JP5874800B1 - 直接型電力変換器用制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直接型電力変換器が備える電力バッファ回路において、バッファコンデンサの静電容量に変化が生じても、その両端電圧の変動を抑制する。【解決手段】制御装置１０は充電制御部１０３を備える。充電制御部１０３は、振幅決定部１０３ａと、充電指令生成部１０３ｂと、充電動作制御部１０３ｃとを有する。振幅決定部１０３ａは、バッファコンデンサの両端電圧Ｖｃの平均値についての指令値たる平均電圧指令値Ｖｃ＊と両端電圧Ｖｃとの偏差ΔＶｃに対して、少なくとも比例積分制御を行って、コンバータに入力する入力電流の振幅Ｉｍを決定する。充電指令生成部１０３ｂは、放電デューティｄｃ、整流デューティｄｒｅｃ、電力の分配率に応じて決定される関数Ｆ（θ）を振幅Ｉｍに乗じて、充電指令ｉＬ＊を決定する。充電動作制御部１０３ｃは、充電指令ｉＬ＊に基づいてバッファコンデンサを充電する動作を制御する。【選択図】図２

Description

この発明は、直流リンクを介して相互に接続されたコンバータ、インバータ、電力バッファ回路を備えた直接型電力変換器を、制御する技術に関する。

単相交流電源から入力した単相交流電圧から直流電圧を得るためには、コンバータとして全波整流回路を用いることが一般的である。しかし全波整流回路の出力には、当該単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有する電力脈動が存在する。よってこの電力脈動を低減するために、全波整流回路の出力側と負荷との間に電力をバッファリングする電力バッファ回路が必要となる。

後掲の非特許文献１〜３、特許文献１〜４では、コンデンサをスイッチング素子を介して直流リンクに接続する技術が開示されている。当該コンデンサ（以下「バッファコンデンサ」とも称す）は電圧源として機能し、電源電圧とともに負荷を駆動することで、バッファコンデンサに要求される静電容量を低減しつつ、電力脈動の補償を行う技術が提案されている。

特に非特許文献１〜２、特許文献１〜４では、リアクトルとスイッチとを用いて昇圧チョッパの機能を実現し、以てバッファコンデンサの両端に生じる電圧（以下「両端電圧」と称す）を昇圧する技術も提案されている。

非特許文献２は、上記昇圧チョッパの機能を実現するためにリアクトルに流れるリアクトル電流が不連続となる場合（不連続モード）を教示する。リアクトル電流の指令値（以下「リアクトル電流指令」とも称す）は全波整流回路に入力する入力電流に依存する。非特許文献２では両端電圧の最大値と最小値を得て、入力電流を推定する技術も教示されている。

また特許文献２は、両端電圧の平均値を一定に制御する技術を開示する。特許文献３はリアクトル電流が不連続モードのみならず、臨界モードで流れる場合についても教示する。

特開２０１１−１９３６７８号公報 特開２０１４−１０７９３５号公報 特許第５４５４７３２号公報 特開２０１４−９６９７６号公報

大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成２２年電気学会全国大会、4-057（2010） 大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の実機検証」、平成２２年電気学会産業応用部門大会、1-124(2010) 大沼、伊東「新しい単相-三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資料、SPC-08-16(2008)

しかしながら、バッファコンデンサには小型化の観点から、フィルムコンデンサを適用することは望ましくない。よってバッファコンデンサとして採用するコンデンサの種類には、セラミックコンデンサや電解コンデンサが選択肢としてあげられる。

電解コンデンサでは静電容量の許容範囲は±２０％〜±３０％と変動が大きい。しかも劣化により静電容量が低減する傾向がある。静電容量の変化に伴ってバッファコンデンサの電圧が変動すると、入力電流の推定において誤差が増大する。これは両端電圧の変動を招来し、当該変動が顕著となれば直接型電力変換器が運転不能に陥ることも考えられる。

そこで、本発明は、バッファコンデンサの静電容量に変化が生じても、その両端電圧の変動を顕著にしない技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる直接型電力変換器用制御装置は、直接型電力変換器を制御する制御装置（１０）である。

前記直接型電力変換器は、第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線を含む直流リンク（７）と、単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力し、前記第１電源線を前記第２電源線よりも高電位として前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の交流成分（Ｐｉｎ＾）に分配率（ｋ）を乗じたバッファリング電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングする電力バッファ回路（４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換するインバータ（５）とを備える。

前記電力バッファ回路は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続されたスイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。

そして前記制御装置は、インバータ制御部（１０１）と、放電制御部（１０２）と、充電制御部（１０３）とを備える。

前記インバータ制御部は、前記コンバータが前記直流リンクと導通するデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ）と、前記スイッチが導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）と、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ）を出力する。

前記放電制御部は、前記放電デューティに基づいて前記スイッチを導通させる放電スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力する。

前記充電制御部は、前記コンデンサの両端電圧の平均値についての指令値たる平均電圧指令値（Ｖｃ＊）と前記両端電圧との偏差（ΔＶｃ）に対して、少なくとも比例積分制御を行って、前記コンバータに入力する入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）を決定する振幅決定部（１０３ａ）と、前記放電デューティ、前記整流デューティ、前記分配率に応じて決定される前記単相交流電圧の位相（ωｔ）の関数（Ｆ１（ωｔ），Ｆ２（ωｔ），Ｆ３（ωｔ））を前記振幅に乗じて、前記充電回路に流れる電流（ｉｌ）についての充電指令（ｉＬ＊）を決定する充電指令生成部（１０３ｂ）と、前記充電指令に基づいて前記充電回路の充電動作を制御する充電動作制御部（１０３ｃ）とを含む。

例えば前記放電デューティ及び前記整流デューティは、前記電力バッファ回路（４）が、前記位相（ωｔ）の二倍の余弦値（cos（２ωｔ））が負となる期間において前記直流リンクから電力を受納し、前記余弦値が正となる期間において前記直流リンクへ電力を授与するように設定される。

あるいは例えば前記電力バッファ回路（４）が前記直流リンク（７）から受納する電力（Ｐｌ）と、前記電力バッファ回路（４）が前記直流リンクへ授与する電力（Ｐｃ）のいずれもが、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の周波数の二倍の周波数を基本周波数として変動するように設定される。

望ましくは前記入力電流（Ｉｉｎ）の波形を正弦波として前記関数を決定する。

望ましくは前記充電制御部（１０３）の応答性は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の周波数の二倍の１／１０以下である。

電力バッファ回路が含む放電回路が有するコンデンサ（バッファコンデンサ）の静電容量に変化が生じても、その両端電圧の変動を顕著にしない。

本実施の形態にかかる直接形電力変換器の構成を示すブロック図である。 本実施の形態にかかる制御装置の構成を例示するブロック図である。 図１に示された直接電力変換器の電力の収支を模式的に示すブロック図である。 図１に示された直接型電力変換器の等価回路を示す図である。 バッファコンデンサの両端電圧の平均値と、最大値、最小値及び変動分の関係を示すグラフである。 特許文献２の技術に対応する技術を採用した場合において、バッファコンデンサの静電容量が減少した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。 特許文献２の技術に対応する技術を採用した場合において、バッファコンデンサの静電容量が増大した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。 第１の実施の形態において、バッファコンデンサの静電容量が減少した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。 第１の実施の形態において、バッファコンデンサの静電容量が増大した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。 第２の実施の形態における直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 第２の実施の形態における直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 直流電流で制御を行うための構成の一例を示すブロック図である。 第３の実施の形態における直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 第３の実施の形態における直接形電力変換器の動作を示すグラフである。 第３の実施の形態において、バッファコンデンサの静電容量が減少した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。 第３の実施の形態において、バッファコンデンサの静電容量が増大した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。 図１に示された直接型電力変換器の変形を示す回路図である。

