JP2004282867A

JP2004282867A - 力率改善型電源回路

Info

Publication number: JP2004282867A
Application number: JP2003069435A
Authority: JP
Inventors: Takayuki Taguchi; 隆行田口; Motohisa Hitomi; 基久人見
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 2003-03-14
Filing date: 2003-03-14
Publication date: 2004-10-07

Abstract

【課題】力率改善回路の逆流阻止用ダイオードの逆回復電流による問題点を改善し、スナバ損失を大幅に低減すること。
【解決手段】逆流阻止用ダイオード６の逆回復電流を低減するためのインダクタにより、スイッチ素子３のオフ時に発生するサージエネルギーを、スイッチ素子３に並列接続されたキャリアライフタイムの長い電荷蓄積型ダイオード９の順方向導通を通してコンデンサ１０に一旦蓄え、その逆方向導通期間に前記サージエネルギーを負荷に戻すことを特徴とする力率改善型電源回路。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、キャリアライフタイムの長い電荷蓄積型ダイオードと昇圧チョッパ回路とを備えた力率改善型電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
力率改善の手段として入力部に昇圧チョッパ回路を付加することが広く行われている。図５に、入力部に昇圧チョッパ回路を備えた従来の力率改善型電源回路２００を示す。図５において、交流入力電源１の交流電圧は全波整流回路２を通して整流され、その脈動電流はスイッチ素子３がオンのとき、昇圧用インダクタ４、サージ電流低減用インダクタ５、スイッチ素子３を通して流れ、昇圧用インダクタ４にエネルギーを蓄える。図６（Ａ）にスイッチ素子３の電圧波形を、その（Ｂ）にスイッチ素子３の電流波形を、またその（Ｃ）に逆流阻止用ダイオード６の電流波形をそれぞれ示す。
【０００３】
次に、スイッチ素子３がオフすると、交流入力電源１の電圧に昇圧用インダクタ４の電圧を重畳した電圧が、逆流阻止用ダイオード６を通して出力コンデンサ７、負荷８側に供給される。したがって、出力コンデンサ７の電圧は交流電源１の電圧よりも高い電圧となり、負荷８に印加される電圧は交流入力電源１の電圧よりも高い電圧となる。この電圧は、スイッチ素子３のデューティサイクルを制御して、昇圧用インダクタ４に蓄えられるエネルギーを制御することにより、調整できる。
【０００４】
例えば、交流入力電源１の電圧がＡＣ２３０Ｖ±２０％の場合、交流入力電源１の最大値は２７６Ｖの電圧となる。交流入寮電源１の高いところでも逆流阻止用ダイオード６が順方向導通するためには、出力コンデンサ７の電圧を４００Ｖ付近に設定しなければならない。このため、逆流阻止用ダイオード６の耐圧が高くならざるを得ない。
【０００５】
このようにすることにより、交流入力電源１の電圧が低い場合にも電流を流し、交流電圧に比例した電流、つまり正弦波に近い電流が流れるようにし、力率改善を図ってきた。なお、抵抗３０とコンデンサ３１はスイッチ素子３のオフ時に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路を形成し、昇圧チョッパ回路は基本的にスイッチ素子３、昇圧用インダクタ４、逆流阻止用ダイオード６などで構成される。
【０００６】
【本発明が解決しようとする課題】
しかし、前述のように出力コンデンサ７の電圧が高くなるので、必然的に逆流阻止用ダイオード６として耐圧の高いものを使用しなければならず、高耐圧のダイオードは一般に逆回復時間が長くなる。逆回復時間が長いと、スイッチ素子３がオンするとき、逆流阻止用ダイオード６が逆流阻止機能を回復するまでの間、逆方向に導通し、出力コンデンサ７から逆方向導通の逆流阻止用ダイオード６を通してスイッチ素子３にサージ電流が流れ（図６（Ｂ））、スイッチ素子３の大型化やノイズ発生の原因とる。
【０００７】
このサージ電流を抑制するため、インダクタ５が挿入されているのであるが、このインダクタ５を挿入すると、スイッチ素子３のオン時のサージ電流は抑制できるものの、スイッチ素子３がオフするとき、図６（Ａ）に示すように、インダクタ５に蓄積したエネルギーによりスイッチ素子３にサージ電圧が発生し、抵抗３０とコンデンサ３１とからなるスナバ回路でそのサージ電圧を抑制できるが、サージの発生による電力損失、スナバ回路のスナバ損失が増加する。
【０００８】
本発明は、このような従来の力率改善回路の逆流阻止用ダイオード６の逆回復電流による上記問題点を改善することを目的とし、スイッチ素子のオフ時に発生するサージ電圧を電荷蓄積型のダイオードの順方向導通で一旦コンデンサに蓄えると共に、その逆方向導通時に負荷に戻すことにより、スナバ損失を大幅に低減するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段及び作用】
上記問題点を解決するため、本願請求項１記載の発明は、交流入力電源、交流電圧を整流する整流回路、昇圧用インダクタ、サージ電流低減用インダクタ、スイッチ素子、逆流阻止用ダイオード、出力コンデンサを備え、前記スイッチ素子のオンのときには、前記交流電源から前記整流回路、前記昇圧用インダクタ、前記サージ抑制用インダクタ、前記スイッチ素子を介して電流を流して、前記昇圧用インダクタにエネルギーを蓄え、前記スイッチ素子のオフ時に前記交流電源の電圧に前記昇圧用インダクタの電圧を重畳した電圧を前記逆流阻止用ダイオードを介して前記出力コンデンサ側に供給する力率改善型電源回路において、互いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードとコンデンサとを前記スイッチ素子に並列接続し、前記電荷蓄積型ダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記逆流阻止用ダイオードのカソード側に放電回路を接続した力率改善型電源回路を提供するものである。
