JP6103031B1 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高い効率でモータを駆動できる直接形電力変換装置の制御装置を提供する。【解決手段】単相交流電圧を全波整流した整流電圧が第１および第２の直流電源線の間に印加される。放電スイッチおよびコンデンサは第１および第２の直流電源線の間において相互に直列に接続される。昇圧回路は整流電圧を昇圧して、コンデンサを充電する。インバータは、放電スイッチが非導通であるときに直流電圧として整流電圧が入力され、放電スイッチが導通するときに直流電圧としてコンデンサの両端電圧が入力され、入力された直流電圧を交流電圧に変換してモータへと出力する。スイッチ制御部は第１期間に亘って放電スイッチを非導通に維持し、第１期間以外の第２期間において放電スイッチの導通／非導通を切り替える。充放電期間設定部はモータの回転速度が速度閾値よりも高いときの第１期間を、回転速度が速度閾値よりも低いときの第１期間よりも短く設定する。【選択図】図４

Description

本発明は、電力変換装置を制御する装置に関する。

特許文献１〜３には、直接形電力変換装置が記載されている。この直接形電力変換装置はダイオード整流器とインバータと充放電回路とを備えている。

ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して一対の直流電源線（直流リンク）に出力する。

充放電回路は直流リンクに設けられ、バッファ回路と昇圧回路とを備えている。バッファ回路は一対の直流電源線の間で互いに直列に接続されるスイッチおよびコンデンサを有する。スイッチの導通によってコンデンサが放電して直流リンクへと電力を授与する。

昇圧回路はダイオード整流器からの整流電圧を昇圧してコンデンサを充電する。これによって充放電回路は直流リンクから電力を受納する。インバータの入力電圧（直流リンクの直流電圧）は、上記スイッチが導通するときに、昇圧されたコンデンサの電圧と一致し、スイッチが非導通するときに全波整流の電圧と一致する。インバータは直流リンクの直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して出力する。

特開２０１５−０８４６３７号公報 特開２０１５−０６５７３１号公報 特開２０１５−０７６９２１号公報

高い効率でモータを駆動することが望まれている。

そこで、本願では、高い効率でモータを駆動できる直接形電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１の態様は、第１および第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、単相交流電圧を整流電圧に全波整流して、前記整流電圧を前記第１および前記第２の直流電源線の間に印加する整流回路（３）と、前記第１および前記第２の直流電源線の間において相互に直列に接続される放電スイッチ（Ｓｃ）およびコンデンサ（Ｃ４）と、前記整流電圧を昇圧して、前記コンデンサを充電する昇圧回路（４ａ）と、前記放電スイッチが非導通であるときに、前記第１および前記第２の直流電源線の間の直流電圧（Ｖｄｃ１）として前記整流電圧が入力され、前記放電スイッチが導通するときに前記直流電圧として前記コンデンサの両端電圧が入力され、入力された前記直流電圧を交流電圧に変換してモータ（６）へと出力するインバータ（５）とを備える電力変換装置において、前記放電スイッチを制御する装置であって、第１期間（Ｔ１）に亘って前記放電スイッチを非導通に維持し、前記第１期間以外の第２期間（Ｔ２）において前記放電スイッチの導通／非導通を切り替えるスイッチ制御部（１１）と、前記モータの回転速度が速度閾値（ωｒｅｆ）よりも高いときの前記第１期間を、前記回転速度が前記速度閾値よりも低いときの前記第１期間よりも短く設定する充放電期間設定部（１２）とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記回転速度（ωｍ）が前記速度閾値（ωｒｅｆ）よりも高いときの前記第１期間（Ｔ１）の長さは零である。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第３の態様は、第１または第２の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記回転速度（ωｍ）が前記速度閾値（ωｒｅｆ）よりも低いときの前記第１期間(Ｔ１)は、前記整流電圧が所定値よりも大きい期間である。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記充放電期間設定部（１２）は、前記速度閾値は、前記モータ（６）へ印加する前記交流電圧の振幅が上限値に達するときの前記回転速度である。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１，４の態様によれば、コンデンサの両端電圧は整流電圧よりも高いので、放電スイッチの導通によって直流電圧を整流電圧よりも高くできる。

回転速度が低いときには、第２期間において放電スイッチが導通するので、直流電圧を整流電圧よりも高くできるものの、第１期間においては放電スイッチが非導通に維持されるので、直流電圧は整流電圧と一致する。つまり、第１期間において整流電圧よりも大きい直流電圧をインバータへと入力することはできない。

一方で、回転速度が高いときには、より長い第２期間において放電スイッチが導通／非導通が切り替わる。したがって、回転速度が高いときの直流電圧を回転速度が低いときの直流電圧よりも高くすることができる。

また、第２期間を長くすればする程、モータへ印加可能な電圧の最大値（最大出力印加電圧）を高く出来る為、モータの電流の増大を抑制して、モータの高速回転、高負荷での運転が実現出来る。一方で、回転速度が低いときには直流電圧を小さくできる。直流電圧を小さくするには、放電スイッチの導通期間（つまりコンデンサを放電する期間）を短くする必要があり、その分、昇圧回路の動作量も小さくできる。昇圧回路の動作量が小さいほど、昇圧回路で生じる損失は低減する。したがって、回転速度が低いときの効率を向上することができる。

以上のように、回転速度が低いときには効率を向上しつつ、回転速度が高いときにはモータの電流の増大を抑制して、高負荷での運転が実現出来る。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様によれば、最もモータへの最大出力印加電圧を増大できる。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第３の態様によれば、整流電圧が電圧基準値よりも小さい期間を第１期間に採用する場合に比べて、直流電圧を増大できる。

