JP5664733B1 - 直接形電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】充放電回路に要求される電力容量を低減する技術を提供する。【解決手段】コンバータ３は単相電圧Ｖｉｎに対してして全波整流を行い、直流電源線ＬＬ，ＬＨの間に整流電圧Ｖｒｅｃを出力する。インバータ５は整流電圧Ｖｒｅｃを受け、三相交流の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを誘導性負荷６に供給する。直流電源線ＬＬ，ＬＨの間には充放電回路４が接続される。充放電回路４はバッファ回路４ａと昇圧回路４ｂと有する。バッファ回路４ａはコンデンサＣ４とスイッチＳｃとの直列接続を含む。昇圧回路４ｂは例えば昇圧チョッパで構成され、スイッチＳｌ、リアクトルＬ４、ダイオードＤ４０を含む。コンバータ３に入力する電力の脈動の一部を、充放電回路４が、直流電源線ＬＬ，ＬＨとの間で授受する。【選択図】図１

Description

本発明は、直接形電力変換装置を制御する方法に関する。

特許文献１，２及び非特許文献１，２，３には、直接形電力変換装置について記載されている。直接形電力変換装置はダイオード整流器とインバータと充放電回路とを備えている。

ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して一対の直流電源線（直流リンク）に出力する。

充放電回路は直流リンクに設けられ、バッファ回路と昇圧回路とを備えている。バッファ回路は一対の直流電源線の間で互いに直列に接続されるスイッチおよびコンデンサを有する。スイッチの導通によってコンデンサが放電して直流リンクへと電力を授与する。

昇圧回路はダイオード整流器からの整流電圧を昇圧してコンデンサを充電する。これによって充放電回路は直流リンクから電力を受納する。インバータは直流リンクの直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して出力する。

特開２０１１−１９３６７８号公報 特開２０１２−１３５１８４号公報

大沼喜也、伊東淳一、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057（2010） 大沼喜也、伊東淳一、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の実機検証」、平成22年電気学会産業応用部門大会、1-124（2010） 大沼喜也、伊東淳一、「単相三相変換器における昇圧チョッパ回路とアクティブバッファ回路の比較」、平成23年電気学会全国大会、4-042（2011）

しかしながら、これらの文献で提案されている充放電回路には、単相交流電圧の脈動成分を補償するために、大きな電力容量が要求される。

また、一般に電解コンデンサは安価ではあるが、その許容するリプル電流が小さい。よって上記で提案されている充放電回路が有するコンデンサには、例えば非特許文献３のようにフィルムコンデンサや積層セラミックコンデンサを採用することが望ましい。かかる観点からは充放電回路を安価に構成することが困難である。

そこで、本願では、充放電回路と直流リンクとの間で授受される電力を低減し、充放電回路に要求される電力容量を低減する技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法は、第１電源線（ＬＨ）と；前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と；単相交流電源（１）が接続される入力側と、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側とを有し、単相全波整流を行うコンバータ（３）と；前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられた充放電回路（４）と；前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（５）とを備える直接形電力変換装置を制御する方法である。

当該直接形電力変換装置において、前記充放電回路は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して、前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含み、前記第１電源線と前記第２電源線との間で電力を授受するバッファ回路（４ａ）と；前記コンバータ（３）からの整流電圧（Ｖｒｅｃ）を昇圧して前記コンデンサを充電する昇圧回路（４ｂ）とを有する。

そして前記バッファ回路（４ａ）は、前記単相交流電源（１，２）が出力する交流波形を当該交流波形の位相角（ωｔ）の正弦値（sin（ωｔ））として把握したときの当該位相角（ωｔ）の二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値（cos（２ωｔ））が正となる第１期間（Ｔ１）において、前記第１電源線及び前記第２電源線へと電力を授与し；前記余弦値が負となる第２期間（Ｔ２）において前記第１電源線及び前記第２電源線から電力を受納する。

そして前記コンバータ（３）は整流デューティ（ｄｒｅｃ）で導通し、前記整流デューティは前記第１期間において前記正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）の√２倍の値を採る。

当該制御方法の第１の態様は、前記インバータ（５）に入力する電力（Ｖｄｃ・Ｉｄｃ）を、前記第１期間と前記第２期間との境界で前記コンバータ（３）に入力する入力電流の絶対値（Ｉｍ／√２）と、前記単相交流電源の交流電圧（Ｖｉｎ）の実効値（Ｖｍ／√２）と、前記余弦値（cos（２ωｔ））が１未満で正の定数（１−ｋ）倍された値を１から差し引いた値（（１−（１−ｋ）・cos（２ωｔ））との積とする。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記第２期間（Ｔ２）において前記正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）の√２倍の値の逆数（１／（√２｜sin（ωｔ）｜））を採る。前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）は、前記第１期間（Ｔ１）において、前記単相交流電源の交流電圧（Ｖｉｎ）の波高値（Ｖｍ）を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（Ｖｍ／Ｖｃ）と、前記余弦値（cos（２ωｔ））との積を√２で除した値をとる放電デューティ（ｄｃ）で導通し、前記コンデンサ（Ｃ４）を放電させる。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第３の態様は、その第１の態様であって、前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記第２期間（Ｔ２）において値１を採る。前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）は、前記第１期間（Ｔ１）において、前記単相交流電源の交流電圧（Ｖｉｎ）の波高値（Ｖｍ）を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（Ｖｍ／Ｖｃ）と、前記余弦値（cos（２ωｔ））との積をとる放電デューティ（ｄｃ）で導通し、前記コンデンサ（Ｃ４）を放電させる。