Ａ．従来技術の問題点の分析．
実施の形態の詳細な説明に入る前に、従来技術の問題点を分析し、これにより発明の理解を容易にする。

(i)第１従来技術：非特許文献２では、両端電圧の最大値を電圧指令とし、両端電圧の最小値を検出することにより、両端電圧を制御していた。しかしながら両端電圧の最大値を電圧指令としているので、インバータの負荷が軽い場合でも両端電圧の平均値は高い（例えば特許文献２の図７参照）。これは電力バッファ回路におけるスイッチング損失の増大を招来する。

(ii)第２従来技術：なるほど、特許文献１には、検出された両端電圧の最大値及び最小値に基づいてリアクトル電流指令を求め、両端電圧の平均値を制御する方法も示唆される。しかしながらかかる制御は、全波整流回路が出力する電圧の脈動の影響を大きく受けるので、制御系の応答性で劣る（例えば特許文献２の図１０参照）。

(iii)第３従来技術：特許文献２では、両端電圧の平均値を電圧指令としてリアクトル電流指令を求め、以て両端電圧を制御している。これにより、平均電圧を一定にした上で応答性が改善される（例えば特許文献２の図６参照）。

しかしいずれも両端電圧そのものではなく、その平均値、最大値、最小値から入力電流を推定している。よってバッファコンデンサの静電容量が変動すると、入力電流の誤差が増大する。これは両端電圧の動作点が変動する原因となり得る。

このことを式で説明する。上記の種々の文献から、全波整流回路に入力する入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍ、全波整流回路の整流の対象となる単相交流電圧Ｖｉｎ（＝Ｖｍ・sin（ωｔ）：ｔは時間）の振幅Ｖｍおよび角速度ω、バッファコンデンサの静電容量Ｃ、両端電圧の最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎを導入して、下式（１）が成立することが公知である。

更に両端電圧の平均値Ｖａｖｇ（＝（Ｖｃｍａｘ＋Ｖｃｍｉｎ）／２）を導入して下式（２）も成立する（例えば特許文献２参照）。

また、入力電流Ｉｉｎの波形を正弦波状にし、かつ力率を１とするためには（即ちＩｉｎ＝Ｉｍ・sin（ωｔ）とするためには）、下式（３）に従ってリアクトル電流指令ｉｌ＊を決定する。上述のように、振幅Ｉｍは式（１），（２）から得られるので、リアクトル電流指令ｉｌ＊は両端電圧の最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎに依存する。

さて、バッファコンデンサを設けた場合、インバータ５が出力する電力Ｐｏｕｔ、両端電圧Ｖｃを導入すると、下式（４）が成立することが公知である（例えば非特許文献３参照）。

第１従来技術のように両端電圧Ｖｃの最大値Ｖｃｍａｘが指令値として固定されると、負荷の変動によって電力Ｐｏｕｔも変動することにより、両端電圧Ｖｃの平均値Ｖａｖｇも変動する。これに対して第３従来技術のように平均値Ｖａｖｇが指令値として固定されると、両端電圧Ｖｃの変動分（Ｖｃｍａｘ−Ｖｃｍｉｎ）が変動することになる。

例えばＶｍ＝２３０√２（Ｖ）、Ｉｍ＝１６√２（Ａ）、Ｐｏｕｔ＝３６８０（Ｗ）とした場合の、両端電圧Ｖｃの平均値Ｖａｖｇと最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎ及び変動分（Ｖｃｍａｘ−Ｖｃｍｉｎ）の関係を図５に示す。この関係から、式（１），（２）で示される振幅Ｉｍを固定すると、平均値Ｖａｖｇと、最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Ｖｃｍｉｎあるいは変動分（Ｖｃｍａｘ−Ｖｃｍｉｎ）とによって両端電圧Ｖｃの動作点が定まる、換言すれば両端電圧Ｖｃの動作点の設定には自由度があることがわかる。

これらの第１〜３の従来技術では、バッファコンデンサの静電容量が変動すると、式（１），（２）において採用される静電容量Ｃと相違するので、式（１），（２）で振幅Ｉｍを推定した場合、（３）で設定されるリアクトル電流指令ｉｌ＊は実際の静電容量に適したものとはならなくなってしまう。

図６は、第３の従来技術（特許文献２の技術に対応する）を採用した場合において、０．１秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、０．１秒以前における当該静電容量よりも３割減少した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。なお、インバータの負荷は三相平衡負荷であるとし、負荷に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを導入した。

式（１）から理解されるように、バッファコンデンサの実際の静電容量の減少は、振幅Ｉｍを推定する際の計算に用いられる静電容量Ｃが過大であることに相当する。よって振幅Ｉｍの推定値も過大となり、リアクトル電流指令ｉｌ＊も過大となり、平均値Ｖａｖｇも上昇する。また、入力電流Ｉｉｎについても、リアクトル電流指令ｉｌ＊が過大となることにより、振幅Ｉｍの増大を招く。

第３の従来技術では式（２）において平均値Ｖａｖｇを一定に保つように制御されるので、０．１秒以後には変動分（Ｖｃｍａｘ−Ｖｃｍｉｎ）が大きくなる（図６における最大値Ｖｃｍａｘと最小値Ｖｃｍｉｎとの乖離が急増する）。そして平均値Ｖａｖｇの上昇に伴ってリアクトル電流指令ｉｌ＊も減少し、やがて平衡状態に至る。

しかしながら、平衡状態に至った後の平均値Ｖａｖｇは大きくなっており、バッファコンデンサのみならず、インバータを構成するスイッチング素子には大きな耐圧が要求される。

図７は、第３の従来技術を採用した場合において、０．１秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、０．１秒以前における当該静電容量よりも３割増大した場合の諸量の振る舞いを示すグラフである。

この場合、図６で示された場合とは逆の動作によって、平均値Ｖａｖｇが低下する。しかしながら平均値Ｖａｖｇの低下は、昇圧チョッパの機能を減殺することになる。

Ｂ．提案される技術の基本的な考え方．
「Ａ．従来技術の問題点の分析．」で見てきたように、最大値Ｖｃｍａｘ、最小値Vｃｍｉｎを検出して両端電圧Ｖｃの制御を行うと、バッファコンデンサの実際の静電容量に変動が生じた場合、リアクトル電流指令ｉｌ＊が受ける影響が大きくなる。

そこで、本願で提案される技術では、両端電圧Ｖｃの平均値についての指令値（以下、「平均電圧指令値」と称す）Ｖｃ＊が与えられるものの、これと比較されるのは平均値Ｖａｖｇではなく、両端電圧Ｖｃそれ自体である。そして平均電圧指令値Ｖｃ＊と両端電圧との偏差ΔＶｃに対して、少なくとも比例積分制御を行うことにより、振幅Ｉｍを決定する。

