JP6702209B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

例えば、電源電力をモータ等の駆動用電力に変換するために、インバータやコンバータ等の電力変換装置が用いられる。電力変換装置では、スイッチング素子のオンオフに伴うスイッチング損失が発生することから、これを低減するための補助回路を設け、リアクトルとコンデンサによる共振現象を利用して、ゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと称する）を実現する手法が提案されている。

一例として、特許文献１には、直流電力入力と三相交流出力との間に接続されたスイッチング・ブリッジと、直流電力入力とスイッチング・ブリッジとの間に接続された補助回路を備えて、直流電力を三相交流出力に変換するための零電圧遷移電圧源インバータが開示されている。補助回路は、直流電力入力の直流レールに接続されたレール・スイッチと、その両端に接続された、共振インダクタと補助スイッチとの直列接続体と、補助ダイオードとからなる。補助ダイオードは、第１の端部が補助スイッチと共振インダクタとの接続点に接続され、第２の端部がアースに接続される。

特許第３２０７４３１号公報

特許文献１に記載される手法では、直流レールのレール・スイッチがオフのときにブリッジ回路のブリッジ・スイッチがゼロ電圧状態でターンオンされ、次いで、補助回路に支援されてレール・スイッチが時間ｔ１でターンオンされる。補助回路の補助スイッチは、時間ｔ１より前にターンオンされて、共振インダクタに電流が蓄積され、時間ｔ１より後にターンオフされる。共振インダクタは、ブリッジ・スイッチとレール・スイッチとの間のキャパシタンスと共振して、レール・スイッチのターンオンに対して、ゼロ電流遷移を提供する。その後、ブリッジ・スイッチがターンオフされ、さらに、レール・スイッチがターンオフされる。

しかしながら、特許文献１に記載される補助回路の制御方法では、補助スイッチの作動時に、ＺＶＳに必要な電流に対して余分な電流が流れ、補助回路での損失が増加してしまうことが判明した。ＺＶＳを用いた電力変換回路の省力化技術としては、例えば、電流や電圧の情報に基づいてスイッチングタイミングを電流が最小となるようにフィードバック制御する方法や、電流センサで負荷電流や補助回路電流を検出し、理論式に基づき制御器等を用いて演算処理する方法が知られている。ところが、負荷電流が急変した場合に制御が追従できないと、ＺＶＳ動作が成立せずにスイッチング損失が増加してしまうおそれがあった。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、補助回路における導通損失とダイオード損失、スイッチング損失を低減し、ＺＶＳ制御の応答性を向上させて、高効率かつ高応答な電力変換装置を提供しようとするものである。

本発明の一態様は、
入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に接続された１つ以上の半導体パワー素子（Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ、Ｓ１）と、
上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
上記メインスイッチの出力側電圧（Ｖｃ）を検出する電圧検出部（５）と、
上記電圧検出部の検出結果に基づいて上記メインスイッチ及び上記補助スイッチのスイッチングを制御する制御回路部（４）を有しており、
上記制御回路部は、上記メインスイッチがオフ状態であるときに、上記補助スイッチのオンにより上昇する上記出力側電圧が入力電圧（Ｖｉ）に到達する前に、上記補助スイッチをオフする、電力変換装置にある。

上記一態様の電力変換装置は、制御回路部が、メインスイッチと補助スイッチのスイッチングを制御するのに伴い、入力電源からメインスイッチ又は補助スイッチを介した電流経路の通電が制御され、入力電圧が変換されて負荷に出力される。その際、電圧検出部にてメインスイッチの出力側電圧を検出し、メインスイッチがオフ状態であるときに、補助スイッチのオンにより上昇する出力側電圧が、入力電圧に満たない時点で補助スイッチをオフする。これにより、共振リアクトルに蓄積されたエネルギがメインスイッチの出力側へ放出され、出力側電圧が入力電圧まで上昇可能となる。

これにより、メインスイッチの出力側と入力側の電位差が低下し、ＺＶＳにてターンオン可能となる。また、メインスイッチの両端の電位差が上昇する前に、メインスイッチのＺＶＳによるターンオフが可能となる。したがって、複雑な制御が不要で、必要以上の電流が流れて補助回路の損失が増加したり、メインスイッチのスイッチング損失が増加したりするのを抑制して、全体の損失を大きく低減させることができる。

以上のごとく、上記態様によれば、補助回路における導通損失とダイオード損失、スイッチング損失を低減し、ＺＶＳ制御の応答性を向上させて、高効率かつ高応答な電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

実施形態１における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチとハーフブリッジ回路の各相を構成する半導体スイッチへの制御信号を示す波形図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ１の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ２の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ３の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ４の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ５の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ６の電流経路を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ６の各スイッチの動作状態を示すタイムチャート図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ７の電流経路を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ７の各スイッチの動作状態を示すタイムチャート図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ８の電流経路を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ８の各スイッチの動作状態を示すタイムチャート図。 実施形態１における、電力変換装置の制御回路部にて実施されるスイッチング制御のフローチャート図。 実施形態１における、電力変換装置の制御回路部にて実施されるスイッチング制御のタイムチャート図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのオン時の電流経路を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのオフ時の電流経路を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のリアクトル電流と損失の関係を示す図。 実施形態１における、電力変換装置の入力電圧に対する閾値電圧の割合と損失の関係を示す図。 実施形態１における、電力変換装置の共振コンデンサのコンデンサ電圧の時間変化を示す図。 実施形態２における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。 実施形態３における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。 実施形態３における、電力変換装置の各スイッチの動作状態を示すタイムチャート図。 実施形態３における、電力変換装置の他の概略構成例を示す回路図。