例えば前記昇圧回路（４ｂ）は、カソードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたアノードとを備えるダイオード（Ｄ４０）と；前記第１電源線（ＬＨ）と前記カソードとの間に接続され、前記昇圧回路に入力する電流が流れるリアクトル（Ｌ４）と；前記第２電源線（ＬＬ）と前記カソードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）とを備える。

そして、前記第２期間（Ｔ２）において、前記昇圧回路の前記第２スイッチを制御して前記リアクトル（Ｌ４）を流れる電流（ｉｌ）を制御する。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、バッファ回路が授受する電力を低減し、以てバッファ回路に要求される電力容量を低減する。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、インバータが電力変換可能な期間における仮想的な直流電圧の平均値を一定にできる。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、電圧利用率を向上することができる。

実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１に示された回路の等価回路を示す回路図である。 図１に示された直接形電力変換装置の第１の設定における動作を示すグラフである。 図１に示された直接形電力変換装置の第１の設定における動作を示すグラフである。 図１に示された直接形電力変換装置の第２の設定における動作を示すグラフである。 図１に示された直接形電力変換装置の第２の設定における動作を示すグラフである。 実施の形態に示された直流電流で制御を行うための構成の一例を示すブロック図である。 直接形電力変換装置において入力電力と、コンデンサの静電容量と、リプル電流との関係を示すグラフである。 図１に示された直接形電力変換装置の変形を示す回路図である。

Ａ．直接形電力変換装置の構成：
図１は、本実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換装置は、コンバータ３と、充放電回路４と、インバータ５とを備えている。

コンバータ３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃに変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬ（これらはいわゆる直流リンクを形成する）の間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。

充放電回路４はバッファ回路４ａ及び昇圧回路４ｂを有する。バッファ回路４ａはコンデンサＣ４を含み、直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。昇圧回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

バッファ回路４ａはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。

昇圧回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。

コンデンサＣ４は、昇圧回路４ｂにより充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従って第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチについて、スイッチＳｃと称することがある。

また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従って第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｌのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳｌと称することがある。

インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。

例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。

Ｂ．制御方法．
(b-1)電力低減の基本的な考え方．
コンバータ３に入力する瞬時入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの波高値Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍ、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相角を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相角ωｔの正弦値と波高値との積として把握した。

式（１）の右辺の第２項が電力脈動を示す。従来の技術では、かかる電力脈動を打ち消すべく、バッファ回路４ａが式（１）の右辺第２項と同じ値であって極性の異なる電力を直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で授受していた。そのため、充放電回路４の電力容量は式（１）の右辺第２項以上に選定する必要があった。

そこで、充放電回路４の電力容量を低減するために、どのような技術を採用すれば上記のように授受される電力（以下、「瞬時授受電力Ｐｂｕｆ」と称す）を低減できるのかについて説明する。

もちろん、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを全く零にすることは、インバータ５に入力する電力が式（１）の右辺第２項で脈動することになって望ましくないし、そもそも充放電回路４の電力容量の低減を図る必要もない。そこで、１未満の正の定数ｋを導入し（従って値（１−ｋ）も１未満の正の定数となる）、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを次式で決定する。換言すれば、このような瞬時授受電力Ｐｂｕｆを実現するために特徴的な手法について、以下に説明することになる。

つまり、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、単相交流電源１から（あるいは更にフィルタ２を経由して：以下同様）入力される瞬時電力の直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）と、位相角ωｔの二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値cos（２ωｔ）と、定数ｋとの積で表されることになる。

瞬時授受電力Ｐｂｕｆは具体的には、単相交流電圧の位相角ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下である期間（以下「授与期間」と称す）に正の値を採り、これ以外の期間（以下「受納期間」）に負の値を採る。つまりバッファ回路４ａは、授与期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬに授与し、受納期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬから受納する。これにより電力脈動が相殺される。

単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値がその波高値Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには充放電回路４は正の電力を出力し、波高値Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも把握できる。

特許文献１及び非特許文献１（以下「第１文献群」と称す）を参照し、図１に示された回路の等価回路である図２を示す。図２に示された等価回路においては、コンバータ３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、コンデンサＣ４の放電電流は、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃｄとして等価的に表されている。また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。また図２では、昇圧回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが付記されている。

このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式が成立する。

電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。また電流ｉｌも同様にスイッチＳｌのスイッチング周期における平均値である。

また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。

よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃｄ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。またデューティｄｒｅｃはコンバータ３が直流電源線ＬＨ，ＬＬと接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、これ以降では整流デューティｄｒｅｃと称することがある。またデューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、これ以降では放電デューティｄｃと称することがある。またデューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、これ以降では零デューティｄｚと称することがある。

インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流電源線ＬＨ，ＬＬにおける直流電圧を利用することができない。よって、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧のうち、インバータ５が電力変換可能な期間における仮想的な直流電圧（以下「仮想直流電圧」と称す）Ｖｄｃを、下記のように考えることができる。仮想直流電圧Ｖｄｃはインバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，Ｓｌやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される電圧と把握することができる。