そして、直接型電力変換器が動作する種々の方式に応じて決定される関数（後の各実施の形態で詳述する）と、偏差ΔＶｃに基づいて決定された振幅Ｉｍとを乗算することにより、リアクトル電流指令ｉｌ＊の基礎となる充電指令（これは「リアクトル電流指令ｉｌ＊」とは相違する：この相違は後述する「Ｃ．電力変換器およびその制御装置の構成．」で説明する）を得る。

これにより、式（１）や式（２）で静電容量Ｃに依存して推定された振幅Ｉｍに基づいた場合とは異なり、リアクトル電流指令ｉｌ＊は実際のバッファコンデンサの静電容量に応じて適切に決定されることになる。

Ｃ．電力変換器およびその制御装置の構成．
図１は、後述する各実施の形態において説明される方式を共通に適用することができる、直接形電力変換器の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換器は、コンバータ３と、電力バッファ回路４と、インバータ５と、直流リンク７とを備えている。

コンバータ３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを有する。

コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込み、電流ｉｒｅｃ（＝｜Ｉｉｎ｜）を出力する。

電力バッファ回路４は放電回路４ａ及び充電回路４ｂを有し、直流リンク７との間で電力を授受する。放電回路４ａはバッファコンデンサとしてコンデンサＣ４を含み、充電回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

放電回路４ａはダイオードＤ４２と、これと逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃとを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。

ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｃ）として把握することができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサＣ４が放電して直流リンク７へと電力を授与する。

充電回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｌ）として把握することができる。具体的にはトランジスタＳｌの順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向である。

コンデンサＣ４は、充電回路４ｂにより充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨからスイッチＳｌを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後にスイッチＳｌをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従ってスイッチＳｃの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４２は両端電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃより低い場合の逆耐圧を確保するとともに、インバータ５が異常停止したときに誘導性負荷６から直流リンク７へ還流する電流を逆導通させるように作用する。

また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従ってスイッチＳｌの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４１は逆耐圧や逆導通をもたらすためのダイオードであり、ＩＧＢＴで実現されるトランジスタＳｌに内蔵されるダイオードとして例示したが、ダイオードＤ４１それ自体は回路動作には関与しない。

インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは、それぞれ負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力され、これらは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。

誘導性負荷６を同期機として制御系を例示すると、速度検出部９は、誘導性負荷６に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらから回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを直接型電力変換器用の制御装置１０に与える。

制御装置１０は、回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの他、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ，角速度ω（あるいはこれと時間ｔとの積である位相θ＝ωｔ）、回転角速度の指令値ωｍ＊、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＊、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＊、及び両端電圧Ｖｃ、電圧Ｖｌを入力する。ここで電圧Ｖｌは、リアクトルＬ４にかかる電圧である。

図２は制御装置１０の構成を例示するブロック図である。制御装置１０は、インバータ制御部１０１と、放電制御部１０２と、充電制御部１０３とを備える。

インバータ制御部１０１は、後述する「Ｄ．電力バッファ回路４の動作の概略．」で説明する放電デューティｄｃと、整流デューティｄｒｅｃと、インバータ５が出力する電圧の指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づいて、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作を制御する。

インバータ制御部１０１は、出力電圧指令生成部１０１１を有しており、これが位相θ（＝ωｔ）、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄ、回転角速度ωｍおよびその指令値ωｍ＊に基づいて、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

インバータ制御部１０１は更に、振幅変調指令部１０１２、積和演算部１０１３、比較部１０１４、論理演算部１０１５を有している。

振幅変調指令部１０１２は放電デューティｄｃと、整流デューティｄｒｅｃとに基づいて、積和演算部１０１３の動作を制御する。積和演算部１０１３は（簡単のために乗算器のみの記号で示しているが）、指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、放電デューティｄｃおよび整流デューティｄｒｅｃとの積和演算を行って信号波Ｍを生成する。比較部１０１４は信号波ＭとキャリアＣＡとの値の比較結果を論理演算部１０１５へ出力する。論理演算部１０１５は当該比較結果に対して論理演算を行って、インバータ制御信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。

放電制御部１０２は、デューティ演算部１０２１、比較器１０２２を有する。デューティ演算部１０２１は位相θ、振幅Ｖｍ、両端電圧Ｖｃの他、直接型電力変換器が動作する種々の方式に応じて、いずれも直流リンク７からインバータ５が利用できる直流電圧Ｖｄｃあるいは直流電流Ｉｄｃを入力し、放電デューティｄｃと整流デューティｄｒｅｃとを生成する。放電デューティｄｃおよび整流デューティｄｒｅｃの生成は、直接型電力変換器が動作する種々の方式に応じて相違するので、後述する各実施の形態毎に説明する。

比較器１０２２は放電デューティｄｃとキャリアＣＡとを比較して、スイッチＳｃを導通させる放電スイッチ信号ＳＳｃを生成する。

このようなインバータ制御部１０１および比較器１０２２の動作それ自体は公知の技術（非特許文献１〜２、特許文献１等）であるので、ここではその詳細を省略する。

但し、後述する実施の形態では、出力電圧指令生成部１０１１が指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を作成するのに、振幅Ｖｍ、振幅Ｉｍ（これは上述のように偏差ΔＶｃに基づいて決定される）および後述する「Ｄ．電力バッファ回路４の動作の概略．」で説明する分配率ｋ（０≦ｋ≦１）とを必要とする場合がある。

充電制御部１０３は、振幅決定部１０３ａと、充電指令生成部１０３ｂと、充電動作制御部１０３ｃとを有する。

振幅決定部１０３ａは、減算器１０３１と、比例積分制御器１０３２とを含む。減算器１０３１は、両端電圧Ｖｃおよび平均電圧指令値Ｖｃ＊から偏差ΔＶｃを求める。比例積分制御器１０３２は偏差ΔＶｃに対して比例積分制御を行って振幅Ｉｍを決定する。振幅Ｉｍは指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に影響を与え、インバータ５の動作は指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の影響を受けて、偏差ΔＶｃを小さくする動作を行う。よって、振幅Ｉｍの決定には、偏差ΔＶｃに対して少なくとも比例積分制御を行えば足りる。もちろん、比例積分制御器１０３２の代わりに、比例積分微分制御を行う要素を採用しても良い。

充電指令生成部１０３ｂは、充電波形テーブル１０３３と、乗算器１０３４とを含む。充電波形テーブル１０３３は、分配率ｋと位相θ（＝ωｔ）とを入力し、位相θについての関数Ｆ（θ）（＝Ｆ（ωｔ））を出力する。乗算器１０３４は振幅Ｉｍと関数Ｆ（ωｔ）とを乗算し、充電指令ｉＬ＊を決定する。関数Ｆ（ωｔ）については実施の形態のそれぞれで相違するので、実施の形態毎に個別に説明する。