（実施形態１）
以下、電力変換装置に係る実施形態１について、図１〜図２０を参照して説明する。
図１に示すように、本形態の電力変換装置１は、入力電源としてのバッテリＢ(例えば入力電圧Ｖｉ：４８Ｖ)と、その正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、メインスイッチＳｍとバッテリＢの負極側電位線１ｎとの間に接続された１つ以上の半導体パワー素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎを有する出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１と補助ダイオードＤａｓを有する補助回路３と、制御回路部４を備えている。制御回路部４は、メインスイッチＳｍの出力側電圧を検出する電圧検出部５の検出結果に基づいてメインスイッチＳｍ及び補助スイッチＳａｓのスイッチングを制御する。

出力回路部２は、負荷としての交流モータＭに接続され、変換された電力を出力する。半導体パワー素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、メインスイッチＳｍとバッテリＢの負極側電位線１ｎとの間において、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを構成し、メインスイッチＳｍのスイッチングに伴って、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗから交流モータＭへの通電が制御される。メインスイッチＳｍと出力回路部２の接続点１１には、共振コンデンサＣ１が、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列に接続されている。

電力変換装置１は、例えば、交流モータＭを駆動源とする車載装置に適用され、直流電源であるバッテリＢからの入力電力を、所望の交流出力に変換して交流モータＭに出力する。交流モータＭは、三相（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを備え、これらモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは一端が共通接続されている。

電圧検出部５は、メインスイッチＳｍの出力側電圧として、メインスイッチＳｍと出力回路部２との接続点１１の電圧（すなわち、コンデンサ電圧Ｖｃ）を取り込み、所定の閾値電圧との比較結果を制御回路部４に出力する。具体的には、電圧検出部５は、補助スイッチＳａｓのオフタイミング検出用の第１コンパレータ５１と、メインスイッチＳｍのオンタイミング検出用の第２コンパレータ５２を有する。第１コンパレータ５１は、第１入力端子５１ａに接続点１１からメインスイッチＳｍの出力側電圧が入力され、第１基準端子５１ｂに入力される第１閾値電圧Ｖth1と比較されて、例えば、第１閾値電圧Ｖth1以上になると、出力信号がローレベルからハイレベルに切り替わる。

同様に、第２コンパレータ５２は、第２入力端子５２ａに接続点１１からメインスイッチＳｍの出力側電圧が入力され、第２基準端子５２ｂに入力される第２閾値電圧Ｖth2以上になると、出力信号がローレベルからハイレベルに切り替わるように構成される。ここで、第１閾値電圧Ｖth1は、入力電圧Ｖｉより低い所定値であり、第２閾値電圧Ｖth2は、第１閾値電圧Ｖth1より高く、入力電圧Ｖｉより低い所定値に設定されている。

メインスイッチＳｍ、出力回路部２及び補助回路３は、制御回路部４に接続されており、電力変換装置１の各スイッチの動作は、制御回路部４からの制御信号によって制御される。このとき、制御回路部４は、電圧検出部５の出力信号により、これらスイッチのオンオフタイミングを制御する。すなわち、メインスイッチＳｍがオフ状態であるときに、補助スイッチＳａｓのオンにより上昇する接続点１１の電圧が、入力電圧Ｖｉに到達する前に、補助スイッチＳａｓをオフする制御を行う。具体的には、メインスイッチＳｍの出力側電圧が、第１閾値電圧Ｖth1以上になると、補助スイッチＳａｓがオフとなり、さらに、第２閾値電圧Ｖth2以上になると、メインスイッチＳｍがオンとなる。これにより、補助回路３の導通損失とダイオード損失、スイッチング損失を低減すると共に、メインスイッチＳｍのスイッチング損失を低減可能となる。この制御の詳細は、後述する。

出力回路部２は、バッテリＢの直流電力を、交流電力に変換するインバータとして構成されており、メインスイッチＳｍとバッテリＢの負極Ｂｎとの間に、並列接続された複数のハーフブリッジ回路を有する。ここでは、正極Ｂｐに接続される正極側電位線１ｐと負極Ｂｎに接続される負極側電位線１ｎとの間に、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗが配置される。負極側電位線１ｎは、例えば、グランド電位に設定されている。

各ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、正極Ｂｐ側の上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、負極Ｂｎ側の下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎと、を直列接続して構成される。Ｕ相の半導体スイッチＳｕｐと半導体スイッチＳｕｎとの接続点２１ｕには、モータコイルＬｕの他端（すなわち、共通する一端と反対側の一端）が接続される。同様に、Ｖ相、Ｗ相の半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｗｐと半導体スイッチＳｖｎ、Ｓｗｎとの接続点２１ｖ、２１ｗには、それぞれモータコイルＬｖ、Ｌｗの他端が接続される。

補助回路３は、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の直列接続体と、これらの接続点３１に接続される補助ダイオードＤａｓとを有している。補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の直列接続体は、正極側電位線１ｐに、メインスイッチＳｍと並列に接続される。具体的には、補助スイッチＳａｓの一端が、メインスイッチＳｍの正極Ｂｐ側に接続され、共振リアクトルＬ１の一端が、メインスイッチＳｍの出力回路部２側に接続されている。補助ダイオードＤａｓは、接続点３１と負極側電位線１ｎとの間に逆方向接続される。すなわち、カソード側が、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の接続点３１に接続され、アノード側が、負極側電位線１ｎに接続されて、補助回路３の作動時に流れるリアクトル電流Ｉａｓを整流している。

メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓとしては、例えば、ゲート電圧制御式のＭＯＳＦＥＴ（すなわち、電界効果トランジスタ）が用いられる。メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓは、それぞれＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードを有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いることもできる。

同様に、出力回路部２を構成する半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとして、例えば、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。また、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、それぞれＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎを有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いることもできる。

なお、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗとなる各直列接続体は、２つの半導体スイッチの組み合わせに限らない。２つの半導体パワー素子からなる直列接続体であれば、例えば、半導体スイッチとダイオードを組み合わせた直列接続体でもよい。また、出力回路部２は、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを用いた三相のインバータとしたが、単相のインバータとして構成してもよく、２つ以上のハーフブリッジ回路を有していればよい。

共振コンデンサＣ１は、メインスイッチＳｍと出力回路部２との間に、出力回路部２の複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列に配置される。具体的には、メインスイッチＳｍのソース端子側の正極側電位線１ｐに、共振コンデンサＣ１の一端が接続され、他端がグランド電位の負極側電位線１ｎに接続される。好ましくは、共振コンデンサＣ１の容量は、出力回路部２の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの寄生容量の合計値よりも大きくするのがよい。十分大きな容量の電圧依存の少ない容量素子を共振コンデンサＣ１として使用することで、スイッチング時の制御性が向上する。また、スイッチオフ時のメインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧の上昇を緩やかにして、スイッチング損失を低減できる。さらに、共振コンデンサＣ１を補助回路３の近傍に配置することができ、急峻で大きな共振電流が流れる電流経路のループを小さくして、放射ノイズを低減できる。

また、電力変換装置１は、バッテリＢの電圧を平滑化する平滑コンデンサＣｉを備えている。具体的には、補助スイッチＳａｓとメインスイッチＳｍとの接続点１２よりバッテリＢ側において、正極側電位線１ｐと負極側電位線１ｎの間に平滑コンデンサＣｉが接続されている。これにより、バッテリＢの直流電源の変動による影響を抑制することができる。

制御回路部４は、メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓの各ゲート電極に、ゲート配線を介してそれぞれ接続されている。また、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗの半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの各ゲート電極に、ゲート配線を介してそれぞれ接続されている。制御回路部４は、例えば、交流モータＭの要求トルクに応じた目標出力となるように、各ゲート電極に制御信号を出力してこれらスイッチをオンオフ制御し、入力された直流電力を三相交流電力に変換する。このとき、出力回路部２の３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが交互に通電状態となるように制御され、モータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。

図２に示すように、交流モータＭの三相（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応する出力回路部２の各スイッチのゲート電極には、それぞれ異なるタイミングでパルス状の制御信号が出力される。三相は、それぞれ電気角で１２０度の位相差を有しており、３６０度で１サイクルとなっている。なお、図２には、電気角を１２０度とした例を示しているが、この値は必ずしも１２０度である必要はなく、任意に設定できる。

３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗにおいて、上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの通電状態は、１つのメインスイッチＳｍのオンオフとの組み合わせによって制御される。すなわち、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐは、それぞれ１サイクル中、電気角で１２０度の間オン状態となり、その間にメインスイッチＳｍのオンオフが切り換えられる。このメインスイッチＳｍのオン状態の間、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐは、実質的な通電オン状態となる。

下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、対応する半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐが実質的な通電オフ状態にあるときに、オン状態となるように制御される。言い換えれば、メインスイッチＳｍと半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの両方がオン状態であるときに、対応する半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが同時にオン状態とならないようにしている。

メインスイッチＳｍは、ＰＷＭ（すなわち、パルス幅変調）制御により駆動され、メインスイッチＳｍのオン期間中に、三相のうちオン状態にある相の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐを経由する電流経路が形成される。制御回路部４は、例えば、交流モータＭの各相電圧又は各相電流の目標値と実測値との差とに基づいて、ＰＷＭ制御のデューティ比を演算し、ＰＷＭ信号を生成する。デューティ比は、パルス波の１周期（すなわち、スイッチング周期）のうちのオン期間とオフ期間の比率であり、ＰＷＭ信号に基づく所定のタイミングでメインスイッチＳｍがオンオフ駆動される。

図２中のＶg_smは、メインスイッチＳｍにおけるゲート電圧を示しており、ゲート電圧がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンし、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。同様に、Ｖg_upは、Ｕ相の上アームの半導体スイッチＳｕｐにおけるゲート電圧を示しており、Ｖg_unは、Ｕ相の下アームの半導体スイッチＳｕｎにおけるゲート電圧を示している。また、Ｖg_vp、Ｖg_vnは、Ｖ相の上アーム及び下アームの半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｖｎにおけるゲート電圧を示し、Ｖg_wp、Ｖg_wnは、Ｗ相の上アーム及び下アームの半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｗｎにおけるゲート電圧を示している。ここでは、各相の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオン状態である間に、メインスイッチＳｍは、例えば、それぞれ４回のスイッチングを行っている。なお、スイッチング回数は、一例であり、回路条件等によって変化する。