実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。 第１方式における各種パラメータの一例を概略的に示す図である。 第２方式における各種パラメータの一例を概略的に示す図である。 制御部の動作の一例を示すフローチャートである。 動作の一例を示すための図である。 等価回路の一例を示す図である。

＜１．直接形電力変換装置の構成＞
図１は、本実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換装置は、コンバータ３と、電力バッファ回路４と、インバータ５とを備えている。

コンバータ３は単相整流回路であって、例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に接続されている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間において、リアクトルＬ２と直列に接続されている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃに変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬ（これらはいわゆる直流リンクを形成する）の間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。

電力バッファ回路４は直流リンクと電力を授受する回路であり、昇圧回路４ａ、バッファ回路４ｂおよびダイオードＤ４２を有する。バッファ回路４ｂはコンデンサＣ４を含んでいる。昇圧回路４ａは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

バッファ回路４ｂはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。

昇圧回路４ａは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）ＳＬとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。

リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳＬは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳＬにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。かかる昇圧回路４ａはいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

コンデンサＣ４は、昇圧回路４ａにより充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。これにより、電力バッファ回路４は直流リンクから電力を受け取ることができる。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従って第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチ（放電スイッチ）について、スイッチＳｃと称することがある。スイッチＳｃが導通してコンデンサＣ４が放電することによって、電力バッファ回路４は直流リンクへと電力を与えることができる。

また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従って第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳＬのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳＬのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳＬと称することがある。

ダイオードＤ４２は、直流電源線ＬＨの上において、リアクトルＬ４とスイッチＳｃとの間に接続されている。ダイオードＤ４２の順方向はコンバータ３からインバータ５へと向かう方向である。ダイオードＤ４２は、例えば、スイッチＳｃがオンするときに、リアクトルＬ４が短絡することを防止する。

インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。これを電力で説明すると、インバータ５は直流リンクから直流電力を入力し、交流電力をモータ６へと出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。

例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

モータ６にはインバータ５から交流電圧が印加される。モータ６はこの交流電圧に応じて回転する。モータ６は不図示の負荷（例えば圧縮機）を駆動する。負荷として圧縮機を採用する場合には、この圧縮機は例えば空気調和機に搭載されてもよい。図１では、モータ６の等価回路が示されている。具体的な一例では、Ｕ相の巻線のインダクタンス成分Ｌｕと抵抗成分Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。Ｖ相およびＷ相の巻線についても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。

制御装置１０は電力変換装置を制御すべく、スイッチＳＬ，Ｓｃおよびインバータ５へとスイッチ信号を出力する。電力変換装置の制御方法については後に詳述する。

＜２．制御方法＞
このような電力変換装置において、スイッチＳｃを非導通にすると、インバータ５へと整流電圧Ｖｒｅｃを入力することができる。一方で、スイッチＳｃを導通させると、インバータ５へとコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃを入力することができる。つまり、インバータ５に入力する直流電圧Ｖｄｃ１は、スイッチＳｃが非導通するときに整流電圧Ｖｒｅｃと一致し、スイッチＳｃが導通するときに両端電圧Ｖｃと一致する。

本実施の形態においては、スイッチＳｃを非導通に維持する期間Ｔ１と、スイッチＳｃの導通／非導通を切り替える期間Ｔ２とを導入する。期間Ｔ２は期間Ｔ１以外の期間である。よって期間Ｔ１を長くすると、期間Ｔ１は短くなる。

図２は、インバータ５に入力する直流電圧Ｖｄｃ１およびスイッチＳｃのスイッチ状態の一例を概略的に示している。なお図２の例示では、参考のために、単相交流電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および、リアクトルＬ４を流れる電流ｉＬも示されている。図２に例示するように、スイッチＳｃは期間Ｔ１において非導通（図２ではｏｆｆ）を維持する。よって期間Ｔ１においては、直流電圧Ｖｄｃ１は整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）と一致する。

図２の例示では、期間Ｔ２において、スイッチ状態が黒く塗りつぶされて示されている。しかるに、これを時間軸で拡大すると、図２の右側に示すように、期間Ｔ２においてスイッチＳｃの導通／非導通は繰り返し切り替わる。よって、期間Ｔ２においては、直流電圧Ｖｄｃ１はスイッチＳｃが導通するときに両端電圧Ｖｃと一致し、スイッチＳｃが非導通するときに整流電圧Ｖｒｅｃに一致する。期間Ｔ２においては、このスイッチＳｃが導通するデューティに応じて、直流電圧Ｖｄｃ１の平均を整流電圧Ｖｒｅｃと両端電圧Ｖｃとの間で制御することができる。つまり、期間Ｔ２では直流電圧Ｖｄｃ１の平均を整流電圧Ｖｒｅｃよりも増大できる。なおここでいう直流電圧Ｖｄｃ１の平均とは、例えばスイッチＳｃのスイッチング周期における直流電圧Ｖｄｃ１の平均（以下、第１平均とも呼ぶ）である。

以上のように、期間Ｔ１において直流電圧Ｖｄｃ１は整流電圧Ｖｒｅｃに一致し、期間Ｔ２において直流電圧Ｖｄｃ１の平均を、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い所望値に制御できる。

次に、単相交流電圧Ｖｉｎの１周期における直流電圧Ｖｄｃ１の平均（以下、第２平均と呼ぶ）の最大値と、期間Ｔ１の長さとの関係について考察する。上述のように、期間Ｔ１において直流電圧Ｖｄｃ１は整流電圧Ｖｒｅｃに一致し、期間Ｔ２において直流電圧Ｖｄｃ１を整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い値に制御できる。したがって、期間Ｔ１が短いほど、直流電圧Ｖｄｃ１の第２平均の最大値を増大できる。逆に言えば、期間Ｔ１を長くするほど、直流電圧Ｖｄｃ１の第２平均の最大値は低下する。