充電動作制御部１０３ｃは充電指令ｉＬ＊に基づいて、充電回路４ｂの動作を制御する。より具体的には、リアクトルＬ４に流れるリアクトル電流ｉｌが、充電指令ｉＬ＊に対応するリアクトル電流指令ｉｌ＊となる様に、スイッチＳｌを制御する充電スイッチ信号ＳＳｌを生成する。この充電スイッチ信号ＳＳｌを生成するには、電圧Ｖｌが必要となるので、これらも充電動作制御部１０３ｃに入力している。

充電動作制御部１０３ｃは例えば、リアクトル電流ｉｌが臨界モードで流れる様に充電スイッチ信号ＳＳｌを生成する臨界モード変調部として機能する。非特許文献２ではリアクトル電流ｉｌを不連続モードで流すことを前提としてリアクトルＬ４のインダクタンスの値を制限している。しかし本願で提案される技術では、当該インダクタンスが上記制限から変動して両端電圧Ｖｃに影響を与えても、振幅決定部１０３ａの動作がその変動の影響を吸収する。

以上のような構成により、「Ｂ．提案される技術の基本的な考え方．」で示された技術を具現化することができる。

Ｄ．電力バッファ回路４の動作の概略．
コンバータ３に入力する瞬時入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式（５）で表される。

瞬時入力電力Ｐｉｎは、式（５）の右辺の第２項で示される交流成分（−１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ・cos（２ωｔ）を有する（以下、「交流成分Ｐｉｎ＾」とも称す）。よって以下では瞬時入力電力Ｐｉｎを脈動電力Ｐｉｎと称することもある。

図１に示された電力変換器は、下記のように把握することができる。

コンバータ３は単相交流電圧Ｖｉｎを入力し、脈動電力Ｐｉｎを出力する：
電力バッファ回路４は、受納電力Ｐｌを直流リンク７から入力し、授与電力Ｐｃを直流リンク７へ出力する：
インバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと授与電力Ｐｃとの和から受納電力Ｐｌを引いた入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を入力し、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。インバータ５の損失を無視すれば入力電力Ｐｄｃは電力Ｐｏｕｔ（式（４）参照）と等しい。

図３は図１に示された直接電力変換器での電力の収支を模式的に示すブロック図である。バッファリングされる電力（以下、「バッファリング電力Ｐｂｕｆ」と称す）は授与電力Ｐｃから受納電力Ｐｌを差し引いた電力差（Ｐｃ−Ｐｌ）と等しい。またコンバータ３からインバータ５へと向かう電力ＰｒｅｃはＰｉｎ−Ｐｌに等しい。よってＰｄｃ＝Ｐｒｅｃ＋Ｐｃが成立する。

さて、分配率ｋを次式（６)を用いて導入する。

つまりｋ＝０であればインバータ５は直流リンク７から入力電力Ｐｄｃとして脈動電力Ｐｉｎをそのまま入力する。これはＰｂｕｆ＝０を意味し、電力バッファ回路４には電力が全く分配されない場合に相当する。ｋ＝１であればＰｄｃ＝Ｐｉｎ−Ｐｉｎ＾となる。これは電力バッファ回路４が、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値｜Ｐｉｎ＾｜に相当する電力を直流リンク７との間で授受している場合に相当する。

つまり分配率ｋは、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値｜Ｐｉｎ＾｜のどの程度が、バッファリング電力Ｐｂｕｆとして電力バッファ回路４に分配されるかを示している。

Ｅ．直接型電力変換器の等価回路と各種デューティ．
図１に示された直接型電力変換器の等価回路として図４を示す。当該等価回路は、例えば非特許文献２、特許文献１，３，４等で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。

また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。

また図４では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ４を流れるリアクトル電流ｉｌが付記されている。

このようにして得られた等価回路において、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを導入する。但し、上述の文献から公知のように、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１，ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１である。

デューティｄｒｅｃはコンバータ３が直流リンク７と接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、上述の整流デューティｄｒｅｃを指す。

デューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、上述の放電デューティｄｃを指す。

デューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、零デューティｄｚと称することがある。

電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ、インバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。またデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることもできる。

なお、コンバータ３がダイオードブリッジを採用する場合、コンバータ３が能動的に整流デューティｄｒｅｃでスイッチングすることはできない。よって零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。

インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンク７における直流電圧を利用することができない。よって、直流リンク７においてインバータ５への電力供給に利用される直流電圧が電力変換において意味を持つ。換言すれば瞬時的な直流電圧であってインバータ５が電力変換に用いないものは、電圧利用率を考察するに際しても意味を有しない。電力変換において意味を持つ直流電圧Ｖｄｃは下式（７）のように表現できる。

他方、直流電圧Ｖｄｃは、インバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，Ｓｌやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流リンク７に印加される電圧と把握することもできる。インバータ５は零デューティｄｚという比率で直流リンク７の電圧に寄与し得るものの、零デューティｄｚに対応する期間においてはインバータ５は直流電源線ＬＬ，ＬＨのいずれか一方と絶縁されているからである。

直流電圧Ｖｄｃは、図４において、インバータ５及びその負荷を表す電流源Ｉｄｃ（これは直流電流Ｉｄｃを流す）の両端に生じる電圧として付記した。

以下、直接型電力変換器が動作する種々の方式について、具体的に説明する。

Ｆ．第１の実施の形態．
第１の実施の形態は、特許文献２で紹介された直接型電力変換器の動作と比較して説明される。

特許文献２で示された技術では、上述の交流成分Ｐｉｎ＾を打ち消すべく、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期（（１／４）周期）毎に交互に異なる制御を行っていた（以下、このような制御を便宜的に「四半周期制御」とも称す）。具体的にはＰｌ＝Ｐｉｎ＾，Ｐｃ＝０とする制御と、Ｐｌ＝０，Ｐｃ＝−Ｐｉｎ＾とする制御とを、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期毎に交互に行っていた。これにより、全期間においてＰｄｃ＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ＝Ｐｉｎ−Ｐｉｎ＾＝（１／２）・Ｖｍ・Ｉｍが成立し、電力脈動が回避されていた。これは式（６）においてｋ＝１に相当する場合である。

本願でも特許文献２に倣い、直流リンク７から受納電力Ｐｌを受納する期間（これは位相ωｔの二倍の余弦値cos（２ωｔ）が負となる期間である）を受納期間と称し、直流リンク７へ授与電力Ｐｃを授与する期間（これは余弦値cos（２ωｔ）が正となる期間である）を授与期間と称する。

(f-1)デューティの設定．
特許文献２では放電デューティｄｃは次式（８）で設定され、この放電デューティｄｃを採用することと、入力電流Ｉｉｎを正弦波とする前提とから、リアクトル電流指令ｉｌ＊が式（３）で決定されていた。ここで直流電流Ｉｄｃは指令値として設定できる。

また、このときの整流デューティｄｒｅｃは次式（９）で設定されることにより、直流電圧Ｖｄｃは一定値とできる（例えば特許文献１等）。

第１の実施の形態では、式（３），（８），（９）における振幅Ｉｍとして、振幅決定部１０３ａから得られる振幅Ｉｍを採用し、デューティ演算部１０２１は式（８），（９）に則ってデューティｄｒｅｃ，ｄｃを生成する。つまり本実施の形態ではデューティ演算部１０２１は振幅Ｖｍ，Ｉｍ、直流電流Ｉｄｃ、位相ωｔを入力する。