以下、波高値Ｖｍに対する仮想直流電圧Ｖｄｃの比Ｒ（＝Ｖｄｃ／Ｖｍ）を電圧利用率と称す。

(b-2)電圧利用率Ｒを最大とするための、デューティの第１の設定．
第１文献群では、電圧利用率Ｒを最大にするための整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃを、授与期間と受納期間において、それぞれ式（６）及び式（７）で設定した。但し、特許文献１で示唆されるように、これは仮想直流電圧Ｖｄｃが一定となる場合において、電圧利用率Ｒを最大にする設定である。このとき電圧利用率Ｒは（１／√２）となる。受納期間においてはｄｃ＝０なので、スイッチＳｃは導通しない。また授与期間においてはコンデンサＣ４は充電されず、従って電流ｉｌは流れない。

さて、当該「第１設定」では、上述の電圧利用率Ｒを維持しつつ、つまり、式（６），（７）のデューティを維持しつつ、インバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃを脈動させ、式（２）を満足させる瞬時授受電力Ｐｂｕｆを得る。

具体的には下式を満足する直流電流Ｉｄｃをインバータ５に入力させる。下式を満足させるためのインバータ５の制御は、電流指令値を制御することによって実現できる。当該電流指令値の制御については後述する。

授与期間においては、上述のように電流ｉｌを零とするので、電流ｉｒｅｃは電流ｉｒｅｃ１に等しく、電流ｉｒｅｃは積ｄｒｅｃ・Ｉｄｃに等しい。よって下式が成立する。但し電圧利用率Ｒに鑑みて、Ｖｍ／Ｖｄｃ＝√２を採用した。

電流ｉｒｅｃは入力電流Ｉｉｎの絶対値として現れるのであるから、第１文献群で示された技術（以下、「基本技術」と称す）とは異なり、入力電流Ｉｉｎが正弦波とは異なる。よって本実施の形態（当該「第１の設定」のみならず後述の「第２の設定」を含む：以下同様）において波高値Ｉｍは、入力電流Ｉｉｎの実効値（つまり入力電流Ｉｉｎの二乗の時間平均）を実効値として正弦波を呈する電流の波高値である。

但し、式（９）において、ｋの値に依らず、cos（２ωｔ）＝０であるときには｜sin（ωｔ）｜＝１／√２であり、電流ｉｒｅｃは値Ｉｍ／√２を採る。そこで本実施の形態では、電流ｉｒｅｃの波高値Ｉｍは、位相角ωｔがπ／４，３π／４であるとき（即ち授与期間と受納期間との境界）に電流ｉｒｅｃ（即ち電流Ｉｉｎの絶対値）が採る値の√２倍として把握することができる。

式（９）から、授与期間において単相交流電源１から入力する電力は、式（１０）で求められる。

他方、インバータ５に入力される電力、即ちインバータ５が消費する瞬時出力電力Ｐｏｕｔは、直流電流Ｉｄｃと仮想直流電圧Ｖｄｃとの積で求まり、式（１１）で求められる。

よって式（１０）と式（１１）の差を求めると、式（１２）となり、式（２）と一致する。

よって直流電流Ｉｄｃを式（８）で設定することの妥当性が説明された。

また、受納期間においては、電流ｉｌを式（１３）のように設定する。そうすると、受納期間において充放電回路４で蓄積される電力は式（１４）のように計算され、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを示す式（２）と絶対値が等しく、極性が反対となる。よって電流ｉｌを式（１３）で設定することが妥当であることが判る。

以上のことから、授与期間において式（６）で示される整流デューティｄｒｅｃを満足してコンバータ３からインバータ５に電流ｉｒｅｃ１を流す制御が行われているとき、更に下記制御を行うことで、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを基本技術のｋ倍にまで低減することができることが判る。

(i)インバータ５には式（８）を満足する電流Ｉｄｃを入力させる：
(ii)バッファ回路４ａには、式（１３）を満足する電流ｉｌを受納期間に入力する。

なお、上記(i)のための具体的な手法は後の「(b-4)」で説明する。上記(ii)のための具体的な昇圧回路４ｂの動作は、第１文献群に基づいて容易に得ることができる。即ち、スイッチＳｌが導通する導通デューティｄｌは、基本技術で示された導通デューティｄｌの値を√ｋ倍にすれば得られる。

基本技術と同様に、仮想直流電圧Ｖｄｃを一定として、電圧利用率Ｒがその最大値（１／√２）を採るには、更に授与期間において、
(iv)式（６）を満足する放電デューティｄｃでスイッチＳｃを導通させて、コンデンサＣ４を放電させ：
(v)式（６）で示される整流デューティｄｒｅｃでコンバータ３が動作する。

但し、実際にはスイッチＳｒｅｃは設けられず、等価回路において現れているに過ぎない。つまり、その導通／非導通は、スイッチＳｃ及びインバータ５の動作に従属して決定される。つまり式（４）を考慮すると、授与期間においては式（１５）に従って、また受納期間においては式（１６）に従って、それぞれ放電デューティｄｃでスイッチＳｃの導通／非導通を制御し、零デューティｄｚでインバータ５のスイッチングを制御し（つまり零デューティｄｚに相当する期間においては、インバータ５が出力する電圧によらず零相電流が流れる）、結果的に整流デューティｄｒｅｃを実現することになる。この場合であっても、受納期間においてスイッチＳｃは導通しない。

上記(iv)(v)のための、より具体的な手法は、第１文献群で説明されているので、ここでは省略する。

図３及び図４は、いずれも図１に示された直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。図３は基本技術を採用した場合であり、図４は(i)〜(iv)を採用した場合であってｋ＝１／３に設定されている。また電圧の比Ｖｃ／Ｖｍは図３と図４とで等しく設定した。なお、基本技術は当該「第１の設定」においてｋ＝１とした場合に相当する（式（８）〜（１４）参照）。