本実施の形態では、モータ６の回転速度ωｍが速度閾値よりも高いときの期間Ｔ１を、回転速度ωｍが速度閾値よりも低いときの期間Ｔ１よりも短く設定する。例えば回転速度ωｍが速度閾値よりも高いときには、期間Ｔ１を零に設定する。期間Ｔ１として零を採用すれば、期間Ｔ１の長短という観点では、直流電圧Ｖｄｃ１を最も高く制御することができる。逆に言えば、回転速度ωｍが低いときには、期間Ｔ１を長く設定する。

図３は、期間Ｔ１として零を採用したときの、直流電圧Ｖｄｃ１およびスイッチＳｃのスイッチ状態の一例を概略的に示している。なお図３の例示でも、参考のために、単相交流電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、および、電流ｉＬが示されている。図３に例示するように、スイッチＳｃは全期間（期間Ｔ２）において、導通／非導通を繰り返し切り替える。よって全期間において直流電圧Ｖｄｃ１の第１平均を整流電圧Ｖｒｅｃよりも高くすることができる。

ところで、モータ６に印加する交流電圧の振幅は、モータ６の回転速度ωｍが高いほど高くなる。またインバータ５がモータ６に出力可能な交流電圧の振幅の最大値は直流電圧Ｖｄｃ１に依存する。具体的には当該最大値は直流電圧Ｖｄｃ１が大きいほど大きい。したがって、回転速度ωｍが低いときには、直流電圧Ｖｄｃ１を高くする必要はない。

そこで、本実施の形態では、回転速度ωｍが低いときには、期間Ｔ１を長く設定しているのである（例えば図２）。これにより、回転速度ωｍが低いときの直流電圧Ｖｄｃ１の第２平均の最大値を低減することができる。例えば簡単のために、期間Ｔ１の長さの変更によっても期間Ｔ２におけるデューティが変更されないと仮定すれば、この期間Ｔ１の拡張によって、直流電圧Ｖｄｃ１の第２平均は低減する。

また、このように期間Ｔ１を長くして期間Ｔ２を短くすると、スイッチＳｃが導通可能な期間、つまりコンデンサＣ４を放電可能な期間も短くなり、放電量が低下し得る。コンデンサＣ４の充電量と放電量とは平衡するように制御されるので、放電量の低下によって、昇圧回路４ａによるコンデンサＣ４への充電量も低減される。つまりスイッチＳＬのオン期間は、回転速度ωｍが速度閾よりも低いときの方が、回転速度ωｍが速度閾値よりも高いときよりも短い。これにより、昇圧回路４ａに流れる電流が小さくなる。よって昇圧回路４ａで発生する損失も低減する。したがって、期間Ｔ１を長く設定して直流電圧Ｖｄｃ１を低減すれば、期間Ｔ１を短く設定する場合に比して、高い効率でモータ６を駆動することができる。

逆に、回転速度ωｍが高いときには、期間Ｔ１は短く設定される（例えば図３）。これにより、回転速度ωｍが高いときの直流電圧Ｖｄｃ１の第２平均の最大値を増大することができる。つまり、期間Ｔ１が長く設定される場合に比べて、直流電圧Ｖｄｃ１をより高く制御することができる。したがって、より大きい振幅を有する交流電圧をモータ６へと出力することができる。ひいては、高い回転速度ωｍでモータ６を適切に駆動することができる。

なおインバータ５が出力可能な最大値まで、交流電圧の振幅が増大すると、例えば弱め界磁制御（あるいは弱め磁束制御、以下、同様）を実行することで、回転速度ωｍを増大することができる。しかるに、この弱め界磁制御では、モータ６を流れる交流電流の振幅は回転速度ωｍの増大に対して急峻に増大する。かかる電流の増大は、例えば回路（コンバータ３、電力バッファ回路４、インバータ５およびモータ６）の電流容量を高める必要があるという点で、望ましくない。

本実施の形態では、回転速度ωｍが速度閾値よりも高いときには、直流電圧Ｖｄｃ１をより高く制御することができ、インバータ５は、より大きな振幅を有する交流電圧をモータ６へと出力することができる。したがって、弱め界磁制御が必要となる回転速度ωｍの値をより高めることができる。これにより、モータ６を流れる交流電流の振幅を低減できる。よって、回路に要求される電流容量を低減でき、製造コストを低減できる。

次に上述の制御を実行する構成について説明する。図１の例示では、速度検出部９および制御装置１０が設けられている。速度検出部９はモータ６の回転速度ωｍを検出する。例えば速度検出部９には、モータ６を流れる交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが入力される。この交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは周知の電流検出部によって検出される。速度検出部９は交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、モータ６の回転速度ωｍを算出し、これを制御装置１０へと出力する。

制御装置１０はスイッチ制御部１１と充放電期間設定部１２とを備えている。またここでは、制御装置１０はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置１０はこれに限らず、制御装置１０によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

充放電期間設定部１２には、速度検出部９によって検出された回転速度ωｍが入力される。充放電期間設定部１２はこの回転速度ωｍに基づいて上述のように期間Ｔ１（ひいては期間Ｔ２）の長さを設定し、期間Ｔ１の長さを示す情報Ｍをスイッチ制御部１１へと出力する。