但し、直流リンク７からインバータ５に入力する入力電力Ｐｄｃは直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積となる。そしてインバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと授与電力Ｐｃとの和から受納電力Ｐｌを引いた入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−Ｐｌ）を得るのであるから、下式（１０）が成立する。

よって式（８），（９）は下式（１１），（１２）の様に変形され、デューティ演算部１０２１へは、直流電流Ｉｄｃに代えて直流電圧Ｖｄｃを指令値として入力してもよい。

(f-2)リアクトル電流ｉｌについて．
さて、臨界モードでは、スイッチＳｌが導通する期間ΔＴ１においてリアクトル電流ｉｌは０からピーク値まで上昇し、スイッチＳｌが非導通となる期間ΔＴ２においてリアクトル電流ｉｌはピーク値から０まで下降し、期間ΔＴ１，ΔＴ２が交互に設定される。これらの上昇、下降のいずれもが時間に対して線形に変化すると近似すると、リアクトル電流ｉｌは平均して上記ピーク値の半分で流れることになる。

電力バッファ回路４には整流電圧Ｖｒｅｃ＝｜Ｖｉｎ｜＝Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜が印加されることを考慮し、リアクトルＬ４のインダクタンスＬを導入して、期間ΔＴ１は下式（１３）で表される。

よって式（１３）におけるリアクトル電流ｉｌとして、式（３）におけるリアクトル電流指令ｉｌ＊を採用して、スイッチＳｌを導通させる期間ΔＴ１は下式（１４）のように決定される。

式（１４）において、振幅Ｉｍは振幅決定部１０３ａから得られ、係数２・Ｌ／Ｖｍは電圧制御系の比例ゲインとして捉えることができる。よって式（１５）で示される充電指令ｉＬ＊が決まれば期間ΔＴ１が電圧フィードバック制御により決定される。

ここで関数Ｆ１（ωｔ）は、上述の関数Ｆ（ωｔ)であって、本実施の形態において採用される、位相θ（＝ωｔ）の関数である。「Ｂ．提案される技術の基本的な考え方．」で概説されたように、充電指令ｉＬ＊は振幅Ｉｍと、関数Ｆ１（ωｔ）との積で決定される。

そして、関数Ｆ１（ωｔ）は、式（８）あるいは式（１１）で決定された放電デューティｄｃ、式（９）あるいは式（１２）で決定された整流デューティｄｒｅｃ、１に相当する分配率ｋに応じて決定される。

充電動作制御部１０３ｃは、充電指令ｉＬ＊に至るまでカウンターを動作させ、充電スイッチ信号ＳＳｌの（スイッチＳｌが導通する）期間ΔＴ１へと変換する。カウンターでの変換係数も、上述の係数２・Ｌ／Ｖｍと同様に、電圧制御系の比例ゲインとして作用する。

充電スイッチ信号ＳＳｌにおいて期間ΔＴ１がカウントされる始期は、スイッチＳｌをオンさせるタイミングであって、これはリアクトルＬ４にかかる電圧Ｖｌが減少して０となることを契機とする。臨界モードではリアクトル電流ｉｌが減少して０となったときにスイッチＳｌをオフからオンへと切り替えれば良く、リアクトル電流ｉｌが減少して０となるタイミングは、電圧Ｖｌが減少して０となるタイミングとして把握できるからである。

(f-3)効果．
図８および図９は、いずれも本実施の形態で提案した技術を採用した場合における諸量の振る舞いを示すグラフである。図８は０．１秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、０．１秒以前における当該静電容量よりも３割減少した場合を、図９は０．１秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、０．１秒以前における当該静電容量よりも３割増大した場合を、それぞれ示す。

図８と図６との比較、および図９と図７との比較から理解されるように、特許文献２の技術を採用した場合と比較すると、本実施の形態で提案した技術では、変動分（Ｖｃｍａｘ−Ｖｃｍｉｎ）の変動は残っているものの、振幅Ｉｍの変動は小さく、リアクトル電流指令ｉｌ＊のピーク値の変動も小さい。振幅Ｉｍの平均値（図中、第２段目において横一直線の破線で示す）はここでは約２３Ａ程度である。

なお、このような振幅Ｉｍの変動を小さくするには、充電制御部１０３の応答性を、単相交流電圧Ｖｉｎの周波数（ω／（２π））の二倍の１／１０以下とすることが望ましい。より具体的には、振幅決定部１０３ａの、とりわけ比例積分制御器１０３２の制御帯域を整流電圧Ｖｒｅｃの基本周波数の１／１０以下とすることが望ましい。振幅Ｉｍの変動は当該制御帯域の低減に伴って２０ｄＢ／ｄｅｃで低減するからである。

以上のように、本実施の形態によれば、バッファコンデンサの実際の静電容量が変動しても、リアクトル電流指令ｉｌ＊のピーク値の変動は抑制され、よって両端電圧Ｖｃが顕著に変化することが回避される。

Ｇ．第２の実施の形態．
第２の実施の形態は、分配率ｋ、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃが、第１の実施の形態で採用された値とは異なる場合について説明される。

式（１１），（１２）で示された整流デューティｄｒｅｃや放電デューティｄｃは、直流電圧Ｖｄｃを一定にできるものであった。これはＶｒｅｃ＝Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜を考慮すれば、式（７）が恒等的に成立することからも理解される。

しかし、ｄｒｅｃ≦１であり、かつ授与期間では｜sin（ωｔ）｜≦１／√２であることから、式（１２）の右辺で示された授与期間における整流デューティからわかるように、直流電圧Ｖｄｃを一定とする限り、その値は振幅Ｖｍの１／√２倍を超えることはない。

そこで、本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃとして次式（１６）を採用することにより、振幅Ｖｍに対する直流電圧Ｖｄｃの比Ｒ（以下、「電圧利用率Ｒ」と称す）を向上させる技術を紹介し、当該技術を採用した場合の関数Ｆ（ωｔ）たる関数Ｆ２（ωｔ）を示す。

以下、式（１６）で直流電圧Ｖｄｃを設定することで、電圧利用率Ｒが１／√２を越え得ること、当該直流電圧Ｖｄｃを（近似的にではあるが）得るための整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃが存在すること、その場合のリアクトル電流指令ｉｌ＊、関数Ｆ２（ωｔ）を、順に説明する。

(g-1)電圧利用率Ｒの向上．
受納期間における電圧利用率Ｒの平均値Ｒａは次式（１７）で求められる。また授与期間と受納期間とではπ／２の位相差があり、かつ正弦波形と余弦波形とはπ／２の位相差があることから、授与期間における平均値Ｒａは受納期間におけるそれと等しい。

よって授与期間、受納期間のいずれであっても、電圧利用率Ｒは平均的に見て、第１の実施の形態で示された場合の４／π（＞１）倍に改善されている。

(g-2)デューティの設定．
本実施の形態では受納期間においてｄｒｅｃ＝１，ｄｃ＝０とする。このような整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃは、これらに課せられた条件、即ち０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１、ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１を満足し、設定可能である。