図３及び図４のいずれにおいても、最上段にデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、上から二段目に仮想直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃ（式（５）参照）並びに電流Ｉｄｃを、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃｄ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆを、それぞれ示した。また記号Ｔ１，Ｔ２はそれぞれ授与期間及び受納期間を示す。

図３及び図４のいずれにおいても、横軸は位相角ωｔを「度」を単位として採用して示した。また、電流Ｉｄｃ，ｉｒｅｃ，ｉｃｄ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１は、波高値Ｉｍを√２として換算した。電圧Ｖｒｅｃ，ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃは波高値Ｖｍを１として換算した。瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆは、上記のように換算された電圧、電流の積として求めている。授与期間Ｔ１において電流ｉｌは零であるので、電流ｉｒｅｃ１は電流ｉｒｅｃと一致する。受納期間Ｔ２においてｄｃ＝０であり、電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃは仮想直流電圧Ｖｄｃと一致する。

上述のように、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは基本技術と、当該第１の設定とで共通しており、従って、仮想直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃも基本技術（図３参照）と、当該第１の設定（図４参照）とで共通する。

但し、電流Ｉｄｃは式（８）で表されるので、図３に示される基本技術（つまりｋ＝１）と、図４に示される当該「第１の設定」の技術（ここではｋ＝１／３）とは大きく異なる。

図３及び図４のそれぞれにおいて、上から三段目に示される電流ｉｌは、当該「第１の設定」の方が、基本技術よりも低減されることが判る（式（１３）も参照）。

また電流ｉｃｄは値Ｉｄｃ・ｄｃを採る。そして基本技術と当該「第１の設定」との間で放電デューティｄｃが共通し、電流Ｉｄｃが相違する。具体的には電流ｉｃｄが流れる授与期間においては余弦値cos（２ωｔ）が正であり、定数ｋが小さいと値（１−ｋ）は大きいので、式（８）から判るように、定数ｋが小さいほど電流Ｉｄｃは小さくなる。つまり基本技術よりも当該「第１の設定」の方が、授与期間Ｔ１において電流Ｉｄｃは小さくなる。よって、電流ｉｃｄも電流Ｉｄｃと同様にして、基本技術よりも当該「第１の設定」の技術の方が低減する。

このような電流ｉｌ，ｉｃｄの低減は、充放電回路４において採用されるリアクトルＬ４やコンデンサＣ４に要求される電力容量を低減し、小型化及び廉価化という観点で望ましい。

また、当該「第１の設定」の技術の方が、基本技術よりも、入力する瞬時入力電力Ｐｉｎは正弦波から歪み、瞬時出力電力Ｐｏｕｔが脈動はするものの、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは低減することがわかる。

(b-3)電圧利用率Ｒを最大とするための、デューティの第２の設定．
上述のように、第１の設定では電流Ｉｄｃの脈動に伴って瞬時出力電力Ｐｏｕｔが脈動する。本実施の形態では瞬時授受電力Ｐｂｕｆを低減させるために、瞬時出力電力Ｐｏｕｔの脈動を許している。そこで、当該「第２の設定」では、インバータ５が利用する仮想直流電圧Ｖｄｃをも脈動させることにより、電圧利用率Ｒを向上する技術を説明する。

具体的には仮想直流電圧Ｖｄｃの波形を、受納期間において、入力電圧Ｖｉｎの絶対値Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜と等しく設定する。これにより、受納期間における電圧利用率Ｒの平均値Ｒａは式（１７）の計算によって０．９程度となる。これはつまり、インバータ５に入力する直流電圧の、単相交流電圧Ｖｉｎの周期に対する平均値で求めた電圧利用率であると見ることができる。

同様にして、授与期間における仮想直流電圧Ｖｄｃの波形を、式（１８）に設定する。

つまり、当該「第２の設定」では、仮想直流電圧Ｖｄｃの波形は波高値Ｖｍを有する二相交流電圧を全波整流した波形（以下「二相全波整流波形」と称す）を呈する。

授与期間と受納期間とではπ／２の位相差があり、かつ正弦波形と余弦波形とはπ／２の位相差があることから、授与期間における平均値Ｒａは受納期間におけるそれと等しい。よって授与期間、受納期間のいずれであっても、平均値Ｒａは式（１７）で求められる。これは基本技術や「第１の設定」と比較して平均値Ｒａが（２√２／π）／（１／√２）＝４／π倍、即ち約１．１１倍に改善されたことを示す。

また平均値Ｒａのみならず、電圧利用率Ｒそれ自体も位相ωｔによらず基本技術や「第１の設定」と比較して改善されている。これは仮想直流電圧Ｖｄｃが二相全波整流波形を採ることから、その最小値がＶｍ／√２であって、基本技術や「第１の設定」で得られる（一定の）仮想直流電圧Ｖｄｃ（＝Ｖｍ／√２）以上であることから判る。

次に、仮想直流電圧Ｖｄｃの波形を近似的に二相全波整流波形にするための具体的手法を説明する。まず受納期間においては、仮想直流電圧Ｖｄｃの波形を入力電圧Ｖｉｎの絶対値と等しく設定するのであるから、整流デューティｄｒｅｃを１にすればよい。より具体的には式（４）に鑑みて放電デューティｄｃ、零デューティｄｚを共に零とすればよい。つまり受納期間においてはスイッチＳｃは導通しないし、インバータ５は誘導性負荷６に流す電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの要求に応じて（仮想電流電圧Ｖｄｃを設定するために零相電流ｉｚを必ず流さなければならない、という制限なく）動作することができる。