図４は充放電期間設定部１２の動作の一例を示すフローチャートであり、図５は当該動作を説明するための図である。図４に示すように、まずステップＳＴ１にて、充放電期間設定部１２は、回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも高いか否かを判断する。速度閾値ωｒｅｆは例えば記憶部に記憶されており、充放電期間設定部１２がこれを読み出して、回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも高いか否かを判断する。この判断は例えば比較器を用いて行うことができる。

回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも低いと判断したときには、ステップＳＴ２にて充放電期間設定部１２は期間Ｔ１を第１値に決定する。以下では、第１値の期間Ｔ１に基づく制御を第１方式とも呼ぶ。一方で、ステップＳＴ１にて回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも高いと判断したときには、ステップＳＴ２にて充放電期間設定部１２は期間Ｔ１を第１値よりも小さい第２値（例えば零）に設定する。以下では、第２値の期間Ｔ１に基づく制御を第２方式とも呼ぶ。これにより、図５に示すように、回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも低いときには、第１方式が採用され、回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも高いときには第２方式が採用される。

スイッチ制御部１１は電力バッファ回路４のスイッチＳＬ，Ｓｃおよびインバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎへの制御信号ＳＳｃ，ＳＳＬ，ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎをそれぞれ生成し、これを電力バッファ回路４およびインバータ５へと出力する。なおスイッチ制御部１１には、情報Ｍの他、制御に必要な各種パラメータ（例えば波高値Ｖｍ，Ｉｍ、電源角速度ω、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑ）および各種指令値（例えば回転速度指令値ωｍ*）が入力され、これらに基づいて上記の制御信号を生成する。制御信号の生成方法としては、例えば特許文献１〜３の手法を採用できる。制御の具体例については後に述べる。

また回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも低いときの期間Ｔ１（例えば図２）は、整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）が電圧基準値Ｖｒｅｆ（例えば波高値Ｖｍの√２分の１）よりも高い期間であってもよい。つまり整流電圧Ｖｒｅｃが高いときに、スイッチＳｃを非導通に維持する。これによれば、図２に例示するように、期間Ｔ１において、ピーク値（波高値）付近の整流電圧Ｖｒｅｃが直流電圧Ｖｄｃ１として現れる。一方で、期間Ｔ１として、整流電圧Ｖｒｅｃが電圧基準値Ｖｒｅｆよりも低い期間を採用すれば、期間Ｔ１においてボトム値（零）付近の整流電圧Ｖｒｅｃが直流電圧Ｖｄｃ１として現れる。つまり、期間Ｔ１として、整流電圧Ｖｒｅｃが電圧基準値Ｖｒｅｆよりも高い期間を採用することで、直流電圧Ｖｄｃ１を増大することができる。これは単相交流電源１からの交流電圧を有効に利用するという点で望ましい。

また複数の速度閾値を設けてもよい。例えば回転速度ωｍが第１速度閾値よりも低いときには、期間Ｔ１を第１値に設定し、回転速度ωｍが第１速度閾値よりも高く第２速度閾値よりも低いときには、期間Ｔ１を第２値（＜第１値）に設定し、回転速度ωｍが第２速度閾値よりも高いときには、期間Ｔ１を第３値（＜第２値）に設定してもよい。

＜２−１．具体的な制御方法＞
以下では、参考のために、スイッチＳｃ，ＳＬおよびインバータ５の具体的な制御の一例について述べる。一例として、回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも低い第１方式において、整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）が波高値Ｖｍの√２分の１よりも高い期間に、期間Ｔ１を設定する（図２参照）。このとき、単相交流電圧Ｖｉｎの４分の１周期ごとに、期間Ｔ１，Ｔ２が切り替わる。一方で、回転速度ωｍが速度閾値ωｒｅｆよりも高い第２方式においては、期間Ｔ１を零に設定する（図４参照）。

＜２−１−１．基本的な考え方＞
まず第１方式および第２方式に共通する考え方について述べる。コンバータ３に入力する入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの波高値Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍ、および、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相角を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相角ωｔの正弦値と波高値との積として把握した。

式（１）の最右辺の第２項が電力脈動を示す。入力電力Ｐｉｎの変動幅は式（１）の最右辺の第２項の振幅であって、Ｖｍ・Ｉｍ／２で示される。なおコンバータ３が直流リンクに出力する電力は理想的にはコンバータ３に入力される入力電力Ｐｉｎと等しい。よって入力電力Ｐｉｎは直流リンクに入力される電力とも把握できる。またこの電力は上述のように脈動することから、以下では、この電力を脈動電力Ｐｉｎとも呼ぶことがある。直流リンクからインバータ５へと出力される直流電力Ｐｄｃの脈動を低減するには、式（１）の最右辺の第２項の振幅が低減するように、電力バッファ回路４が直流リンクと電力を授受すればよい。以下では、電力バッファ回路４が授受する電力をバッファ電力Ｐｂｕｆと呼ぶ。例えば１以下の正の変数ｋを導入し、バッファ電力Ｐｂｕｆを次式で決定する。

つまり、バッファ電力Ｐｂｕｆは、単相交流電源１から（あるいは更にフィルタ２を経由して：以下同様）入力される入力電力Ｐｉｎの直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）と、位相角ωｔの二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値cos（２ωｔ）と、変数ｋとの積で表されることになる。

図６は電力の一例を示すグラフである。図６の例示では２つのグラフが示されており、各グラフにおいて入力電力Ｐｉｎ、バッファ電力Ｐｂｕｆおよび出力電力Ｐｏｕｔが示されている。出力電力Ｐｏｕｔはインバータ５が出力する電力であり、これについては後に述べる。両グラフにおいては、変数ｋが異なる。