これにより式（７）の右辺の計算結果は、式（１６）の右辺のうち、受納期間に対応したものと一致する。

そして授与期間においては、整流デューティｄｒｅｃおよび放電デューティｄｃを、それぞれ式（１８），（１９）で設定する。

授与期間においては０≦｜sin（ωｔ）｜≦１／√２であるので、式（１８）で設定される整流デューティｄｒｅｃは、これに課せられた条件０≦ｄｒｅｃ≦１を満足する。また授与期間において０≦cos（２ωｔ）≦１であるので、振幅Ｖｍよりも両端電圧Ｖｃを高めることにより、式（１９）で設定される放電デューティｄｃが、０≦ｄｃ≦１、ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１を満足することが可能である。なお、後の便宜のために電圧比α＝Ｖｃ／Ｖｍを導入しておく。

以上のように整流デューティｄｒｅｃおよび放電デューティｄｃを設定することにより、授与期間における直流電圧Ｖｄｃは次式（２０）で求められる。

式（２０）は授与期間において、例えば位相ωｔが値３π／４〜５π／４をとるときに、式（１６）と良く近似される。具体的には、式（１６）で示される直流電圧Ｖｄｃの授与期間に亘る積分値と、式（２０）で示される直流電圧Ｖｄｃの授与期間に亘る積分値との相違は１％未満であることが判っている。

以上のことから、受納期間においてｄｃ＝ｄｚ＝０とし、授与期間において式（１８），（１９）で示されたデューティｄｒｅｃ，ｄｃを用いることにより、直流電圧Ｖｄｃの波形を式（１６）に近似でき、以て電圧利用率Ｒが改善されることがわかる。

(g-3)リアクトル電流ｉｌについて．
授与期間において放電デューティｄｃは、第１の実施の形態で採用された式（１１）と比較すると、本実施の形態で採用される式（１９）はＶｍ／Ｖｄｃ倍となっている。式（１７）からわかるように本実施の形態ではＶｄｃ／Ｖｍ＝２√２／πであるので、本実施の形態における放電デューティｄｃは、第１の実施の形態における放電デューティｄｃのπ／（２√２）倍となっている。

よって授与期間において放電電流ｉｃによって直流リンク７へ授与される電荷量は、分配率ｋを考慮すると、本実施の形態では第１の実施の形態のｋ・π／（２√２）倍となる。よって受納期間中に流れるリアクトル電流ｉｌも、第１の実施の形態と比較してｋ・π／（２√２）倍としなければならない。よってリアクトル電流指令ｉｌ＊は式（３）を考慮して次式（２１）で設定される。

よって式（１５），（２１）から、本実施の形態における関数Ｆ２（ωｔ）は式（２２）で得られる。

関数Ｆ２（ωｔ）は、受納期間において値０で、授与期間において式（１９）で、それぞれ決定された放電デューティｄｃと、受納期間において値１で、授与期間において式（１８）で、それぞれ決定された整流デューティｄｒｅｃと、分配率ｋとに応じて決定される。

なお、後に図１０及び図１１で示される電流ｉｒｅｃからもわかるように、本実施の形態では、式（３）の根拠であった入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波であることが成立しない。よって厳密には、式（２２）を得るのに式（３）を適用することは根拠がない。

しかしながら、式（３）は、下記のように、受納期間全体として見れば、入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波でなくても妥当する。よって本実施の形態においても、入力電流Ｉｉｎの波形を正弦波として関数Ｆ２（ωｔ）を決定してもよい。

即ち、リアクトル電流ｉｌは受納期間においてのみ流れることを考慮すると、式（３）で示されるリアクトル電流指令ｉｌ＊と、整流電圧Ｖｒｅｃとの積が、交流成分Ｐｉｎ＾と等しければよい。

上記積を計算すると次式（２３）が得られ、積Ｖｒｅｃ・ｉｌ＊が交流成分Ｐｉｎ＾と等しいことがわかる。

なお式（６），（１０）は整流デューティｄｒｅｃおよび放電デューティｄｃに依存せずに成立するので、本実施の形態でもこれらを用いて直流電流Ｉｄｃが次式（２４）で求められる。但し、直流電圧Ｖｄｃは式（１６）で近似される。

本実施の形態では第１の実施の形態の関数Ｆ１（ωｔ）と同様に、関数Ｆ２（ωｔ）を用いて充電指令ｉＬ＊を得ることができ、第１の実施の形態と同様に、バッファコンデンサの実際の静電容量が変動しても、両端電圧Ｖｃが顕著に変化することが回避される。

(g-4)諸量の振る舞い．
図１０及び図１１は、いずれも図１に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、いずれも本実施の形態に基づいてデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを設定した場合の動作を示している。但し、図１０ではｋ＝１の場合が、図１１ではｋ＝１／３の場合が、それぞれ示されている。

図１０及び図１１のいずれにおいても、最上段にデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃ（式（１６）参照）及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃ（式（７）参照）並びに直流電流Ｉｄｃ（式（２４）参照）を、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆを、それぞれ示した。また記号Ｔ１，Ｔ２はそれぞれ授与期間及び受納期間を示す。

図１０及び図１１のいずれにおいても、横軸は位相ωｔを「度」を単位として採用して示した。また、電流Ｉｄｃ，ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１は、振幅Ｉｍを√２として換算した。電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃは振幅Ｖｍを１として換算し、α＝１．５に設定した。瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆは、上記のように換算された電圧、電流の積として求めている。授与期間Ｔ１においてリアクトル電流ｉｌは零であるので、電流ｉｒｅｃ１は電流ｉｒｅｃと一致する。受納期間Ｔ２においてｄｃ＝０であり、電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃは直流電圧Ｖｄｃと一致する。

上述のように、デューティｄｒｅｃ，ｄｃは分配率ｋに依存しないので、直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃも図１０と図１１とでは同じ波形を示す。

但し、直流電流Ｉｄｃは式（２４）で表され、分配率ｋに依存するので、図１０に示されるｋ＝１の場合と、図１１に示されるｋ＝１／３の場合とは大きく異なる。

図１０及び図１１のそれぞれにおいて上から三段目に示される電流ｉｃ，ｉｌは、ｋ＝１よりもｋ＝１／３の方が低減される。このような電流ｉｌ，ｉｃの低減は、電力バッファ回路４において採用されるリアクトルＬ４やコンデンサＣ４に要求される電力容量を低減し、小型化及び廉価化という観点で望ましい。

(g-5)分配率ｋに対応して電力の脈動分を分配するための技術の一例．
当節では、式（２４）を実現して、分配率ｋに対応して電力の脈動分を分配するための技術の一例を挙げる。

通常の交流負荷の動作について、良く知られたｄｑ軸の制御を行う場合を例に採る。ｄｑ軸上の電力式は一般に式（２５）で示される。記号Ｖ＊，Ｉはそれぞれ交流負荷に印加される電圧の指令値と、交流負荷に流れる電流とを示す。これらはいずれも交流であるので、これらは複素数として表されることを示すドットが記号Ｖ＊，Ｉのそれぞれに載っている。但し、ｑ軸電圧はその指令値（以下「ｑ軸電圧指令値」）Ｖｑ＊に、ｄ軸電圧はその指令値（以下「ｄ軸電圧指令値」）Ｖｄ＊に、それぞれ理想的に追従するとしている。