また、授与期間においては、整流デューティｄｒｅｃを「第１の設定」と同様に設定し、放電デューティｄｃを「第１の設定」で設定された値の√２倍に設定する。より具体的には式（１９）で表される放電デューティｄｃでスイッチＳｃをスイッチングし、零デューティｄｚでインバータ５を動作させればよい。

なお、直流電流Ｉｄｃは脈動するので、基本技術のようにＩｍ／Ｉｄｃは一定値とはならない。しかし整流デューティｄｒｅｃを授与期間において「第１の設定」と同様に設定しても、ｋ＝１であれば直流電流Ｉｄｃの脈動は小さく（脈動の最大値は１−１／√２で求められ、これは３０％程度）、整流デューティｄｒｅｃは１以下となる。よって授与期間において｜Ｉｉｎ｜＝ｉｒｅｃ＝ｉｒｅｃ１＝Ｉｄｃ・ｄｒｅｃが受ける歪みは小さい。

これにより、授与期間における仮想直流電圧Ｖｄｃは式（２０）で求められる。

式（２０）は授与期間において、例えば位相角ωｔが値３π／４〜５π／４において、式（１８）と良く近似される。具体的には、式（１８）で示される仮想直流電圧Ｖｄｃの授与期間に亘る積分値と、式（２０）で示される仮想直流電圧Ｖｄｃの授与期間に亘る積分値との相違は１％未満であることが判っている。

以上のことから、受納期間においてｄｃ＝ｄｚ＝０とし、授与期間において式（１９）で示された諸デューティを用いることにより、仮想直流電圧Ｖｄｃの波形を二相全波整流波形に近似でき、以て電圧利用率Ｒが改善されることがわかる。

さて、当該「第２の設定」においても、式（８）で設定される直流電流Ｉｄｃを採用することにより、式（１１）が成立する。つまり当該「第２の設定」においても、「第１の設定」においても式（１１）の右辺を得る必要がある。よって「第１の設定」における仮想直流電圧Ｖｄｃ及び直流電流Ｉｄｃの電源位相一周期当たりの平均値をそれぞれＶｄｃ１，Ｉｄｃ１とし、「第２の設定」における仮想直流電圧Ｖｄｃ及び直流電流Ｉｄｃの電源位相一周期当たりの平均値をそれぞれＶｄｃ２，Ｉｄｃ２とすると、式（２１）が成立する。

これまでの説明からＶｄｃ１＝Ｖｍ／√２，Ｖｄｃ２＝（２√２／π）Ｖｍであるので、Ｉｄｃ２＝（π／４）Ｉｄｃ１の関係があることが判る。

よって「第２の設定」における電流ｉｌは、式（１３）で示された「第１の設定」における電流ｉｌに対して、比Ｉｄｃ２／Ｉｄｃ１＝π／４と、式（１９）で示された「第２の設定」における放電デューティｄｃの式（１５）で示された「第１の設定」における放電デューティｄｃに対する比√２との積π／（２√２）で補正する必要がある。即ち、「第２の設定」における電流ｉｌは、式（２２）で設定することになる。

以上のことから、授与期間において式（６）で示される整流デューティｄｒｅｃを満足してコンバータ３からインバータ５に電流ｉｒｅｃ１を流す制御が行われているとき、更に下記制御を行うことで、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを低減しつつ、電圧利用率を高めることができることが判る。

(i)インバータ５には式（８）を満足する電流Ｉｄｃを入力させる：
(iii)バッファ回路４ａには、式（２２）を満足する電流ｉｌを受納期間に入力する。

そして、インバータ５が利用する仮想直流電圧Ｖｄｃの脈動を許して、電圧利用率Ｒを高めるには更に、
(vi)式（１９）を満足する放電デューティｄｃでスイッチＳｃを導通させて、コンデンサＣ４を授与期間において放電させ：
(vii)受納期間においては放電デューティｄｃのみならず零デューティｄｚをも零とし、整流デューティｄｒｅｃを１とする。

上記(vi)(vii)のための具体的な手法は、第１文献群に基づいて容易に実現できるので、ここでは省略する。

図５及び図６は、いずれも図１に示された直接形電力変換装置の動作を示すグラフであり、いずれも当該「第２の設定」に基づいてデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを設定した場合の動作を示している。但し、図５ではｋ＝１の場合が、図６ではｋ＝１／３の場合が、それぞれ示されている。

図５及び図６のいずれにおいても、最上段にデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、上から二段目に仮想直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃ（式（５）参照）並びに電流Ｉｄｃを、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃｄ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆを、それぞれ示した。また記号Ｔ１，Ｔ２はそれぞれ授与期間及び受納期間を示す。

図５及び図６のいずれにおいても、横軸は位相角ωｔを「度」を単位として採用して示した。また、電流Ｉｄｃ，ｉｒｅｃ，ｉｃｄ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１は、波高値Ｉｍを√２として換算した。電圧Ｖｒｅｃ．ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃは波高値Ｖｍを１として換算した。瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆは、上記のように換算された電圧、電流の積として求めている。授与期間Ｔ１において電流ｉｌは零であるので、電流ｉｒｅｃ１は電流ｉｒｅｃと一致する。受納期間Ｔ２においてｄｃ＝０であり、電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃは仮想直流電圧Ｖｄｃと一致する。