図６からも理解できるように、バッファ電力Ｐｂｕｆは、単相交流電圧の位相角ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下である第２期間Ｔ１２に正の値を採り、これ以外の第１期間Ｔ１１に負の値を採る。つまり電力バッファ回路４は、第２期間Ｔ１２においてはバッファ電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流リンクに出力し、第１期間Ｔ１１においてバッファ電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流リンクから受け取る。

単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値がその波高値Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには電力バッファ回路４は正の電力を出力し、波高値Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも説明できる。

入力電力Ｐｉｎとバッファ電力Ｐｂｕｆを用いて、インバータ５が出力する出力電力Ｐｏｕｔは以下の式で表される。なおインバータ５に入力する直流電力Ｐｄｃとインバータ５が出力する出力電力Ｐｏｕｔとは、理想的には互いに等しい。

式（３）の最右辺の第２項に示すように、出力電力Ｐｏｕｔの脈動の変動幅は（１−ｋ）・Ｖｍ・Ｉｍ／２で示される。変数ｋは０よりも大きく１以下であるので、この変動幅は脈動電力Ｐｉｎの変動幅（式（１）の最右辺の第２項の振幅）よりも小さい。つまり、電力バッファ回路４が式（２）のバッファ電力Ｐｂｕｆを直流リンクと授受することで、この直流リンクは、脈動電力Ｐｉｎの変動幅よりも小さい変動幅を有する直流電力Ｐｄｃをインバータ５に出力することになる。なお変数ｋは、脈動電力Ｐｉｎの変動幅と直流電力Ｐｄｃの変動幅との差の大きさに相当し、電力脈動を低減する程度を示すことになる。この変数ｋが大きいほど電力脈動は低減する。例えばｋ＝１のときには、式（３）の最右辺の第２項が零になるので、脈動を打ち消すことができることが分かる。以下では、変数ｋを補償率ｋとも呼ぶ。

上述の脈動低減を定性的に説明すると、脈動電力Ｐｉｎが大きいとき（第１期間Ｔ１１）に、電力バッファ回路４が直流リンクから電力を入力して、これを蓄え、脈動電力Ｐｉｎが小さいとき（第２期間Ｔ１２）に、電力バッファ回路４が電力を直流リンクへと出力することで、インバータ５へと入力される直流電力Ｐｄｃ（＝出力電力Ｐｏｕｔ）の脈動を低減するのである。

＜２−１−２．等価回路＞
図１に示された回路の等価回路である図６を示す。図６に示された等価回路においては、コンバータ３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、コンデンサＣ４の放電電流は、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介してモータ６に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。また図６では、昇圧回路４ａを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳＬとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉＬが付記されている。

このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式が成立する。

電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。また電流ｉＬも同様にスイッチＳＬのスイッチング周期における平均値である。

また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。

よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。またデューティｄｒｅｃはコンバータ３が直流電源線ＬＨ，ＬＬと接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、これ以降では整流デューティｄｒｅｃと称することがある。またデューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、これ以降では放電デューティｄｃと称することがある。またデューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、これ以降では零デューティｄｚと称することがある。

インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流電源線ＬＨ，ＬＬにおける直流電圧を利用することができない。よって、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧のうち、インバータ５が電力変換可能な期間における仮想的な直流電圧（以下「仮想直流電圧」と称す）Ｖｄｃを、下記のように考えることができる。仮想直流電圧Ｖｄｃはインバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，ＳＬやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される電圧と把握することができる。

＜２−１−３．第１方式＞
バッファ電力Ｐｂｕｆは上述の通り第１期間Ｔ１１において負の値を採る。つまり第１期間Ｔ１１において、電力バッファ回路４は直流リンクからバッファ電力Ｐｂｕｆを受け取る。このとき、電力バッファ回路４は直流リンクへと電力を出力する必要はない。つまりコンデンサＣ４は直流リンクへと放電する必要がない。そこで第１期間Ｔ１１においてはスイッチＳｃを非導通に維持してもよい。つまり第１期間Ｔ１１を上述の期間Ｔ１に採用してもよい。このとき期間Ｔ１において放電デューティｄｃは零に維持される。

またバッファ電力Ｐｂｕｆは上述の通り第２期間Ｔ１２において正の値を採る。つまり第２期間Ｔ１２においてスイッチＳｃが導通／非導通を切り替えることで、コンデンサＣ４が直流リンクへと放電する。言い換えれば、第２期間Ｔ１２は上述の期間Ｔ２に採用されることになる。

また第２期間Ｔ１２において、電力バッファ回路４は直流リンクから電力を受け取る必要はない。そこで、第２期間Ｔ１２においてはスイッチＳＬを非導通に維持してもよい。換言すれば、スイッチＳＬを導通させる昇圧デューティｄＬを、第２期間Ｔ１２において零に維持してもよい。

このような制御においては、第１期間Ｔ１１では電力バッファ回路４は専ら電力を受け取るのみであり、直流リンクへと電力を与えない。一方で、第２期間Ｔ１２では電力バッファ回路４は専ら電力を与えるのみであり、直流リンクから電力を受け取らない。

＜２−１−４．第２方式＞
上述の例とは異なって、電力バッファ回路４は全期間に亘って電力の授受を許容してもよい。つまり第１期間Ｔ１１においても電力バッファ回路４は直流リンクと電力を授受するものの、電力バッファ回路４は第１期間Ｔ１１における電力収支として式（２）で示すバッファ電力Ｐｂｕｆを直流リンクから受け取る。つまり、第１期間Ｔ１１では、電力バッファ回路４が直流リンクから受け取る電力ＰＬは、直流リンクへと与える電力Ｐｃよりも大きい。同様に電力バッファ回路４は第２期間Ｔ１２における電力収支として式（２）で示すバッファ電力Ｐｂｕｆを直流リンクへと与える。つまり、第２期間Ｔ１２では電力Ｐｃは電力ＰＬよりも大きい。この方式では、全期間に亘ってスイッチＳｃの導通／非導通が切り替わる。したがって、この方式は上述の第２方式において、スイッチＳｃを非導通に維持する期間Ｔ１を零に設定した場合に相当する。つまり全期間が、スイッチＳｃの導通／非導通を繰り返し切り替える期間Ｔ２に相当する。