【００１０】
このように構成した力率改善型電源回路では、力率改善回路の逆流阻止用ダイオード６の逆回復電流によるサージ電流を低減するためのサージ電流低減用インダクタのインダクタンスに起因してスイッチ素子３のオフ時に発生するサージ電圧を、電荷蓄積型のダイオードの順方向導通で一旦コンデンサに蓄えると共に、その逆方向導通時に負荷に戻すことにより、逆流阻止用ダイオード６の逆回復電流によるサージ電流を低減しながら、スナバ損失を低減することができる。
【００１１】
また本願請求項２記載のものは、請求項１において、前記電荷蓄積型ダイオードは、そのキャリアライフタイムがスイッチング周期と同等以上の特性を有する力率改善型電源回路を提供するものである。
【００１２】
このように構成した力率改善型電源回路においては、電荷蓄積型ダイオードが長いキャリアライフタイムを有するほど、コンデンサに蓄えられたスナバエネルギーを負荷側に戻すことができるので、より一層スナバ損失を低減できる。
【００１３】
本願請求項３記載のものは、請求項１において、前記昇圧用インダクタは、前記整流回路の直流出力側に位置する力率改善型電源回路を提供するものである。
【００１４】
本願請求項４記載のものは、請求項１において、前記昇圧用インダクタは、前記整流回路の入力側に位置する力率改善型電源回路を提供するものである。
【００１５】
【本発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について説明する前に、図１を利用して本発明の基本的な考え方などについて説明する。一般に、スイッチング電源ではダイオードの逆回復特性が悪い、つまり逆回復時間が長いと、逆方向電流が大きくり、電力損失が増大するので、耐圧やコストなどとの兼ね合いでできるだけ逆回復時間の短いダイオードを用いる。ダイオードの逆回復時間はそのキャリアライフタイムに影響される部分が大きい。キャリアライフタイムはダイオードのＰＮ接合部におけるキャリアの再結合により消滅する時間であり、半導体構造などによって長くすることができ、スイッチング電源におけるスイッチング周期よりも長くすることが可能で、その数倍以上にできる。
【００１６】
したがって、外部から逆方向電流を流さなければその逆回復時間はスイッチング周期よりも長くできる。しかし、ダイオードの逆方向回復特性は、順方向電流の通流によりダイオードのＰＮ接合部に蓄積されたキャリアにほぼ等しい電荷が逆方向電流の通流により注入されるとき中和されて回復し、逆方向阻止機能は回復する。
【００１７】
本発明に使用する電荷蓄積型ダイオード９は、そのキャリアライフタイムがスナバ損失を低減できる程度以上の長さ、好ましくはスイッチング電源のスイッチング周期と同等以上の長さで、スイッチ素子３のスイッチング周期よりも短い逆回復時間を呈する。つまり、本発明の目的からみて電荷蓄積型ダイオード９の順方向電流と逆方向電流の積分量が等しくなるので、スイッチ素子３がターンオンするときには、電荷蓄積型ダイオード９は逆方向に流れる逆方向電流による電荷の中和作用ですでに逆方向回復している。そして、このような電荷蓄積型ダイオード９を用いれば、順方向電流積分量とほぼ同等の逆方向電流積分量を流すことが可能になる。
【００１８】
次に図１と図２とにより本発明の一実施例について説明する。図１は本発明に係る力率改善型電源回路１００の一実施例を示す図であり、図２はその各部の電圧波形、電流波形を示す図である。図１において、図５に示した記号と同一の記号は相当する部材を示すものとする。
【００１９】
この実施例では、図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴのようなスイッチ素子３と並列に、互いに直列接続された前述のような電荷蓄積型ダイオード９と電圧クランプ用のコンデンサ１０を接続し、それら電荷蓄積型ダイオード９とコンデンサ１０との接続点と、逆流阻止用のダイオード６のカソードとの間に、後述するような放電回路１１を接続したことが特徴である。なお、１２は出力電圧が予め設定された電圧になるようにスイッチ素子３を制御する制御回路である。
【００２０】
次に、その動作について説明する。
【００２１】
図２に示すように、時刻ｔ０においてスイッチ素子３がオンするとき、逆流阻止用ダイオード６の逆回復時間中、出力コンデンサ７から逆流阻止用ダイオード６の逆方向、サージ電流低減用インダクタ５、スイッチ素子３を通してそのリカバリー電流が流れる。つまり、このリカバリー電流は、出力キャパシタ７の電圧により逆流阻止用ダイオード６のアノードに対してカソードの電圧が正になった瞬間から、逆方向阻止機能を回復するまで流れる。このリカバリー電流が問題とならない程度の値になるように、サージ電流低減用インダクタ５の値を選択する。さらに、スイッチ素子３には交流電源１から整流回路２、昇圧用インダクタ４、サージ電流低減用インダクタ５を介しても電流が流れる。
【００２２】
時刻ｔ１において、制御回路１２は出力コンデンサ７の電圧が予め決めた設定値になるよう安定化するとともに、交流入力電源１からの電流が正弦波状になるようなパルス幅の制御信号でスイッチ素子３をオフにする。スイッチ素子３がオンの期間中に昇圧用インダクタ４に蓄えられたエネルギーは、逆流阻止用ダイオード６を通して出力側に伝達される。また、スイッチ素子３がオンの期間中にサージ電流低減用インダクタ５に蓄えられたエネルギーは、スイッチ素子３の電圧を上昇させる。
【００２３】