上述のように、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは定数ｋに依存しないので、仮想直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃも図５と図６とでは同じ波形を示す。

但し、電流Ｉｄｃは式（８）で表され、定数ｋに依存するので、図５に示されるｋ＝１の場合と、図６に示されるｋ＝１／３の場合とは大きく異なる。

図５及び図６のそれぞれにおいて上から三段目に示される電流ｉｌは、ｋ＝１よりもｋ＝１／３の方が低減されることが判る（式（２２）も参照）。

また電流ｉｃｄは値Ｉｄｃ・ｄｃを採る。そして放電デューティｄｃは定数ｋに依存せず、電流Ｉｄｃが定数ｋに依存するので、電流ｉｃｄも電流Ｉｄｃと同様にして、図５に示されるｋ＝１の場合よりも図６に示されるｋ＝１／３の場合の方が低減する。

このような電流ｉｌ，ｉｃｄの低減は、充放電回路４において採用されるリアクトルＬ４やコンデンサＣ４に要求される電力容量を低減し、小型化及び廉価化という観点で望ましい。

そしてｋ＝１の場合よりも、ｋ＝１／３の方が、入力する瞬時入力電力Ｐｉｎは正弦波から歪み、瞬時出力電力Ｐｏｕｔが脈動はするものの、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは低減することがわかる。

なお、図６に示されるように、ｋ＝１／３の場合には、電流Ｉｄｃが最大値をとる時点、および最小値をとる時点のいずれにおいても、仮想直流電圧Ｖｄｃが「第１の設定」の仮想直流電圧Ｖｄｃが採る値Ｖｍ／√２の√２倍（即ち波高値Ｖｍ）となる。

よって「第１の設定」においてｋ＝１／３とした場合（図４参照）と比較して、「第２の設定」においてｋ＝１／３とした場合（図６参照）の方が、上記時点における電流Ｉｄｃの大きさを１／√２倍に低減できる。

特に電流Ｉｄｃの最大値が低減される効果は、インバータ５に採用されるスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎの電力定格を低減する観点で望ましい。

(b-4)インバータ５に電流Ｉｄｃを入力させるための技術の一例：
当節では、デューティについての上記「第１の設定」及び「第２の設定」に共通して電流Ｉｄｃに採用される式（８）を実現するための一例を挙げる。

通常の交流負荷の動作について、良く知られたｄｑ軸の制御を行う場合を例に採る。ｄｑ軸上の電力式は一般に式（２３）で示される。記号Ｖ＊，Ｉはそれぞれ交流負荷に印加される電圧の指令値と、交流負荷に流れる電流とを示す。これらはいずれも交流であるので、これらは複素数として表されることを示すドットが記号Ｖ＊，Ｉのそれぞれに載っている。但し、ｑ軸電圧はその指令値Ｖｑ＊に、ｄ軸電圧はその指令値Ｖｄ＊に、それぞれ理想的に追従するとしている。

直流電源線ＬＨ，ＬＬからインバータ５に供給される電力には無効電力が存在しないので、当該電力は式（２３）の第２項を無視して、式（２４）で表される。

式（１１）で示した瞬時出力電力Ｐｏｕｔは式（２４）と一致するので、式（２５）が成立する。

よって式（２４）の交流成分と、式（２５）の最右辺第２項とを一致させる制御を行うことにより、式（８）を実現する制御を行うことができる。上記の制御を行うための構成の一例を、ブロック図として図７に示す。当該構成は、例えば図１において制御部１０として示された構成において設けられる。

図７の構成において、公知の技術を示す部分について簡単に説明すると、電流位相指令値β＊を入力することによって、三角関数値cosβ＊，−sinβ＊を求め、これと電流指令値Ｉａ＊とからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。誘導性負荷６が回転機であるとして、その回転角速度ωｍと、当該回転機の界磁磁束Φａと、回転機のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑと、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求める。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊からインバータ５を制御するための電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

例えば図１に示された構成では速度検出部９が、誘導性負荷６に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、これらから回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを制御部１０に与える。

なお、制御部１０では、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、図示しない演算処理（例えば特許文献１を参照）によって、インバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作をそれぞれ制御する信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ（図１参照）が得られる。

また、制御部１０では、スイッチＳｃ，Ｓｌの動作をそれぞれ制御する信号ＳＳｃ，ＳＳｌも生成されるが、これらはデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚ，ｄｌに基づいて生成される（例えば第１文献群参照）。

さて、式（２４）の交流成分と、式（２５）の最右辺第２項とを一致させる制御を行うための処理部７１について以下に説明する。処理部７１は、直流電力計算部７１１と、脈動成分抽出部７１２と、脈動成分計算部７１３と、減算器７１４と、加算器７１５と、ＰＩ処理部７１６を備えている。

直流電力計算部７１１は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとを入力し、上記の式（２４）に基づいて直流電力Ｐｄｃを計算し、これを脈動成分抽出部７１２に与える。

脈動成分抽出部７１２は、式（２４）の交流成分を抽出して出力する。脈動成分抽出部７１２は例えばハイパス（高域透過）フィルタＨＰＦで実現される。

脈動成分計算部７１３は波高値Ｖｍ，Ｉｍと、電源角速度ωと、定数ｋとを入力し、式（２５）の最右辺第２項を求める。波高値Ｖｍ，Ｉｍと電源角速度ωとは、単相交流電源１から得られる情報として脈動成分計算部７１３に入力することができる（図１参照）。