＜２−１−４−１．第１方式の具体的な制御方法＞
ここでは特許文献２に記載された制御信号の生成方法について述べる。まず波高値Ｖｍに対する仮想直流電圧Ｖｄｃの比を電圧利用率Ｒとして導入する。この電圧利用率Ｒが高いほど、単相交流電圧Ｖｉｎを利用していることになる。電圧利用率Ｒを最大にするための整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃを、と第１期間Ｔ１１（期間Ｔ１）において、それぞれ式（６）及び式（７）で設定する。但し、特許文献２で示唆されるように、これは仮想直流電圧Ｖｄｃが一定となる場合において、電圧利用率Ｒを最大にする設定である。このとき電圧利用率Ｒは（１／√２）となる。第１期間Ｔ１１（期間Ｔ１）においてはｄｃ＝０なので、スイッチＳｃは導通しない。また第２期間Ｔ１２（期間Ｔ２）においてはコンデンサＣ４は充電されず、従って電流ｉＬは流れない（図２も参照）。

さて、当該「第１設定」では、上述の電圧利用率Ｒを維持しつつ、つまり、式（７），（８）のデューティを維持しつつ、インバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃを脈動させ、式（２）を満足させるバッファ電力Ｐｂｕｆを得る。

具体的には下式を満足する直流電流Ｉｄｃをインバータ５に入力させる。下式を満足させるためのインバータ５の制御は、電流指令値を制御することによって実現できる。当該電流指令値の制御については後述する。

第２期間Ｔ１２（期間Ｔ２）においては、上述のように電流ｉＬを零とするので、電流ｉｒｅｃは電流ｉｒｅｃ１に等しく、電流ｉｒｅｃは積ｄｒｅｃ・Ｉｄｃに等しい。よって下式が成立する。但し電圧利用率Ｒに鑑みて、Ｖｍ／Ｖｄｃ＝√２を採用した。

電流ｉｒｅｃは入力電流Ｉｉｎの絶対値として現れるのであるから、入力電流Ｉｉｎが正弦波とは異なる。よって本実施の形態において波高値Ｉｍは、入力電流Ｉｉｎの実効値（つまり入力電流Ｉｉｎの二乗の時間平均）を実効値として正弦波を呈する電流の波高値である。

但し、式（１０）において、ｋの値に依らず、cos（２ωｔ）＝０であるときには｜sin（ωｔ）｜＝１／√２であり、電流ｉｒｅｃは値Ｉｍ／√２を採る。そこで本実施の形態では、電流ｉｒｅｃの波高値Ｉｍは、位相角ωｔがπ／４，３π／４であるとき（即ち第２期間Ｔ１２と第１期間Ｔ１１との境界）に電流ｉｒｅｃ（即ち電流Ｉｉｎの絶対値）が採る値の√２倍として把握することができる。

式（１０）から、第２期間Ｔ１２（期間Ｔ２）において単相交流電源１から入力する電力は、式（１１）で求められる。

他方、インバータ５に入力される電力、即ちインバータ５が消費する出力電力Ｐｏｕｔは、直流電流Ｉｄｃと仮想直流電圧Ｖｄｃとの積で求まり、式（１２）で求められる。

よって式（１１）と式（１２）の差を求めると、式（１３）となり、式（２）と一致する。

よって直流電流Ｉｄｃを式（９）で設定することの妥当性が説明された。

また、第１期間Ｔ１１（期間Ｔ１）においては、電流ｉＬを式（１４）のように設定する。そうすると、第１期間Ｔ１１（期間Ｔ１）において電力バッファ回路４で蓄積される電力は式（１５）のように計算され、バッファ電力Ｐｂｕｆを示す式（２）と絶対値が等しく、極性が反対となる。よって電流ｉＬを式（１４）で設定することが妥当であることが判る。

この電流ｉＬはスイッチＳＬの導通／非導通に基づいて制御される。つまり、スイッチＳＬを適宜に制御することで、電流ｉＬを式（１４）に示す値にすることができる。電流ｉＬを所望の値に近づけるためのスイッチＳＬの制御は昇圧チョッパ回路の制御として周知であるので、詳細な説明は省略する。

またスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚを制御するためのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは式（５）、式（７）および式（８）によって与えられている。但し、実際にはスイッチＳｒｅｃは設けられず、等価回路において現れているに過ぎない。よって、デューティｄｃ，ｄｚに基づいてそれぞれスイッチＳｃおよびインバータ５を制御することで、等価的にスイッチＳｒｅｃを制御する。つまり、第２期間Ｔ１２においては式（７）のデューティｄｃに基づいてスイッチＳｃの導通／非導通を制御し、第１期間Ｔ１１においては式（８）のデューティｄｃに基づいてスイッチＳｃを非導通に制御する。

また第２期間Ｔ１２においては式（５）および式（７）で求まる零デューティｄｚに基づいて、インバータ５に零電圧ベクトルを採用させる。零電圧ベクトルは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全て、または、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全ての非導通にしたときの電圧ベクトルである。第１期間Ｔ１１においては式（５）および式（８）で求まる零デューティｄｚに基づいて、インバータ５に零電圧ベクトルを採用させる。