このように、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有する出力回路部２を、１つのメインスイッチＳｍと組み合わせることで、制御性が大きく向上する。さらに、メインスイッチＳｍのオンオフ時には、共振リアクトルＬ１を有する補助回路３と共振コンデンサＣ１によるＬＣ共振回路の補助により、制御性よくＺＶＳによるターンオン・ターンオフ動作を実現できる。一例として、Ｕ相の通電時における、メインスイッチＳｍのスイッチング１周期分（すなわち、図２中に斜線で示す期間）を、図３に示すように複数の期間Ｔ１〜Ｔ８に分けて、制御回路部４による各期間の制御の詳細を説明する。なお、図３〜図７では、平滑コンデンサＣｉの図示を省略している。

図３左図に示すように、Ｕ相のモータコイルＬｕに通電する際には、制御回路部４がハイレベルのゲート電圧指令信号を出力し、メインスイッチＳｍと、ハーフブリッジ回路２ｕの半導体スイッチＳｕｐ及びハーフブリッジ回路２ｖの半導体スイッチＳｖｎをオン状態とする。これら以外の半導体スイッチＳｕｎ、半導体スイッチＳｖｐ及びハーフブリッジ回路２ｗの半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｗｎは、いずれもオフ状態とする。このとき、図３右図に示すように、メインスイッチＳｍがオン状態となる期間Ｔ１の間、バッテリＢの正極側電位線１ｐから、メインスイッチＳｍを経由して、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎ、負極側電位線１ｎへの電流経路（すなわち、図３左図中に矢印で示す経路）が形成される。メインスイッチＳｍは、ドレイン−ソース間が導通して、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_smは０Ｖとなっている。また、オフ状態の半導体スイッチＳｖｐの両端間は同電位となっており、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_svは０Ｖとなっている。図３右図中のＶg_asは、補助スイッチＳａｓのゲート電圧を示している。

期間Ｔ１に先立ち、後述するように、前サイクルの期間Ｔ４〜Ｔ８の間において、補助回路３の補助スイッチＳａｓが駆動されて、共振コンデンサＣ１が充電される。これにより、コンデンサ電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖｉ（例えば、４８Ｖ）と同等になり、メインスイッチＳｍのソース端子側、すなわち、接続点１１の電圧が上昇する。したがって、期間Ｔ１のゲート電圧の立ち上がりにおいて、メインスイッチＳｍは、ＺＶＳによるターンオン動作が可能になる。また、メインスイッチＳｍのターンオンより前に、補助スイッチＳａｓがターンオフされることで、補助回路３を過剰な電流が流れるのを抑制できる。

この状態において、図４左図に示すように、メインスイッチＳｍをオフすると、共振コンデンサＣ１の電荷が、メインスイッチＳｍと出力回路部２との接続点１１へ向けて供給される。これにより、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎを経由して、負極側電位線１ｎへの電流経路（すなわち、図４左図中に矢印で示す経路）が形成される。図４右図に示すように、この期間Ｔ２では、まず、メインスイッチＳｍのゲート電圧Ｖg_smが、ＨレベルからＬレベルに切り替えられることで、メインスイッチＳｍがオフし、次いで、共振コンデンサＣ１の電荷が抜かれることで、コンデンサ電圧Ｖｃが低下し始めると共に、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが上昇を始める。

このとき、メインスイッチＳｍのスイッチング速度に対して、共振コンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃの低下速度が遅いために、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが上昇する前に、メインスイッチＳｍをターンオフ可能となる。すなわち、期間Ｔ２のゲート電圧g_smの立ち下がりにおいて、メインスイッチＳｍのターンオフ動作は、ＺＶＳとなる。その後、共振コンデンサＣ１の放電によりコンデンサ電圧Ｖｃは０Ｖまで低下し、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smは電源電圧と同等となる。

すると、図５右図に示す期間Ｔ３において、交流モータＭ側からバッテリＢ側へ向かってモータコイル電流が還流する。還流電流は、図５左図に示すように、ハーフブリッジ回路２ｖの接続点２１ｖから、半導体スイッチＳｖｐのダイオードＤｖｐを経由して半導体スイッチＳｕｐ側へ流れると共に、半導体スイッチＳｖｎから半導体スイッチＳｕｎのダイオードＤｕｎを経由して半導体スイッチＳｕｐ側へ流れる。

好適には、図６に示すように、続く期間Ｔ４において、半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐをオンする。これにより、ダイオードＤｕｎ、Ｄｖｐに代わって、より損失の小さい半導体スイッチＳｕｎと半導体スイッチＳｖｐのドレイン−ソース間が導通するため、導通損を低減することができる。また、半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｐの両端間は同電位となっており、ターンオン動作は、ＺＶＳとなる。さらに、図７に示すように、期間Ｔ５において、半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐをオフするが、半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｐのドレイン-ソース間は同電位となっており、ＺＶＳターンオフとなる。