そして、スイッチ素子３の電圧が電圧クランプ用のコンデンサ１０の電圧に達すると、電荷蓄積型ダイオード９が順方向導通し、サージ電流低減用インダクタ５の前記蓄積エネルギーはコンデンサ１０に蓄えられる。コンデンサ１０は、その電圧変化が少なくなるように充分大きな値を選択することが好ましく、この場合にはサージ電流低減用インダクタ５の蓄積エネルギーがコンデンサ１０に蓄えられても、スイッチ素子３の電圧上昇を僅かに抑えることができる。このことは、スイッチ素子３の両端の電圧がほぼ一定に保持されることを意味する。電荷蓄積型ダイオード９は順方向導通している間、その半導体ボディのＰＮ接合部に電荷を蓄積し、その蓄積電荷は、電荷蓄積型ダイオード９が逆方向導通終了するまでの時間、再結合による消滅をせずにほぼ１００％存続するだけのキャリアライフタイムを有することが好ましい。
【００２４】
時刻２において、サージ電流低減用インダクタ５の蓄積エネルギーがすべてコンデンサ１０に伝達され、電荷蓄積型ダイオード９の順方向電流がゼロになると、電荷蓄積型ダイオード９は一転して逆方向に導通する。電荷蓄積型ダイオード９の逆方向導通により、コンデンサ１０に蓄積されていたエネルギーは、サージ電流低減用インダクタ５の磁束をリセットしながら逆流阻止用ダイオード６を介して負荷８に供給される。つまり、スナバ損失は大幅に小さくなる。
【００２５】
この動作状態は、コンデンサ１０から電荷蓄積型ダイオード９を逆方向に流れる電流により注入される電荷で、電荷蓄積型ダイオード９のＰＮ接合部に蓄積されていた電荷が中和されてゼロになり、電荷蓄積型ダイオード９が逆阻止特性を回復するまで続く。このとき、電荷蓄積型ダイオード９の特性により、実際上、電荷蓄積型ダイオード９は僅かに（順方向電流積分値）＞（逆方向電流積分値）となるので、コンデンサ１０の電圧が上昇しないように、放電回路１１によりそれらの差分に相当する電荷を放電する。電荷蓄積型ダイオード９の（順方向電流積分値−逆方向電流積分値）に等しい値は微小なので、放電回路１１を介しての放電量は少なく、スナバ損失は微小である。
【００２６】
時刻ｔ３において、電荷蓄積型ダイオード９のＰＮ接合部に蓄積されていた電荷がゼロになると、電荷蓄積型ダイオード９は直ちに逆阻止機能を回復する。スイッチ素子３が有するキャパシタンスの電荷は、サージ電流低減用インダクタ５と逆流阻止用ダイオード６を介して負荷８に放電され、スイッチ素子３の両端の電圧は出力コンデンサ７の電圧でクランプされる。
【００２７】
時刻ｔ４において、制御回路１２は固定周波数のタイミングでスイッチ素子３をオンさせる。
【００２８】
この後、時刻０〜ｔ４の動作を繰り返す。
【００２９】
次に、図３に第１の実施例の変形例を示す。図３に示す力率改善型電源回路１００が前記第１の実施例と違う点は、昇圧用インダクタ４を入力交流電源１と整流回路２との間に接続した点である。動作や効果については、前記第１の実施例と同じであるので説明するのを省略する。
【００３０】
次に、本発明に係る力率改善型電源回路１００の放電回路１１の好ましい具体例について、図４（１）、（２）、（３）により説明する。この図の各放電回路の端子Ａ、Ｂ、Ｃは、図１、図３に示した放電回路１１の端子Ａ、Ｂ、Ｃのそれぞれに相当する。
【００３１】
図４（１）の放電回路１１は、単なる抵抗１３であるため、図１又は図３に示したコンデンサ１０の電圧は回路定数や電荷蓄積型ダイオード９の特性に影響されてしまい、コンデンサ１０の電圧は幾分変動するが、簡単で安価な回路である。
【００３２】
図７（２）の放電回路１１は、スイッチ１４と抵抗１５〜１８とコンデンサ１９とホトカプラ２０とを組み合わせてなり、スイッチ１４が能動領域で動作するため、ホトカプラ２０からの信号に対応した電流を端子Ｂから端子Ａに流すことができる。
【００３３】
図７（３）の放電回路１１は、インダクタ２１とスイッチ２２と、スイッチング素子３のオフの期間にスイッチ２２にオンオフ信号を与える制御回路２３とからなる降圧チョッパ回路と、ダイオード２４とにより構成され、コンデンサ１０から負荷８へ余剰（順方向電流積分値−逆方向電流積分値）のエネルギーを放出する。
【００３４】
図７（２）又は図７（３）の放電回路を使用すれば、スイッチ１４や２２により放電電流を制御することが可能となり、コンデンサ１０の電圧を自由に設定できる。コンデンサ１０の電圧を自由に設定できるメリットとして、例えばコンデンサ１０の電圧の上限を制限することで、スイッチ素子３の耐圧を低くできる。
【００３５】
なお、以上述べた実施例は好ましい例を述べたが、電荷蓄積型ダイオードはそのキャリアライフタイムが前述のように大きくなくとも、それなりの効果を奏する。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、従来の力率改善型電源の逆流阻止用ダイオードの逆回復電流によるスナバ損失を改善することを目的とし、スイッチ素子のオフ時に発生するサージ電圧を電荷蓄積型のダイオードの順方向導通で一旦コンデンサに蓄えると共に、その逆方向導通時に負荷に戻すことにより、スナバ損失を大幅に低減でき、かつ効率的に逆流阻止用ダイオードのリカバリー対策を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る力率改善型電源回路の一実施例の回路構成を示す図である。
【図２】図１に示した実施例の各部の電圧波形、電流波形を示す図である。
【図３】本発明に係る力率改善型電源回路の他の実施例を示す図である。
【図４】本発明に係る力率改善型電源回路の放電回路の具体例を示す図である。
【図５】従来の力率改善型電源回路の回路例を示す図である。
【図６】図５に示した従来例の各部の電圧波形、電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１…交流入力電源
２…整流回路
３…スイッチ素子
４…昇圧用インダクタ
５…サージ電流低減用インダクタ
６…逆流阻止用ダイオード
７…出力キャパシタ
８…負荷
９…電荷蓄積型ダイオード
１０…コンデンサ
１１…放電回路
１００…本発明の力率改善型電源回路

