを付加することによって、ZVT及びZCTを電圧源イ
ンバータでも実現できる。ここで図８を参照すると、本
発明に従ったソフト・スイッチングZVT電圧源インバー
タが示されている。ソフト・スイッチングを必ずしも必
要としない20KHzインバータのスイッチング周波数は十
分に高く、ほとんどのモータ・ドライブ・システムに対
しての音響的ノイズを避けることができるが、それでも
なお、ソフト・スイッチングは好ましいものである。第
１に、現在入手可能なデバイスを用いて、ハード・スイ
ッチングの高電力回路に対して20KHzを達成するのは困
難である。第２に、無停電電源（uninterrupted power
supply）（UPS）に対して、スイッチング周波数を増加
してフィルタのインダクタのサイズを低減させること
が、常に要求されている。第３に、双方向に電流が流れ
るものに対する応用については、オフラインの整流器
は、再生（リジェネレーション）（即ち、インバータと
して逆に動作する）の間は、インバータとして動作でき
るべきである。
イッチを付加することによって、ZVT及びZCTを電圧源イ
ンバータでも実現できる。ここで図８を参照すると、本
発明に従ったソフト・スイッチングZVT電圧源インバー
タが示されている。ソフト・スイッチングを必ずしも必
要としない20KHzインバータのスイッチング周波数は十
分に高く、ほとんどのモータ・ドライブ・システムに対
しての音響的ノイズを避けることができるが、それでも
なお、ソフト・スイッチングは好ましいものである。第
１に、現在入手可能なデバイスを用いて、ハード・スイ
ッチングの高電力回路に対して20KHzを達成するのは困
難である。第２に、無停電電源（uninterrupted power
supply）（UPS）に対して、スイッチング周波数を増加
してフィルタのインダクタのサイズを低減させること
が、常に要求されている。第３に、双方向に電流が流れ
るものに対する応用については、オフラインの整流器
は、再生（リジェネレーション）（即ち、インバータと
して逆に動作する）の間は、インバータとして動作でき
るべきである。
動作において、図８に示したインバータは、DCレール
・スイッチSRがオフのときにブリッジ・スイッチがター
ンオン（即ち、ゲート駆動制御信号を与えることによ
る）され、それによって、スイッチは零電圧ターンオン
状態のもとにあることとなる。次に、DCレールスイッチ
SRは、Lr、Saux、Dauxを備えるZVTネットワークに支援
されてターンオンされる。ia＜０でかつic＞ib＞０の場
合に対しての動作の一例を図９に示されている。このよ
うな同期ターンオンのスキームを用いた場合には、各ス
イッチング・サイクルの開始でターンオンされるべきブ
リッジ・スイッチＳは、San、Sbp、Scpであるべきであ
る。実際、DCレール・スイッチが存在するため、１つの
ブリッジ・スイッチ及びDCレール・スイッチSRのみを動
作させる、大変簡単なPWMスキームが用いられる。これ
によって、Sap及びSbpが常にオンに保持され、Scp及びS
Rのみがスイッチングされて出力電流制御がなされる。
このようにして、DCレール電圧は、各スイッチング・サ
イクルの終わりでの惰性動作（フリーホイーリング）状
態の間零に維持され、従って、次のスイッチング・サイ
クルの開始でScpに対して零電圧ターンオン状態を提供
する。図９において、ScpはSRよりも前にゲート制御さ
れ、それによって零電圧状態でターンオンされ、これは
フリーホイーリング状態を変化させない。時間t0におい
て、共振インダクタLrに電流を蓄積するために補助スイ
ッチSauxがターンオンされる。共振インダクタLrは、ブ
リッジ・スイッチとDCレール・スイッチSRの間のキャパ
シタンスと共振し、時間t1でSRのターンオンに対しての
零電流遷移を提供する。時間t2及びt3は電流制御によっ
て決定される。Scpは、DCレールに挿入されたスイッチS
dcすなわちSRがターンオフされた後の任意のときに対オ
ンされる。時間t5で、別のスイッチング・サイクルが開
始する。ZVT動作を検証するためのシミュレーションを
行った。その結果は図10に示されており、該図は、ｔ＝
160μｓでのブリッジ・スイッチ及びDCレール・スイッ
チの零電圧ターンオンを明確に示している。
・スイッチSRがオフのときにブリッジ・スイッチがター
ンオン（即ち、ゲート駆動制御信号を与えることによ
る）され、それによって、スイッチは零電圧ターンオン
状態のもとにあることとなる。次に、DCレールスイッチ
SRは、Lr、Saux、Dauxを備えるZVTネットワークに支援
されてターンオンされる。ia＜０でかつic＞ib＞０の場
合に対しての動作の一例を図９に示されている。このよ