図８〜図１３に示す期間Ｔ６〜期間Ｔ８では、補助回路３を作動させて、共振コンデンサＣ１に充電する。図１４に制御回路部４の制御フローを示すように、まず、ステップＳ１において、補助スイッチＳａｓをオンするためのゲート電圧指令信号が出力されると、図８に示すように、補助スイッチＳａｓがオンし、共振リアクトルＬ１を経由して、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎ、負極側電位線１ｎへの電流経路が形成される。図９に示すように、期間Ｔ６以前に補助回路３は通電されておらず、また共振リアクトルＬ１により電流の立ち上がりが抑制されるため、補助スイッチＳａｓのターンオン動作は、ゼロ電流スイッチング（すなわち、ＺＣＳ）となる。補助スイッチＳａｓのターンオンに伴い、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１を経て補助回路３をリアクトル電流Ｉａｓが流れ、期間Ｔ６において、リアクトル電流Ｉａｓは、時間と共に上昇する。相電流Ｉｕは、期間Ｔ４〜期間Ｔ８の間、緩やかに低下する。

図１０、図１１に示すように、期間Ｔ７においてリアクトル電流Ｉａｓが、相電流Ｉｕ以上になると、共振コンデンサＣ１へ向けて充電電流が流れ、コンデンサ電圧Ｖｃが上昇し始める。同時に、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが低下を始める（例えば、図３〜図７に示す期間Ｔ７参照）。制御回路部４は、図１４のステップＳ２において、電圧検出部５の第１コンパレータ５１の出力を取り込み、コンデンサ電圧Ｖｃが第１閾値電圧Ｖth1に達したか否かを判定する。ステップＳ２が肯定判定されると、ステップＳ３に進み、否定判定された場合は、肯定判定されるまでステップＳ２を繰り返す。

ステップＳ３において、補助スイッチＳａｓをオフするためのゲート電圧指令信号が出力されると、図１２に示すように、補助スイッチＳａｓがオフし、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１が共振し、共振リアクトルＬ１に蓄えられていたエネルギが共振コンデンサＣ１に移動する。これにより、図１３に示す期間Ｔ８において、共振コンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃは上昇を続ける。制御回路部４は、図１４のステップＳ４において、電圧検出部５の第２コンパレータ５２の出力を取り込み、コンデンサ電圧Ｖｃが第２閾値電圧Ｖth2に達したか否かを判定する。ステップＳ４が肯定判定されると、ステップＳ５に進み、否定判定された場合は、肯定判定されるまでステップＳ４を繰り返す。メインスイッチＳｍのハードスイッチングが許される場合は、ステップＳ４が否定判定された場合でもステップＳ５へ進んでもよい。

第１閾値電圧Ｖth1は、例えば、入力電圧Ｖｉの１／２とすることができ、第２閾値電圧Ｖth2は、例えば、入力電圧Ｖｉとすることができる。このとき、期間Ｔ６〜期間Ｔ８の間に、コンデンサ電圧Ｖｃを入力電圧Ｖｉまで上昇させることができる。同時に、メインスイッチＳｍのソース端子側の電位が上昇することで、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが０Ｖまで低下する（例えば、図３〜図７に示す期間Ｔ８参照）。したがって、第２閾値電圧Ｖth2にてメインスイッチＳｍのＺＶＳが可能になる。リアクトル電流Ｉａｓは、補助スイッチＳａｓのターンオフに伴い、徐々に下降する。

ステップＳ５において、メインスイッチＳｍをオンするためのゲート電圧指令信号が出力されると、１つのスイッチング周期が終了し、次のスイッチング周期が開始される。制御回路部４は、図１４の一連のステップＳ４を繰り返すことで、メインスイッチＳｍのターンオン及びターンオフにおけるＺＶＳ動作が実現できる。

図１５に示すように、補助スイッチＳａｓをオフするタイミングは、電圧検出部５の第１閾値Ｖth1により決定される。このとき、補助スイッチＳａｓのオン期間、すなわち、時点ｔ０〜ｔ１の間は、図１６に示すように、バッテリＢを介した共振となり、共振リアクトルＬ１及び共振コンデンサＣ１のそれぞれにエネルギが蓄積される。

次いで、第１閾値電圧Ｖth1にて補助スイッチＳａｓをオフすると、補助スイッチＳａｓのオフ期間、すなわち、時点ｔ１〜ｔ２の間は、図１７に示すように、ＬＣ単独の共振となり、共振リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギが共振コンデンサＣ１へ移動する。したがって、時点ｔ２において共振コンデンサＣ１を、入力電圧Ｖｉまで充電可能とするには、下記式１を満たすように、第１閾値電圧Ｖth1を設定するのがよい。

ただし、式１中、Ｃａｓはコンデンサ容量であり、Ｖｉは入力電圧であり、Ｖｃはコンデンサ電圧であり、Ｉａｓはリアクトル電流である。

一般に、補助スイッチＳａｓの動作によるＲＬＣ共振回路の過渡現象は、下記式２で表される。式２をラプラス変換すると、式３のようになる。

ここで、式３中の抵抗成分Ｒを無視して整理すると、式４となり、ＩａｓをＶｃの式で表すことができる。この式４を式１に代入して、式５が得られる。

すなわち、式５から、第１閾値電圧Ｖth1をＶｉ／２に設定し、コンデンサ電圧Ｖｃが入力電圧Ｖｉの１／２に達したときに補助スイッチＳａｓをオフすることで、補助回路３を流れるリアクトル電流Ｉａｓを最小として、最適なＺＶＳを実現できることがわかる。