直流電源線ＬＨ，ＬＬからインバータ５に供給される電力には無効電力が存在しないので、当該電力は式（２５）の第２項を無視して、式（２６）で表される。

よって式（２６）の交流成分と、式（６）の右辺第２項とを一致させる制御を行うことにより、式（２４）を実現する制御を行うことができる。上記の制御を行うための構成の一例を、ブロック図として図１２に示す。当該構成は、例えば図２において出力電圧指令生成部１０１１として示された構成において設けられる。

図１２の構成において、公知の技術を示す部分について簡単に説明すると、電流位相指令値β＊から三角関数値cosβ＊，−sinβ＊を求め、これと電流指令値Ｉａ＊とからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。誘導性負荷６が回転機であるとして、その回転角速度ωｍと、当該回転機の界磁磁束Φａと、回転機のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑと、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求める。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊からインバータ５を制御するための電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

例えば図１に示された構成では速度検出部９が、誘導性負荷６に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらから回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを制御装置１０に与える。

さて、式（２６）の交流成分と、式（６）の右辺第２項とを一致させる制御を行うための処理部７１について以下に説明する。処理部７１は、直流電力計算部７１１と、脈動成分抽出部７１２と、脈動成分計算部７１３と、減算器７１４と、加算器７１５と、ＰＩ処理部７１６を備えている。

直流電力計算部７１１は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとを入力し、上記の式（２６）に基づいて入力電力Ｐｄｃを計算し、これを脈動成分抽出部７１２に与える。

脈動成分抽出部７１２は、式（６）の交流成分を抽出して出力する。脈動成分抽出部７１２は例えばハイパス（高域透過）フィルタＨＰＦで実現される。

脈動成分計算部７１３は振幅Ｖｍ，Ｉｍと、角速度ωと、分配率ｋとを入力し、式（６）の右辺第２項を求める。振幅Ｖｍと角速度ωとは、単相交流電源１から得られる情報として脈動成分計算部７１３に入力することができる（図１参照）。振幅Ｉｍは振幅決定部１０３ａから入力することができる。

上述のように、所望の処理は、式（２６）の交流成分と、式（６）の右辺第２項とを一致させるのであるから、脈動成分抽出部７１２の出力と、脈動成分計算部７１３の出力との差を小さくするように制御を行えばよい。よって減算器７１４によって当該差を求め、当該差にＰＩ処理部７１６による比例積分制御を施した値を加算器７１５に出力する。

加算器７１５は、通常の処理における電流指令値Ｉａ＊をＰＩ処理部７１６の出力で補正する処理を行う。具体的には、まず、電流指令値Ｉａ＊を求める通常の処理として、減算器７０１によって回転角速度ωｍと、その指令値ωｍ＊との偏差を求める。当該偏差はＰＩ処理部７０２において比例積分制御を受け、電流指令値Ｉａ＊を一旦求める。そして加算器７１５が、電流指令値Ｉａ＊を、ＰＩ処理部７１６からの出力で増加させる処理を行う。

このようにして処理部７１で補正された電流指令値Ｉａ＊に対して、上述の公知の技術を適用し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。このような制御はｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄとについてのフィードバックを施した制御であって、減算器７１４が出力する差を０に収束させるものである。つまり、このような制御によって、式（２６）の交流成分と式（６）の右辺第２項とを一致させることができる。

Ｈ．第３の実施の形態．
(h-1)デューティの設定．
第３の実施の形態は、第１の実施の形態や第２の実施の形態で採用された「四半周期制御」を採用しない。つまり、本実施の形態では、受納期間、授与期間の区別を特に設定すること無く整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃが定められる。但し、第１の携帯や第２の実施の形態と同様、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃは分配率ｋには依存しない。

具体的には、整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃは、それぞれ式（２７），（２８）で決定される。

両端電圧Ｖｃには後述するように脈動が存在するものの、ほぼ一定に制御されるので、放電デューティｄｃは［１＋cos（２ωｔ）］に比例し、単相交流電圧Ｖｉｎの二倍の周波数を基本周波数として変動する。そして上述のように、本実施の形態では受納期間、授与期間の区別なく放電デューティｄｃが定められるので、電力バッファ回路４が直流リンク７に授与する授与電力Ｐｃも単相交流電圧Ｖｉｎの二倍の周波数を基本周波数として変動する。

式（２７），（２８）から式（２９）が求められ、式（７）が恒等的に成立する。よって直流電圧Ｖｄｃは一定値にできる。

そしてＶｄｃ≦Ｖｍである限り、０≦ｄｒｅｃ≦１を満足する。また直流電圧Ｖｄｃを両端電圧Ｖｃ以下に設定することにより、０≦ｄｃ≦１、ｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１を満足させるような設定が可能である。

(h-2)リアクトル電流ｉｌについて．
次に、式（６）が成立するために要求されるリアクトル電流ｉｌ、即ちリアクトル電流指令ｉｌ＊を求める。上述のように入力電力Ｐｄｃは直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積で表されるので、式（２４），（２７）から電流ｉｒｅｃ１は次式（３０）で求められる。

そして、入力電流Ｉｉｎを正弦波にするために、リアクトル電流指令ｉｌ＊は次式（３１）で決定される。式（３１）から理解されるように、リアクトル電流指令ｉｌ＊は単相交流電圧Ｖｉｎの二倍の周波数を基本周波数として変動する。また整流電圧Ｖｒｅｃも同様に変動する。よって電力バッファ回路４が直流リンク７から受納する受納電力Ｐｌも単相交流電圧Ｖｉｎの二倍の周波数を基本周波数として変動する。

結局、本実施の形態では、受納電力Ｐｌ、授与電力Ｐｃのいずれもが、単相交流電圧Ｖｉｎの二倍の周波数を基本周波数として変動するように設定される。

また式（３１）から、本実施の形態における関数Ｆ３（ωｔ）は式（３２）で得られる。

関数Ｆ３（ωｔ）は、式（２８）で決定された放電デューティｄｃ、式（２７）で決定された整流デューティｄｒｅｃ、分配率ｋに応じて決定される。

(h-3)諸量の振る舞い．
図１３及び図１４は、いずれも図１に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、いずれも本実施の形態に基づいてデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを設定した場合の動作を示している。但し、図１３ではｋ＝１の場合が、図１４ではｋ＝１／３の場合が、それぞれ示されている。

図１３及び図１４のいずれにおいても、最上段にデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、上から二段目に直流電圧Ｖｄｃ（式（２９）参照）及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃ（式（７）参照）並びに直流電流Ｉｄｃ（式（２４）参照）を、上から三段目に電流ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１を、最下段に瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆを、それぞれ示した。

図１３及び図１４のいずれにおいても、横軸は位相ωｔを「度」を単位として採用して示した。また、電流Ｉｄｃ，ｉｒｅｃ，ｉｃ，ｉｌ，ｉｒｅｃ１は、振幅Ｉｍを√２として換算し、Ｒ＝０．９６、α＝１．５に設定した。電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃは振幅Ｖｍを１として換算した。瞬時電力Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｂｕｆは、上記のように換算された電圧、電流の積として求めている。