Claims

交流入力電源、その交流電圧を整流する整流回路、昇圧用インダクタ、サージ電流低減用インダクタ、スイッチ素子、逆流阻止用ダイオード、出力コンデンサを備え、前記スイッチ素子のオンのときには、前記交流電源から前記整流回路、前記昇圧用インダクタ、前記サージ抑制用インダクタ、前記スイッチ素子を介して電流を流して、前記昇圧用インダクタにエネルギーを蓄え、前記スイッチ素子のオフ時に前記交流電源の電圧に前記昇圧用インダクタの電圧を重畳した電圧を前記逆流阻止用ダイオードを介して前記出力コンデンサ側に供給する力率改善型電源回路において、
互いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードとコンデンサとを前記スイッチ素子に並列接続し、前記電荷蓄積型ダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記逆流阻止用ダイオードのカソード側に放電回路を接続したことを特徴とする力率改善型電源回路。
請求項１において、
前記電荷蓄積型ダイオードは、そのキャリアライフタイムがスイッチング周期と同等以上の特性を有することを特徴とする力率改善型電源回路。
請求項１において、
前記昇圧用インダクタは、前記整流回路の直流出力側に位置することを特徴とする力率改善型電源回路。
請求項１において、
前記昇圧用インダクタは、前記整流回路の入力側に位置することを特徴とする力率改善型電源回路。