うな同期ターンオンのスキームを用いた場合には、各ス
イッチング・サイクルの開始でターンオンされるべきブ
リッジ・スイッチＳは、San、Sbp、Scpであるべきであ
る。実際、DCレール・スイッチが存在するため、１つの
ブリッジ・スイッチ及びDCレール・スイッチSRのみを動
作させる、大変簡単なPWMスキームが用いられる。これ
によって、Sap及びSbpが常にオンに保持され、Scp及びS
Rのみがスイッチングされて出力電流制御がなされる。
このようにして、DCレール電圧は、各スイッチング・サ
イクルの終わりでの惰性動作（フリーホイーリング）状
態の間零に維持され、従って、次のスイッチング・サイ
クルの開始でScpに対して零電圧ターンオン状態を提供
する。図９において、ScpはSRよりも前にゲート制御さ
れ、それによって零電圧状態でターンオンされ、これは
フリーホイーリング状態を変化させない。時間t0におい
て、共振インダクタLrに電流を蓄積するために補助スイ
ッチSauxがターンオンされる。共振インダクタLrは、ブ
リッジ・スイッチとDCレール・スイッチSRの間のキャパ
シタンスと共振し、時間t1でSRのターンオンに対しての
零電流遷移を提供する。時間t2及びt3は電流制御によっ
て決定される。Scpは、DCレールに挿入されたスイッチS
dcすなわちSRがターンオフされた後の任意のときに対オ
ンされる。時間t5で、別のスイッチング・サイクルが開
始する。ZVT動作を検証するためのシミュレーションを
行った。その結果は図10に示されており、該図は、ｔ＝
160μｓでのブリッジ・スイッチ及びDCレール・スイッ
チの零電圧ターンオンを明確に示している。
図11を参照すると、零電流遷移（ZCT）電圧源インバ
ータが示されている。動作原理は、DCレール・スイッチ
Ｓが、Lr、Cr、Daux、Sauxを備えるZCTネットワークに
補助されて最初にターンオフされることである。ブリッ
ジ・スイッチの駆動信号は、DCレール・スイッチＳのタ
ーンオフの後に取り除かれ、それによって、これらスイ
ッチは零電圧ターンオフ状態の下にあることとなる。従
って、スイッチがターンオフされた後、スイッチに電圧
が印加されない。図12の例示は、ZVT電圧源インバータ
を説明するために上記で用いた例と同じである。しかし
ながら、ZVT電圧源インバータとは異なり、ターンオフ
の瞬間が同期されている。San及びSbpが常にオンである
所与の状況の下では、１つのブリッジ・スイッチScp及
びDCスイッチのみが動作している。図12の制御波形は、
時間t1でＳとターンオフに対して零電流繊維を提供する
ために時間t0でSauxがゲート制御されることを示す。Ｓ
がターンオフされた後、DCリンク電圧は零に降下し、従
って、電圧がかかることなく時間t2でScpがターンオフ
され得る。時間t3及びt4は電流制御ループによって決定
される。時間t5で、別のスイッチング・サイクルが開始
する。ZCT動作を検証するために、シミュレーションを
実行した。その結果は図13に示されている。ブリッジ・
スイッチ又はDCレール・スイッチに対するスイッチ電流
とスイッチ電圧との間にオーバーラップがないことに留
意されたい。
ータが示されている。動作原理は、DCレール・スイッチ
Ｓが、Lr、Cr、Daux、Sauxを備えるZCTネットワークに
補助されて最初にターンオフされることである。ブリッ
ジ・スイッチの駆動信号は、DCレール・スイッチＳのタ
ーンオフの後に取り除かれ、それによって、これらスイ
ッチは零電圧ターンオフ状態の下にあることとなる。従
って、スイッチがターンオフされた後、スイッチに電圧
が印加されない。図12の例示は、ZVT電圧源インバータ
を説明するために上記で用いた例と同じである。しかし
ながら、ZVT電圧源インバータとは異なり、ターンオフ
の瞬間が同期されている。San及びSbpが常にオンである
所与の状況の下では、１つのブリッジ・スイッチScp及
びDCスイッチのみが動作している。図12の制御波形は、
時間t1でＳとターンオフに対して零電流繊維を提供する
ために時間t0でSauxがゲート制御されることを示す。Ｓ
がターンオフされた後、DCリンク電圧は零に降下し、従
って、電圧がかかることなく時間t2でScpがターンオフ
され得る。時間t3及びt4は電流制御ループによって決定
される。時間t5で、別のスイッチング・サイクルが開始
する。ZCT動作を検証するために、シミュレーションを
実行した。その結果は図13に示されている。ブリッジ・
スイッチ又はDCレール・スイッチに対するスイッチ電流
とスイッチ電圧との間にオーバーラップがないことに留
意されたい。
DCレール・ダイオードＤを導入することによって、電
力が一方向のみに流れるという、望ましくない制限が課