上述のように、デューティｄｒｅｃ，ｄｃは分配率ｋに依存しないので、直流電圧Ｖｄｃ及びこれを構成する電圧Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃ，Ｖｃ・ｄｃも図１３と図１４とでは同じ波形を示す。

但し、直流電流Ｉｄｃは式（２４）で表され、分配率ｋに依存するので、図１３に示されるｋ＝１の場合と、図１４に示されるｋ＝１／３の場合とは大きく異なる。特にｋ＝１の場合には、直流電圧Ｖｄｃが一定となること相まって、直流電流Ｉｄｃは位相ωｔに依存せずに一定となる。

なお、本実施の形態においても「(g-5)分配率ｋに対応して電力の脈動分を分配する技術の一例」で紹介された構成を採用できることは明白である。

図１３及び図１４のそれぞれにおいて上から三段目に示される電流ｉｃ，ｉｌは、ｋ＝１よりもｋ＝１／３の方が低減される。このような電流ｉｌ，ｉｃの低減は、電力バッファ回路４において採用されるリアクトルＬ４やコンデンサＣ４に要求される電力容量を低減し、小型化及び廉価化という観点で望ましい。

(h-4)効果．
図１５および図１６は、いずれも本実施の形態で提案した技術を採用した場合における諸量の振る舞いを示すグラフである。図１５は０．１秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、０．１秒以前における当該静電容量よりも３割減少した場合を、図１６は０．１秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、０．１秒以前における当該静電容量よりも３割増大した場合を、それぞれ示す。

なお、本実施の形態と第１の実施の形態とでは入力電力Ｐｄｃを揃えているが、本実施の形態では電圧利用率Ｒが０．９６であるのに対し、第１の実施の形態では電圧利用率Ｒが１／√２（≒０．７１）であるので、本実施の形態では第１の実施の形態と比較すると負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅が小さくなっている。

図１５と図６との比較、および図１６と図７との比較から理解されるように、特許文献２の技術を採用した場合と比較すると、本実施の形態で提案した技術では、変動分（Ｖｃｍａｘ−Ｖｃｍｉｎ）の変動は残っているものの、振幅Ｉｍの変動は小さく、リアクトル電流指令ｉｌ＊のピーク値の変動も小さい。振幅Ｉｍの平均値（図中、第２段目において横一直線の破線で示す）は第１の実施の形態と同様に約２３Ａ程度である。

このような振幅Ｉｍの変動を小さくするには、第１の実施の形態で説明したように、充電制御部１０３の応答性を、単相交流電圧Ｖｉｎの周波数（ω／（２π））の二倍の１／１０以下とすることが望ましい。

本実施の形態では第１の実施の形態の関数Ｆ１（ωｔ）と同様に、関数Ｆ３（ωｔ）を用いて充電指令ｉＬ＊を得ることができ、第１の実施の形態と同様に、バッファコンデンサの実際の静電容量が変動しても、両端電圧Ｖｃが顕著に変化することが回避される。

Ｉ．変形．
上記で示されたいずれの技術を採用する場合であっても、フィルタ２をコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けることもできる。

図１７は当該変形として、フィルタ２をコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けた場合の、それらの近傍のみを示す回路図である。

このような構成を採用する場合、直流電源線ＬＨにおいて、フィルタ２と放電回路４ａとの間に、ダイオードＤｏを設けることが望ましい。ダイオードＤｏのアノードはフィルタ２側に、カソードは放電回路４ａ側に、それぞれ配置される。

コンデンサＣ２の両端電圧が、スイッチＳｃのスイッチングによってコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃの影響を受けることを、ダイオードＤｏによって防止できる。この効果は例えば特許文献４で紹介されている。

３ コンバータ
４ 電力バッファ回路
４ａ 放電回路
４ｂ 充電回路
５ インバータ
７ 直流リンク
１０ 制御装置
１０１ インバータ制御部
１０２ 放電制御部
１０３ 充電制御部
１０３ａ 振幅決定部
１０３ｂ 充電指令生成部
１０３ｃ 充電動作制御部
Ｃ４ コンデンサ
Ｓｃ スイッチ
Ｆ（ωｔ），Ｆ１（ωｔ），Ｆ２（ωｔ），Ｆ３（ωｔ） 関数

Claims (5)

1. 直接型電力変換器を制御する制御装置（１０）であって、
   前記直接型電力変換器は、
   第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線を含む直流リンク（７）と、
   単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力し、前記第１電源線を前記第２電源線よりも高電位として前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、
   前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の交流成分（Ｐｉｎ＾）に分配率（ｋ）を乗じたバッファリング電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングする電力バッファ回路（４）と、
   前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換するインバータ（５）と
   を備え、
   前記電力バッファ回路は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサに対して前記第１電源線側で前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続されたスイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを有する放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記制御装置は、
   インバータ制御部（１０１）と、
   放電制御部（１０２）と、
   充電制御部（１０３）と
   を備え、
   前記インバータ制御部は、前記コンバータが前記直流リンクと導通するデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ）と、前記スイッチが導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）と、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎ）を出力し、
   前記放電制御部は、前記放電デューティに基づいて前記スイッチを導通させる放電スイッチ信号（ＳＳｃ）を出力し、
   前記充電制御部は、
   前記コンデンサの両端電圧の平均値についての指令値たる平均電圧指令値（Ｖｃ＊）と前記両端電圧との偏差（ΔＶｃ）に対して、少なくとも比例積分制御を行って、前記コンバータに入力する入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）を決定する振幅決定部（１０３ａ）と、
   前記放電デューティ、前記整流デューティ、前記分配率に応じて決定される前記単相交流電圧の位相（ωｔ）の関数（Ｆ１（ωｔ），Ｆ２（ωｔ），Ｆ３（ωｔ））を前記振幅に乗じて、前記充電回路に流れる電流（ｉｌ）についての充電指令（ｉＬ＊）を決定する充電指令生成部（１０３ｂ）と、
   前記充電指令に基づいて前記充電回路の充電動作を制御する充電動作制御部（１０３ｃ）と、
   を含む、直接型電力変換器用制御装置。
2. 前記電力バッファ回路（４）が、前記位相（ωｔ）の二倍の余弦値（cos（２ωｔ））が負となる期間において前記直流リンクから電力を受納し、前記余弦値が正となる期間において前記直流リンクへ電力を授与するように、前記放電デューティ及び前記整流デューティが設定される、請求項１記載の直接型電力変換器用制御装置。
3. 前記電力バッファ回路（４）が前記直流リンク（７）から受納する電力（Ｐｌ）と、前記電力バッファ回路（４）が前記直流リンクへ授与する電力（Ｐｃ）のいずれもが、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の周波数の二倍の周波数を基本周波数として変動するように設定される、請求項１記載の直接型電力変換器用制御装置。
4. 前記入力電流（Ｉｉｎ）の波形を正弦波として前記関数を決定する、請求項１から３のいずれか一つに記載の直接型電力変換器用制御装置。
5. 前記充電制御部（１０３）の応答性は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の周波数の二倍の１／１０以下である、請求項１から４のいずれか一つに記載の直接型電力変換器用制御装置。

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