図１５において、コンデンサ電圧Ｖｃが入力電圧Ｖｉの１／２に達した時点では、コンデンサ電圧Ｖｃを入力電圧Ｖｉまで充電するために必要なエネルギのうち、共振コンデンサＣ１に１／４、共振リアクトルＬ１に３／４のエネルギが蓄えられた状態となっている。この状態を、電圧検出部５の第１コンパレータ５１の出力から直ちに検出し、制御回路部４が速やかに補助スイッチＳａｓをオフするので、高い応答性が得られ、共振リアクトルＬ１に蓄えられた３／４のエネルギを有効利用して、ＺＶＳを行うことができる。したがって、負荷電流等が急変した場合でも対応でき、例えば、電流センサ等の検出結果に基づくフィードバック制御を行う場合に比べて、簡単なオンオフ制御で高い制御性を実現できる。

図１８に示すように、全体の損失（すなわち、図中の合計損）は、補助回路３における導通損失とメインスイッチＳｍのスイッチング損失のバランスによって決まる。第１閾値電圧Ｖth1が低い電圧であるほど、通電期間が短くなり、補助回路３を流れるリアクトル電流Ｉａｓが小さくなって導通損失が低減する。ただし、リアクトル電流Ｉａｓがある程度小さくなると導通損失の低減効果が小さくなる一方で、メインスイッチＳｍのスイッチング損失が増加する。したがって、リアクトル電流Ｉａｓが、導通損失が増加する電流過剰領域とスイッチング損失が増加するハードスイッチング領域との間の、比較的損失の小さい領域となるように、第１閾値電圧Ｖth1を設定するのがよい。

図１９に示すように、入力電圧Ｖｉに対する閾値電圧の割合を変更して、全体の損失との関係を調べたところ、閾値電圧の割合が１００％から低くなるほど損失が低減し、３０％〜５０％前後の範囲で損失最小となることが判明した。３０％より低い領域ではスイッチング損失が急増し、閾値電圧の割合が８０％超の場合よりも損失が大きくなった。したがって、好ましくは、第１閾値電圧Ｖth1を、例えば、入力電圧Ｖｉの３０％〜８０％程度の範囲で、所望の損失低減効果が得られるように設定するとよい。より好ましくは、第１閾値電圧Ｖth1を、例えば、入力電圧Ｖｉの３５％〜７５％程度の範囲とすることで、導通損失とスイッチング損失を共に低減して、全体の損失をより低くできる。

また、式１に代えて、抵抗成分Ｒを考慮した項を含む式６を用いて、補助スイッチＳａｓのオフタイミングを設定することもできる。式６に、式７（すなわち、上記式４と同じ式）を代入することにより、式８が導かれる。

この式８を満足するように、第１閾値電圧Ｖth1を設定し、コンデンサ電圧Ｖｃとの比較結果に基づいて、補助スイッチＳａｓをオフすることで、コンデンサ電圧Ｖｃを入力電圧Ｖｉまで充電可能となる。
例えば、抵抗Ｒ＝０〜１５０ｍΩの範囲で、式８から第１閾値電圧Ｖth1を算出すると、以下のようになり、上述した入力電圧Ｖｉの３０％〜８０％範囲に含まれる。
抵抗０：Ｖｉ／２
抵抗２０ｍΩ：５３．３％
抵抗４０ｍΩ：５６．６％
抵抗６０ｍΩ：６０％
抵抗１００ｍΩ：６７％
抵抗１００ｍΩ：７５％
したがって、抵抗成分Ｒに応じた最適な補助スイッチＳａｓのオフタイミングとし、ＺＶＳを実現しつつ損失を最小とすることができる。

第２閾値電圧Ｖth2は、第１閾値電圧Ｖth1より大きく、入力電圧Ｖｉ以下に設定され、入力電圧Ｖｉに近いほど、スイッチング損失が低減する。一方、図２０に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃは、共振しているため正弦波となり、例えば、入力電圧Ｖｉの８０％以上の範囲で傾きが緩やかになっている。メインスイッチＳｍのオンタイミングは、電圧検出部５や制御回路部４の信号の入出力、スイッチ動作等の遅延時間や回路バラツキ等を考慮すると、入力電圧Ｖｉに達するより早いタイミングとすることが望ましい場合がある。したがって、第２閾値電圧Ｖth2は、好ましくは、入力電圧Ｖｉの８０％〜１００％の範囲で、所望の制御性と損失低減効果が得られるように設定するとよい。

（実施形態２）
電力変換装置に係る実施形態２について、図２１を参照して説明する。図示するように、本形態の電力変換装置１は、バッテリＢの正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、インバータとして構成され交流モータＭに接続された出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１を有する補助回路３と、メインスイッチＳｍの出力側に接続される共振コンデンサＣ１と、図示を略す制御回路部４と、電圧検出部５とを備えている。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。

本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、電圧検出部５の第１コンパレータ５１、第２コンパレータ５２の構成が異なっている。メインスイッチＳｍの出力側電圧（すなわち、コンデンサ電圧Ｖｃ）を、第１閾値電圧Ｖth1、第２閾値電圧Ｖth2と比較し、その結果を制御回路部４に出力する基本動作は、上記実施形態１と同様であり、以下、相違点を中心に説明する。また、第１コンパレータ５１と第２コンパレータ５２の構成は、基本的に同じであるため、図中にまとめて示し、以下、第１コンパレータ５１について説明するが、第２コンパレータ５２についても同様である。