せられる。しかしながら、遠隔通信システムやコンピュ
ータ・システムのように、これが問題とはならない多く
の応用分野がある。図８及び図11に示した回路は整流器
回路に対してソフト・スイッチングを提供しないが、DC
レール・スイッチSRのアンチパラレル・ダイオードが超
高速ダイオードであるならば、アンチパラレル・ブリッ
ジ・ダイオードの逆回復を軽減するように働く。従っ
て、上記提案された回路もまた、双方向の電力動作にあ
る程度は対処できる。
力が一方向のみに流れるという、望ましくない制限が課
せられる。しかしながら、遠隔通信システムやコンピュ
ータ・システムのように、これが問題とはならない多く
の応用分野がある。図８及び図11に示した回路は整流器
回路に対してソフト・スイッチングを提供しないが、DC
レール・スイッチSRのアンチパラレル・ダイオードが超
高速ダイオードであるならば、アンチパラレル・ブリッ
ジ・ダイオードの逆回復を軽減するように働く。従っ
て、上記提案された回路もまた、双方向の電力動作にあ
る程度は対処できる。
双方向の動作に対してソフト・スイッチングが必要な
らば、図14及び図15に示される回路を用いればよい。図
14は双方向ZVT変換器を示し、この変換器は、図４に示
したブースト整流器と図８に示した電圧源インバータと
のハイブリッド回路である。スイッチＳ′及びスイッチ
Saux1が開いた状態に保持されたならば、この回路は図
４のブースト整流器と同一であることに留意されたい。
また、Saux2が開いた状態であるならば、この回路は図
８の電圧源インバータと機能的に等価となる。
らば、図14及び図15に示される回路を用いればよい。図
14は双方向ZVT変換器を示し、この変換器は、図４に示
したブースト整流器と図８に示した電圧源インバータと
のハイブリッド回路である。スイッチＳ′及びスイッチ
Saux1が開いた状態に保持されたならば、この回路は図
４のブースト整流器と同一であることに留意されたい。
また、Saux2が開いた状態であるならば、この回路は図
８の電圧源インバータと機能的に等価となる。
同様に、図15は双方向ZCT電圧源インバータを示し、
このインバータは、図６に示したブースト整流器と図11
に示した電圧源インバータとのハイブリッド回路であ
る。スイッチＳ′及びスイッチSaux1が開いた状態に維
持されたならば、この回路は図４のブースト整流器と同
一である。Saux2が開いた状態であるならば、この回路
は図８の電圧源インバータと機能的に等価となる。従っ
て、スイッチＳ、Saux1、Saux2に依存して、図14及び図
15の回路は、ブースト整流器又は電圧源インバータの何
れかとして、双方向動作する。
このインバータは、図６に示したブースト整流器と図11
に示した電圧源インバータとのハイブリッド回路であ
る。スイッチＳ′及びスイッチSaux1が開いた状態に維
持されたならば、この回路は図４のブースト整流器と同
一である。Saux2が開いた状態であるならば、この回路
は図８の電圧源インバータと機能的に等価となる。従っ
て、スイッチＳ、Saux1、Saux2に依存して、図14及び図
15の回路は、ブースト整流器又は電圧源インバータの何
れかとして、双方向動作する。
本発明を１つの好適な実施例に関して説明したが、当
業者には、請求項の技術思想及び範囲内で、本発明に変
更を行って実施できることが明らかであろう。
業者には、請求項の技術思想及び範囲内で、本発明に変
更を行って実施できることが明らかであろう。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャン，イーミン アメリカ合衆国テキサス州75075，プラ ノ，ドッグウッド・ドライブ 214 (56)参考文献 特開 昭63−202271（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−143754（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/21 H02M 7/44 H02M 7/5387
Claims (4)
- 【請求項１】３層交流電力を直流電力に変換する３相ブ
ースト整流器において、 ３相交流電力入力と、 ３相交流電力入力と直流レール出力との間に接続された
スイッチング・ブリッジであって、各々が関連するアン
チパラレル・ダイオードを有する複数のスイッチを備え
るスイッチング・ブリッジと、 該スイッチング・ブリッジと直流レールとを接続し、ア
ンチパラレル・ダイオードよりも高速である超高速リカ
バリ・ダイオードと、 スイッチング・ブリッジにまたがって接続され、零電流
遷移を達成するための補助回路であって、 超高速リカバリ・ダイオードの両端に接続された、共振