以上のように、スイッチＳＬ，Ｓｃおよびインバータ５の制御によって、等価的にスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚに基づいて導通させることができる。ひいては直流電力Ｐｄｃの脈動を低減することができる。

なおこの第１方式では、上述のように電圧利用率Ｒを最大化しているものの、その値は１／√２である。つまり、仮想直流電圧Ｖｄｃの最大値は波高値Ｖｍの√２分の１である。

＜２−１−５．第２方式＞
次に、第２方式において、全期間に亘ってスイッチＳｃの導通／非導通を切り替える場合について述べる。ここでは特許文献１に記載された制御信号の生成方法について述べる。バッファ電力Ｐｂｕｆは、直流リンクから電力バッファ回路４へと入力される電力ＰＬと、電力バッファ回路４から直流リンクへと出力される電力Ｐｃとの差（Ｐｃ−ＰＬ）で表される。直流リンクから電力バッファ回路４へと電力ＰＬが入力されるときには、コンデンサＣ４は充電されるので、以下では電力ＰＬを充電電力ＰＬとも呼ぶ。一方で、電力バッファ回路４から直流リンクへと電力Ｐｃが出力されるときには、コンデンサＣ４が放電するので、以下では、電力Ｐｃを放電電力Ｐｃとも呼ぶ。

上述の充電電力ＰＬ及び放電電力Ｐｃの一例として、これらをそれぞれ式（１６）および式（１７）で定める。

ｋ１は補償率ｋの２分の１である。式（１６）に示すように、充電電力ＰＬは入力電力Ｐｉｎのｋ１倍の電力であり、式（１７）に示すように、放電電力Ｐｃは入力電力Ｐｉｎの交流成分の（−２・ｋ１）倍に充電電力ＰＬを加えた電力である。

式（１６）、（１７）と、Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ−ＰＬであることから、式（２）が満足されることは明白である。

このような充電電力ＰＬ及び放電電力Ｐｃが電源位相において排他的な期間（期間Ｔ１および期間Ｔ２）でそれぞれ電力バッファ回路４と直流リンクとの間で授受される特許文献２，３とは異なり、電源位相において排他的な期間は設定されない。

ただし、Ｐｃ＞ＰＬ（すなわちＰｂｕｆ＞０）となる第２期間（以下「放電主体期間」とも称す）Ｔ１２では充電よりも放電が主体であって、Ｐｃ＜ＰＬ（すなわちＰｂｕｆ＜０）となる第１期間Ｔ１１（以下「充電主体期間」とも称す）では放電よりも充電が主体である。式（５），（６）から理解されるように、（ｎ＋１／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋３／４）πの期間が充電主体期間であり、（ｎ＋３／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋５／４）πの期間が放電主体期間である（ｎは整数：以下同様）。

第２方式においては、期間Ｔ１は零であり、第１期間Ｔ１１および第２期間Ｔ１２の両方が期間Ｔ２に含まれることになる。

次に、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃのうち、コンバータ３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１を、値ｋ１（＝補償率ｋの２分の１）に依存して設定する技術を説明する。

さてコンバータ３の出力側には、式（１８）で示される整流電圧Ｖｒｅｃが印加される。

また、コンバータ３から直接にインバータ５へと向かう電力Ｐｒｅｃは、入力電力Ｐｉｎから充電電力ＰＬを差し引いた分である。つまり、Ｐｒｅｃ＝Ｐｉｎ−ＰＬが成立するので、下式（１９）が成立する。

よって電流ｉｒｅｃ１は下式（２０）で表される。

式（１）においては、入力電流ＩｉｎがＩｍ・sin（ωｔ）で表される、即ち正弦波状の波形を呈することを前提としているので、電流ｉＬは下式（２１）を満足する。図１から分かるように、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃは、電流ｉｒｅｃ１と電流ｉＬとの和と等しいからである。

コンデンサＣ４からインバータ５に流れる放電電流ｉｃを導入すると、電力バッファ回路４から出力される放電電力Ｐｃは積Ｖｃ・ｉｃで表される。よって放電電力Ｐｃが式（１７）を満足するためには、放電電流ｉｃは下式（２２）を満足すればよい。

式（２０），（２２），（４）から、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ次式（２３），（２４）で設定される。

つまり電力収支の要請から式（２０），（２２），（２３），（２４）が採用され、更に入力電流Ｉｉｎを正弦波状にして、上記の諸式の前提となる式（１）を満足させる要請から式（２１）が採用される。

なお、コンバータ３がダイオードブリッジを採用する場合、上述のように、コンバータ３が能動的に式（２３）で示される整流デューティｄｒｅｃでスイッチングすることはできない。よって式（２３），（２４），（５）で決定される零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、式（２０）で示される電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。

ところで、直流リンクからインバータ５に入力する直流電力Ｐｄｃは仮想直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積となる。そしてインバータ５は直流リンクから、脈動電力Ｐｉｎと放電電力Ｐｃとの和から充電電力ＰＬを引いた直流電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−ＰＬ）を得るのであるから、下式（２５）が成立する。

但し、ここまでの設定では、仮想直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃのいずれについても制限していない。つまり値ｋ１（＝補償率ｋの２分の１）を定めてしまえば、仮想直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃをどのように設定しても、これらが式（２５）を満足する限り、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを設定することができる。

特許文献１では、更に電圧利用率（＝Ｖｄｃ／Ｖｍ）を最大とする条件を加えて、デューティｄｅｒｃ，ｄｃ，ｄｚを算出している。例えばデューティｄｚを零に設定する。式（５）および式（６）から理解できるように、零デューティｄｚが零であるときに、仮想直流電圧Ｖｄｃが最も大きくなるからである。