上述のように、所望の処理は、式（２４）の交流成分と、式（２５）の最右辺第２項とを一致させるのであるから、脈動成分抽出部７１２の出力と、脈動成分計算部７１３の出力との差を小さくするように制御を行えばよい。よって減算器７１４によって当該差を求め、当該差にＰＩ処理部７１６による積分比例制御を施した値を加算器７１５に出力する。

加算器７１５は、通常の処理における電流指令値Ｉａ＊をＰＩ処理部７１６の出力で補正する処理を行う。具体的には、まず、電流指令値Ｉａ＊を求める通常の処理として、減算器７０１によって回転角速度ωｍと、その指令値ωｍ＊との偏差を求める。当該偏差はＰＩ処理部７０２において積分比例制御を受け、電流指令値Ｉａ＊を一旦求める。そして加算器７１５が、電流指令値Ｉａ＊を、ＰＩ処理部７１６からの出力で増加させる処理を行う。

このようにして処理部７１で補正された電流指令値Ｉａ＊に対して、上述の公知の技術を適用し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。このような制御はｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとについてのフィードバックを施した制御であって、減算器７１４が出力する差を０に収束させるものである。つまり、このような制御によって、式（２４）の交流成分と式（２５）の最右辺第２項とを一致させることができる。

Ｃ．充放電回路４についての利点の説明．
(c-1）バッファ回路４ａについての利点の説明．
この節では、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを低減することで、コンデンサＣ４に電解コンデンサを採用することができ、バッファ回路４ａが安価に実現されることを説明する。

図８は、入力電力（瞬時入力電力Ｐｉｎの平均値：横軸）を入力して処理する直接形電力変換装置において採用もしくは要求されるコンデンサの静電容量（以下、「コンデンサ容量」と称す）（左縦軸）と、リプル電流及びその許容値（右縦軸）との関係を示すグラフである。

記号Ｈ１，Ｈ２は、いずれも単相の力率改善回路を採用した場合に使用されているコンデンサ容量を示している。記号Ｈ１，Ｈ２は、それぞれ空調能力が６ｋＷ及び１１．２ｋＷの空気調和機を採用した場合のデータである。ここでいう力率改善回路は、充放電回路４からスイッチＳｃを短絡除去し、かつリアクトルＬ４とコンバータ３との接続点をインバータ５と直接に接続させない構成として把握することができる。当該構成においては、ダイオードＤ４０とリアクトルＬ４の直列接続が、直流電源線ＬＨにおいてコンバータ３とインバータ５の間に介在することになり、またコンデンサＣ４が直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で、インバータ５に対して並列に接続されることになる。

さて、非特許文献２，３から、基本技術で必要なコンデンサ容量Ｃは次式（２６）で求められる。但し、両端電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘ及び最小値Ｖｃｍｉｎを導入した。

グラフＧ１は基本技術（「第１の設定」でｋ＝１の場合）に必要なコンデンサ容量を計算した値をプロットしている。但し、最大値Ｖｃｍａｘ＝４００＋５０＝４５０（Ｖ）、最小値Ｖｃｍｉｎ＝４００−５０＝３５０（Ｖ）とした。また、グラフＧ１における黒丸は、記号Ｈ１，Ｈ２で示された場合と入力電力が同じ場合を示している。但し、記号Ｈ１，Ｈ２は実際に使用されているコンデンサ容量をプロットしており、これを式（２６）から逆算すると、両端電圧Ｖｃの変動は±５％程度となる。

記号Ｈ１，Ｈ２とグラフＧ１における黒丸とを比較して判るように、基本技術では通常の力率改善回路と比較して、コンデンサ容量が１／３〜１／４程度にまで低減される。

しかしながら、基本技術では、グラフＧ２で示されるリプル電流がコンデンサＣ４に流れる。他方、グラフＧ１で求められたコンデンサ容量を電解コンデンサで得た場合に許容されるリプル電流を、グラフＧ３で示す（例えばニチコン株式会社製電解コンデンサ、ＧＷシリーズ（１０５℃仕様）で４５℃における値）。グラフＧ２，Ｇ３の比較により、基本技術は、コンデンサＣ４に電解コンデンサを用いて実現することは、リプル電流が許容されるかという観点では、不可能であることがわかる。

しかし、上述の「第１の設定」及び「第２の設定」において定数ｋ（＜１）を導入することにより、コンデンサＣ４に蓄積される電力の脈動分は、基本技術（「第１の設定」でｋ＝１の場合）と比較して低減させることができる。これは、定数ｋを、所望のコンデンサ容量に対応して設定することによって、コンデンサＣ４を電解コンデンサで実現できることとなり、充放電回路４を安価に実現することに資する。

(c-2）昇圧回路４ｂについての利点の説明．
この節では、瞬時授受電力Ｐｂｕｆを低減することで、昇圧回路４ｂが安価に実現されることを説明する。

まず、基本技術ですら、通常の力率改善回路よりも電力容量が小さくて済むことを示す。式（１）から、力率改善回路を通過する電力は式（２７）で求められる。

他方、基本技術では、昇圧回路４ｂを経由してコンデンサＣ４に与えられる電力は、式（２）に基づいて、式（２８）で求められる。

式（２７），（２８）を比較して判るように、基本技術は、力率改善回路と比較して、昇圧回路４ｂに要求される電力容量が１／π倍（約１／３倍）に低減される。

そして「第１の設定」及び「第２の設定」において定数ｋ（＜１）を導入することにより、基本技術よりも瞬時授受電力Ｐｂｕｆを低減できるのであるから、当該電力容量は更に低減されることがわかる。