キャパシタ、共振インダクタ及び補助ダイオードの直列
接続体と、 共振インダクタと補助ダイオードとの接続点に接続され
た第１の極と、アースに接続された第２の極とを有する
補助スイッチと からなる補助回路と を備えていることを特徴とする３相ブースト整流器。 - 【請求項２】直流電力を３相交流出力に変換するための
零電圧遷移電圧源インバータにおいて、 直流電力入力と、 該直流電力入力と３相交流出力との間に接続されたスイ
ッチング・ブリッジと、 直流電力入力とスイッチング・ブリッジとの間に接続さ
れた補助回路であって、 直流電力入力の直流レールに接続されたレール・スイッ
チと、 該レール・スイッチの両端に接続された、共振インダク
タと補助スイッチとの直列接続体と、 第１の端部が補助スイッチと共振インダクタとの接続点
に接続され、第２の端部がアースに接続された補助ダイ
オードと からなる補助回路と を備えていることを特徴とする零電圧遷移電圧源インバ
ータ。 - 【請求項３】双方向零電圧遷移コンバータにおいて、 直流電力端子と、 該直流電力端子と３相交流端子との間に接続されたスイ
ッチング・ブリッジと、 直流電力端子の直流レールに挿入されたレール・スイッ
チと、 該レール・スイッチと並列接続された超高速ダイオード
と、 直流電力端子とスイッチング・ブリッジとの間に接続さ
れた補助回路であって、 レール・スイッチの両端に接続された、第１補助スイッ
チ及びアンチパラレル・ダイオードの並列接続体と共振
インダクタとの直列接続体と、 第１の端部が第１補助スイッチと共振インダクタとの接
続点に接続され、第２の端部がアースに接続された第２
補助スイッチ及びアンチパラレル・ダイオードの並列接
続体と からなる補助回路と を備えていることを特徴とする双方向零電圧遷移コンバ
ータ。 - 【請求項４】双方向零電流遷移コンバータにおいて、 直流電力端子と、 該直流電力端子と３相交流端子との間に接続されたスイ
ッチング・ブリッジと、 直流電力端子の直流レールに挿入されたレール・スイッ
チと、 該レール・スイッチと並列接続された超高速ダイオード
と、 直流電力端子とスイッチング・ブリッジとの間に接続さ
れた補助回路であって、 レール・スイッチの両端に接続された、第１補助スイッ
チ及びアンチパラレル・ダイオードの並列接続体と共振
インダクタと共振キャパシタとの直列接続体と、 第１の端部が第１補助スイッチと共振インダクタとの接
続点に接続され、第２の端部がアースに接続された第２
補助スイッチ及びアンチパラレル・ダイオードの並列接
続体と からなる補助回路と を備え レール・スイッチ及び第１補助スイッチが開いていると
きにはブースト整流器となり、第２補助スイッチが開い
ているときには電圧源インバータとなることを特徴とす
る双方向零電流遷移コンバータ。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US376,365 | 1982-05-10 | ||
| US08/376,365 | 1995-01-23 | ||
| US08/376,365 US5633793A (en) | 1995-01-23 | 1995-01-23 | Soft switched three-phase boost rectifiers and voltage source inverters |
| PCT/US1996/001152 WO1996023346A1 (en) | 1995-01-23 | 1996-01-23 | Novel soft switched three-phase boost rectifiers and voltage source inverters |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11506599A JPH11506599A (ja) | 1999-06-08 |
| JP3207431B2 true JP3207431B2 (ja) | 2001-09-10 |
Family
ID=23484731
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52304496A Expired - Lifetime JP3207431B2 (ja) | 1995-01-23 | 1996-01-23 | 新規なソフト・スイッチ３相ブースト整流器及び電圧インバータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5633793A (ja) |
| EP (1) | EP0806077A4 (ja) |
| JP (1) | JP3207431B2 (ja) |