零デューティｄｚが零であれば、式（５），（２３），（２４）から、式（２６）が得られる。

零デューティｄｚは、インバータ５においてスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全て、または、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てをオンするデューティである。放電デューティｄｃはスイッチＳｃをオンするデューティであり、昇圧デューティｄＬはスイッチＳＬをオンするデューティである。例えばスイッチ制御部１１は各デューティｄｚ，ｄｃ，ｄＬに基づいてインバータ５および電力バッファ回路４の制御信号を生成する。例えば各デューティとキャリアとの比較に基づいて各制御信号を生成する。

なお特許文献１では、次で説明するようにインバータ５の制御信号を生成している。まず回転速度ωｍと回転速度指令値ωｍ*との偏差を算出し、その偏差Δωに対して比例積分制御を施す。これと並行して、モータ６の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗおよび交流電圧（指令値）に基づいて、出力電力Ｐｏｕｔを算出し、その脈動成分を抽出する。そしてその脈動成分と、目標脈動成分（即ち式（３）の最右辺の第２項）との偏差ΔＰを算出し、その偏差ΔＰに対して比例積分制御を施す。次に偏差Δωに対する比例積分制御の結果と、偏差ΔＰに対する比例積分制御の結果とを加算して、電流指令値を生成する。そして、この電流指令値に基づいてインバータ５を制御する制御信号を生成する。かかる電流指令値に基づく制御信号の生成は周知であるので、詳細な説明を省略する。

第２式においては、各デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚ，ｄＬを調整することで、例えば仮想直流電圧Ｖｄｃを波高値Ｖｍの一定に維持することができる。他方、第１方式では、第１期間Ｔ１１（期間Ｔ１）においては、ｄｃ＝０であるので、仮想直流電圧Ｖｄｃを整流電圧Ｖｒｅｃよりも高くすることができない（式（６）参照）。例えば図２の場合には、上述したように仮想直流電圧Ｖｄｃの最大値は波高値Ｖｍの√２分の１である。よって、第２方式の方が仮想直流電圧Ｖｄｃを増大することができる。

なお上述の例では、回転速度が速度閾値よりも高いときの期間Ｔ１を、回転速度が速度閾値よりも低いときの期間Ｔ１よりも短く設定した。また上述のように、回転速度とモータ６に印加する交流電圧の振幅とに略正の相関関係がある。充放電期間設定部１２は、モータ６に印加する交流電圧の振幅が上限に達したときに期間Ｔ１を短縮して設定してもよい。つまり、速度閾値ωｒｅｆとして、モータ６へ印加する交流電圧の振幅が上限に達するときの回転速度ωｍの値を採用してもよい。かかる上限は、直流電圧Ｖｄｃ１によって決定される。よって当該振幅が上限に達したことは、交流電圧の振幅と直流電圧Ｖｄｃ１との比較によって検出できる。

このように、モータ６への交流電圧の振幅が上限に達したときに期間Ｔ１を短く設定することで、直流電圧Ｖｄｃ１を増大させて、モータ６へ出力可能な交流電圧の振幅の上限を増大させ、もって回転速度ωｍを更に増大することができる。よって、弱め界磁（弱め磁束）制御を採用することなく、回転速度を増大することができる。また当該振幅としては、インバータ５が出力する交流電圧についての指令値を採用してもよい。つまり、当該交流電圧についての振幅指令値が上限に達したとき（例えば直流電圧Ｖｄｃ１に達したとき）に期間Ｔ１を短縮して設定してもよい。

また上述の例では、数（３）を前提として制御を行っているものの、必ずしもこれに限らない。

ＬＬ，ＬＨ 直流電源線
４ 電力バッファ回路
５ インバータ
１１ スイッチ制御部
１２ 充放電期間設定部

Claims (4)

1. 第１および第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   単相交流電圧を整流電圧に全波整流して、前記整流電圧を前記第１および前記第２の直流電源線の間に印加する整流回路（３）と、
   前記第１および前記第２の直流電源線の間において相互に直列に接続される放電スイッチ（Ｓｃ）およびコンデンサ（Ｃ４）と、
   前記整流電圧を昇圧して、前記コンデンサを充電する昇圧回路（４ａ）と、
   前記放電スイッチが非導通であるときに、前記第１および前記第２の直流電源線の間の直流電圧（Ｖｄｃ１）として前記整流電圧が入力され、前記放電スイッチが導通するときに前記直流電圧として前記コンデンサの両端電圧が入力され、入力された前記直流電圧を交流電圧に変換してモータ（６）へと出力するインバータ（５）と
   を備える電力変換装置において、前記放電スイッチを制御する装置であって、
   第１期間（Ｔ１）に亘って前記放電スイッチを非導通に維持し、前記第１期間以外の第２期間（Ｔ２）において前記放電スイッチの導通／非導通を切り替えるスイッチ制御部（１１）と、
   前記モータの回転速度が速度閾値（ωｒｅｆ）よりも高いときの前記第１期間を、前記回転速度が前記速度閾値よりも低いときの前記第１期間よりも短く設定する充放電期間設定部（１２）と
   を備える、電力変換装置の制御装置。
2. 前記回転速度（ωｍ）が前記速度閾値（ωｒｅｆ）よりも高いときの前記第１期間（Ｔ１）の長さは零である、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記回転速度（ωｍ）が前記速度閾値（ωｒｅｆ）よりも低いときの前記第１期間(Ｔ１)は、前記整流電圧が所定値よりも大きい期間である、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記速度閾値は、前記モータ（６）へ印加する前記交流電圧の振幅が上限に達するときの前記回転速度である、請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御装置。

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