第１コンパレータ５１は、第１入力端子５１ａにメインスイッチＳｍの出力側電圧を供給する補償回路５３と、第１基準端子５１ｂに第１閾値電圧Ｖth1を供給する分圧回路５４を有する。補償回路５３は、複数の抵抗である２つの分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列接続されると共に、各分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２と並列に、補償コンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ｂが接続されている。分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列接続体は、分圧抵抗Ｒ１側の一端が、メインスイッチＳｍの出力側の接続点１１に接続され、分圧抵抗Ｒ２側の他端は接地されている。

第１入力端子５１ａに至る経路に、例えば、マイコンやコンパレータ端子の寄生容量Ｃｐによりローパスフィルタが形成されると、周波数特性が悪化するために、高速信号を精度よく検出できないおそれがある。このとき、寄生容量Ｃｐの電圧Ｖsigとコンデンサ電圧Ｖｃとは、下記式９の関係にある。

ここで、式９中の周波数に依存する項を打ち消すように（すなわち、１となるように）、式９を整理すると、下記式１０のようになる。したがって、式１０を満たすように、補償コンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ｂを選択すれば、理論上遅延なく波形を検出可能となる。

分圧回路５４は、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４が直列接続されると共に、その接続点が、第１基準端子５１ｂに接続されている。分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列接続体は、分圧抵抗Ｒ３側の一端が、メインスイッチＳｍの入力側と平滑コンデンサＣｉの接続点１２との間において、正極側電位線１ｐに接続されている。分圧抵抗Ｒ４側の他端は、接地されている。このとき、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値を調整することで、入力電圧Ｖｉを分圧し、第１基準端子５１ｂに所定の第１閾値電圧Ｖth1を供給できる。例えば、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値が同じとき、第１閾値電圧Ｖth1は、入力電圧Ｖｉの１／２となる。

このようにして、電圧検出部５の第１コンパレータ５１に第１閾値電圧Ｖth1を設定し、同様にして、第２コンパレータ５２に第２閾値電圧Ｖth2を設定できる。そして、第１コンパレータ５１及び第２コンパレータ５２から遅延なく、精度良い出力を得ることができる。したがって、制御回路部４が速やかに補助スイッチＳａｓをオフし、さらに、メインスイッチＳｍをオンすることで、高応答かつ適切なタイミングで信頼性の高いオンオフ制御が実現できる。

（実施形態３）
電力変換装置に係る実施形態３について、図２２、図２３を参照して説明する。図２２に示すように、本形態の電力変換装置１は、バッテリＢの正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、メインスイッチＳｍを含み、コンバータとして構成された出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１と補助ダイオードＤａｓを有する補助回路３と、共振コンデンサＣ１と、制御回路部４と、電圧検出部５とを備えている。本形態では、出力回路部２の構成が、上記実施形態１と異なっており、以下、相違点を中心に説明する。

出力回路部２は、メインスイッチＳｍと直列に接続された同期スイッチＳ１を有し、メインスイッチＳｍと同期スイッチＳ１の接続点２２に、リアクトルＬ２の一端が接続されている。リアクトルＬ２の他端と負極側電位線１ｎとの間には、例えば、負荷としての直流モータＭ１が接続されると共に、直流モータＭ１と並列にコンデンサＣ２が接続されている。同期スイッチＳ１は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体パワー素子からなり、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードＤ１を有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子又はダイオードを用いることもできる。

出力回路部２は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、バッテリＢからの入力電力を直流出力に変換する。出力回路部２は、メインスイッチＳｍと同期スイッチＳ１を交互にオンオフすることにより矩形波を生成し、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とで形成されるフィルタ回路で平滑化して、直流電圧として出力する。補助回路３の共振リアクトルＬ１は、接続点３１と接続点２２の間に接続され、共振コンデンサＣ１は、接続点２２とリアクトルＬ２の間において、同期スイッチＳ１と並列に接続される。

電圧検出部５の構成は、上記実施形態１と同様であり、第１コンパレータ５１、第２コンパレータ５２は、接続点２２に接続されて、メインスイッチＳｍの出力側電圧（すなわち、コンデンサ電圧Ｖｃ）を取り込み、第１閾値電圧Ｖth1、第２閾値電圧Ｖth2との比較結果を制御回路部４に出力する。その他の各部の構成は、上記実施形態１と同様であり、説明を省略する。

図２３に示すように、制御回路部４は、メインスイッチＳｍと同期スイッチＳ１、補助スイッチＳａｓに、それぞれ制御信号を出力し、メインスイッチＳｍのゲート電圧Ｖg_smと同期スイッチＳ１のゲート電圧Ｖg_s１、補助スイッチＳａｓのゲート電圧Ｖg_asを制御して各スイッチをオンオフする。一例として、メインスイッチＳｍのスイッチング１周期のうち補助スイッチＳａｓのオン期間を含む一部（すなわち、図２３上図中に示す期間）を拡大した図について（すなわち、図２３下図中に示す期間）、各部の作動を説明する。メインスイッチＳｍと補助スイッチＳａｓのオンオフ動作は、上記実施形態１の図９と同様であり、ゲート電圧Ｖg_s１による同期スイッチＳ１のオンオフ動作は、図９のゲート電圧Ｖg_sunによる半導体スイッチＳｕｎのオンオフ動作に対応する。リアクトルＬ２を流れるリアクトル電流ＩＬは、図９の相電流Ｉｕに対応する。