| WO (1) | WO1996023346A1 (ja) |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9608216D0 (en) * | 1996-04-19 | 1996-06-26 | Switched Reluctance Drives Ltd | Converter circuit for a polyphase switched inductive load |
| DE19634905A1 (de) * | 1996-08-29 | 1998-03-05 | Abb Patent Gmbh | Gleichrichterschaltung |
| DE19639773A1 (de) * | 1996-09-27 | 1998-04-02 | Abb Patent Gmbh | Dreiphasiger Matrix-Stromrichter und Verfahren zum Betrieb |
| DE19845995A1 (de) * | 1998-04-15 | 2000-04-13 | Andreas Boehringer | Stromrichter mit aktiv beeinflußter Kommutierung |
| US6239995B1 (en) | 1999-03-11 | 2001-05-29 | Ndsu Research Foundation | Resonant-boost-input three-phase power factor corrector with a low current stress on switches |
| DE19942228A1 (de) * | 1999-09-03 | 2001-03-08 | Messer Ewm Gmbh | Schaltungsanordnung für einen aktiven Gleichrichter |
| DE10102408A1 (de) * | 2001-01-15 | 2002-07-18 | Dietrich Eckert | Verfahren für Drehstromanschluß für EVG |
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| SE521885C2 (sv) * | 2001-04-11 | 2003-12-16 | Abb Ab | Strömriktare |
| US7142439B2 (en) * | 2002-10-23 | 2006-11-28 | Fairchild Semiconductor Corporation | Zero-voltage-switching single-switched resonant DC link with minimized conduction loss |
| US7148660B2 (en) * | 2004-09-30 | 2006-12-12 | General Electric Company | System and method for power conversion using semiconductor switches having reverse voltage withstand capability |
| CN101199108B (zh) * | 2005-01-28 | 2010-06-09 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 用于将dc电压转换为三相ac输出的方法和变换器 |
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| JP5429388B2 (ja) * | 2010-08-25 | 2014-02-26 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
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| EP2911287A1 (en) * | 2014-02-24 | 2015-08-26 | Danfoss Power Electronics A/S | Apparatus and method for reducing harmonics |
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| JP6444090B2 (ja) * | 2014-08-01 | 2018-12-26 | キヤノン株式会社 | 整流平滑回路、電源装置及び画像形成装置 |
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