また、リアクトルＬ４に流れる電流ｉｌについても、基本技術でさえ、式（２９）に示されるように、そのピーク値が力率改善回路の場合のピーク値（これは波高値Ｉｍとなる）と比較して、１／２倍に低減される。

そして「第１の設定」及び「第２の設定」において定数ｋ（＜１）を導入することにより、基本技術よりも電流ｉｌを低減できるのであるから、式（２９）に鑑みれば、リアクトルＬ４に要求される電力容量は更に低減されることがわかる。

Ｄ．変形
基本技術であっても、「第１の設定」及び「第２の設定」において定数ｋ（＜１）を導入する技術であっても、フィルタ２をコンバータ３と充放電回路４との間に設けることもできる。

図９は当該変形として、フィルタ２をコンバータ３と充放電回路４との間に設けた場合の、それらの近傍のみを示す回路図である。

このような構成を採用する場合、直流電源線ＬＨにおいて、フィルタ２とバッファ回路４ａとの間に、ダイオードＤ０を設けることが望ましい。ダイオードＤ０のアノードはフィルタ２側に、カソードはバッファ回路４ａ側に、それぞれ配置される。コンデンサＣ２の両端電圧が、スイッチＳｃのスイッチングによってコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃの影響を受けることを、ダイオードＤ０によって防止できる。

ＬＬ，ＬＨ 直流電源線
１ 単相交流電源
３ ダイオード整流器
４ 充放電回路
４ａ バッファ回路
４ｂ 昇圧回路
５ インバータ
Ｓｃ，Ｓｌ スイッチ
Ｃ４ コンデンサ
Ｌ４ リアクトル

Claims (4)

1. 第１電源線（ＬＨ）と；
   前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と；
   単相交流電源（１，２）が接続される入力側と、前記第１電源線及び前記第２電源線が接続される出力側とを有し、単相全波整流を行うコンバータ（３）と；
   前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられた充放電回路（４）と；
   前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（５）と
   を備え、
   前記充放電回路は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して、前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続された第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含み、前記第１電源線と前記第２電源線との間で電力を授受するバッファ回路（４ａ）と；
   前記コンバータ（３）からの整流電圧（Ｖｒｅｃ）を昇圧して前記コンデンサを充電する昇圧回路（４ｂ）と
   を有し、
   前記バッファ回路（４ａ）は、
   前記単相交流電源（１，２）が出力する交流波形を当該交流波形の位相角（ωｔ）の正弦値（sin（ωｔ））として把握したときの当該位相角（ωｔ）の二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値（cos（２ωｔ））が正となる第１期間（Ｔ１）において、前記第１電源線及び前記第２電源線へと電力を授与し；
   前記余弦値が負となる第２期間（Ｔ２）において前記第１電源線及び前記第２電源線から電力を受納し、
   前記コンバータ（３）は整流デューティ（ｄｒｅｃ）で導通し、前記整流デューティは前記第１期間において前記正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）の√２倍の値を採る、直接形電力変換装置を制御する方法であって、
   前記インバータ（５）に入力する電力（Ｖｄｃ・Ｉｄｃ）を、前記第１期間と前記第２期間との境界で前記コンバータ（３）に入力する入力電流の絶対値（Ｉｍ／√２）と、前記単相交流電源の交流電圧（Ｖｉｎ）の実効値（Ｖｍ／√２）と、前記余弦値（cos（２ωｔ））が１未満で正の定数（１−ｋ）倍された値を１から差し引いた値（（１−（１−ｋ）・cos（２ωｔ））との積とする、直接形電力変換装置の制御方法。
2. 前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記第２期間（Ｔ２）において前記正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）の√２倍の値の逆数（１／（√２｜sin（ωｔ）｜））を採り、
   前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）は、前記第１期間（Ｔ１）において、前記単相交流電源の交流電圧（Ｖｉｎ）の波高値（Ｖｍ）を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（Ｖｍ／Ｖｃ）と、前記余弦値（cos（２ωｔ））との積を√２で除した値をとる放電デューティ（ｄｃ）で導通し、前記コンデンサ（Ｃ４）を放電させる、請求項１記載の直接形電力変換装置の制御方法。
3. 前記整流デューティ（ｄｒｅｃ）は、前記第２期間（Ｔ２）において値１を採り、
   前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）は、前記第１期間（Ｔ１）において、前記単相交流電源の交流電圧（Ｖｉｎ）の波高値（Ｖｍ）を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（Ｖｍ／Ｖｃ）と、前記余弦値（cos（２ωｔ））との積をとる放電デューティ（ｄｃ）で導通し、前記コンデンサ（Ｃ４）を放電させる、請求項１記載の直接形電力変換装置の制御方法。
4. 前記昇圧回路（４ｂ）は、
   カソードと、前記第１スイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と前記コンデンサ（Ｃ４）との間に接続されたアノードとを備えるダイオード（Ｄ４０）と；
   前記第１電源線（ＬＨ）と前記カソードとの間に接続され、前記昇圧回路に入力する電流が流れるリアクトル（Ｌ４）と；
   前記第２電源線（ＬＬ）と前記カソードとの間に接続された第２スイッチ（Ｓｌ，Ｄ４１）と
   を備え、
   前記第２期間（Ｔ２）において、前記昇圧回路の前記第２スイッチを制御して前記リアクトル（Ｌ４）を流れる電流（ｉｌ）を制御する、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の直接形電力変換装置の制御方法。

Images