このとき、同期スイッチＳ１がオン状態からオフとなり、メインスイッチＳｍがオフ状態からオンとなる期間Ｔ１１、Ｔ１２の間に、補助スイッチＳａｓがオンオフされて、共振コンデンサＣ１が充電される。具体的には、期間Ｔ１１以前において、メインスイッチＳｍはオフ状態にあり、同期スイッチＳ１がオン状態からオフされる。その後、期間Ｔ１１において、補助スイッチＳａｓのゲート電圧Ｖg_asがハイレベルに切り替わると、補助スイッチＳａｓがオンし、共振リアクトルＬ１から、接続点２２を経由して、リアクトルＬ２、直流モータＭ１、負極側電位線１ｎへの電流経路が形成される。

これに伴い、補助回路２を流れるリアクトル電流Ｉａｓが徐々に上昇し、リアクトル電流ＩＬ以上になると、共振コンデンサＣ１へ向けて充電電流が流れ、コンデンサ電圧Ｖｃが上昇し始める。同時に、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが徐々に低下し、同期スイッチＳ１のドレイン−ソース間電圧Ｖds_s1は徐々に上昇する。

したがって、上記実施形態１と同様に、電圧検出部５を用いて、接続点２２の電圧を、第１コンパレータ５１に取り込み、第１閾値電圧Ｖth1と比較することで、最適なタイミングで補助スイッチＳａｓをオフすることができる。また、その後の期間Ｔ１２において、接続点２２の電圧を、第２コンパレータ５２に取り込み、第２閾値電圧Ｖth2と比較することで、最適なタイミングでメインスイッチＳｍをオンすることができる。

なお、図２４に示すように、共振コンデンサＣ１を用いず、メインスイッチＳｍや同期スイッチＳ１に並列なドレイン−ソース間の寄生容量Ｃ３、Ｃ４を用いることもできる。この場合、寄生容量Ｃ３、Ｃ４がメインスイッチＳｍのより近傍に配置できるため、低インダクタンスでの実装が可能になる。

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。例えば、複数のメインスイッチＳｍを設けて、そのそれぞれに対して、複数のハーフブリッジ回路を有する出力回路部２を配置してもよい。あるいは、１つのメインスイッチＳｍに対して、それぞれ複数のハーフブリッジ回路を有する出力回路部２を、複数並列配置することもできる。

上記実施形態では、電力変換装置１を交流モータＭ、直流モータＭ１に接続して、交流出力を供給するためのインバータ又はコンバータとして構成したが、負荷はモータＭ、Ｍ１に限らず、車載機器その他任意の機器に適用可能である。また、インバータ動作は、矩形波パルス信号による通電制御に限らず、正弦波信号による通電制御でもよい。

Ｂ バッテリ（入力電源）
Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｌ１ 共振リアクトル
Ｓｍ メインスイッチ
Ｓａｓ 補助スイッチ
Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ 半導体スイッチ（半導体パワー素子）
Ｓ１ 同期スイッチ（半導体パワー素子）
Ｍ 交流モータ（負荷）
１ 電力変換装置
２ 出力回路部
２ｕ、２ｖ、２ｗ ハーフブリッジ回路
３ 補助回路

Claims (9)

1. 入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
   上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に接続された１つ以上の半導体パワー素子（Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ、Ｓ１）と、
   上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
   上記メインスイッチの出力側電圧（Ｖｃ）を検出する電圧検出部（５）と、
   上記電圧検出部の検出結果に基づいて上記メインスイッチ及び上記補助スイッチのスイッチングを制御する制御回路部（４）を有しており、
   上記制御回路部は、上記メインスイッチがオフ状態であるときに、上記補助スイッチのオンにより上昇する上記出力側電圧が入力電圧（Ｖｉ）に到達する前に、上記補助スイッチをオフする、電力変換装置。
2. 複数の上記半導体パワー素子（Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ）がブリッジ接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有して、変換された交流電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記メインスイッチと上記半導体パワー素子（Ｓ１）とが直列接続され、上記メインスイッチ及び上記半導体パワー素子の接続点（２２）に一端が接続されたリアクトル（Ｌ２）と、上記リアクトルの他端に接続されたコンデンサ（Ｃ２）を有し、変換された直流電力を負荷（Ｍ１）に出力する出力回路部（２）を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 上記半導体パワー素子は、半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ、Ｓ１）又はダイオードである、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記制御回路部は、上記出力側電圧が、上記入力電圧より低い第１閾値電圧（Ｖth1）以上であるときに、上記補助スイッチをオフし、上記第１閾値電圧より高い第２閾値電圧（Ｖth2）以上であるときに、上記メインスイッチをオンする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記第１閾値電圧は、上記入力電圧の３０％〜８０％である、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 上記第２閾値電圧は、上記入力電圧の８０％以上である、請求項５又は６に記載の電力変換装置。
8. 上記電圧検出部は、第１入力端子（５１ａ）に上記出力側電圧が入力され、第１基準端子（５１ｂ）に入力される上記第１閾値電圧との比較結果に基づく信号を出力する第１コンパレータ（５１）と、第２入力端子（５２ａ）に上記出力側電圧が入力され、第２基準端子（５２ｂ）に入力される上記第２閾値電圧との比較結果に基づく信号を出力する第２コンパレータ（５２）とを有する、請求項５〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記第１コンパレータ又は上記第２コンパレータは、複数の抵抗（Ｒ１、Ｒ２）と上記抵抗に並列接続された補償コンデンサ（Ｃ_Ａ、Ｃ_Ｂ）を有する補償回路（５３）を備える、請求項８に記載の電力変換装置。
   

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