WO2016060039A1 - 直接型電力変換器用制御装置 - Google Patents
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Abstract
Description
実施の形態の詳細な説明に入る前に、従来技術の問題点を分析し、これにより発明の理解を容易にする。
「A.従来技術の問題点の分析.」で見てきたように、最大値Vcmax、最小値Vcminを検出して両端電圧Vcの制御を行うと、バッファコンデンサの実際の静電容量に変動が生じた場合、リアクトル電流指令il*が受ける影響が大きくなる。
図1は、後述する各実施の形態において説明される方式を共通に適用することができる、直接形電力変換器の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換器は、コンバータ3と、電力バッファ回路4と、インバータ5と、直流リンク7とを備えている。
コンバータ3に入力する瞬時入力電力Pinは、入力力率を1として、次式(5)で表される。
電力バッファ回路4は、受納電力Plを直流リンク7から入力し、授与電力Pcを直流リンク7へ出力する:
インバータ5は直流リンク7から、脈動電力Pinと授与電力Pcとの和から受納電力Plを引いた入力電力Pdc(=Pin+Pc-Pl)を入力し、負荷電流iu,iv,iwを出力する。インバータ5の損失を無視すれば入力電力Pdcは電力Pout(式(4)参照)と等しい。
図1に示された直接型電力変換器の等価回路として図4を示す。当該等価回路は、例えば非特許文献2、特許文献1,3,4等で紹介されている。当該等価回路において電流irec1は、スイッチSrecが導通するときにこれを経由する電流irec1として等価的に表されている。同様に、放電電流icは、スイッチScが導通するときにこれを経由する電流icとして等価的に表されている。
第1の実施の形態は、特許文献2で紹介された直接型電力変換器の動作と比較して説明される。
特許文献2では放電デューティdcは次式(8)で設定され、この放電デューティdcを採用することと、入力電流Iinを正弦波とする前提とから、リアクトル電流指令il*が式(3)で決定されていた。ここで直流電流Idcは指令値として設定できる。
さて、臨界モードでは、スイッチSlが導通する期間ΔT1においてリアクトル電流ilは0からピーク値まで上昇し、スイッチSlが非導通となる期間ΔT2においてリアクトル電流ilはピーク値から0まで下降し、期間ΔT1,ΔT2が交互に設定される。これらの上昇、下降のいずれもが時間に対して線形に変化すると近似すると、リアクトル電流ilは平均して上記ピーク値の半分で流れることになる。
図8および図9は、いずれも本実施の形態で提案した技術を採用した場合における諸量の振る舞いを示すグラフである。図8は時刻0.1秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、時刻0.1秒以前における当該静電容量よりも3割減少した場合を、図9は時刻0.1秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、時刻0.1秒以前における当該静電容量よりも3割増大した場合を、それぞれ示す。
第2の実施の形態は、分配率k、整流デューティdrec、放電デューティdcが、第1の実施の形態で採用された値とは異なる場合について説明される。
受納期間における電圧利用率Rの平均値Raは次式(17)で求められる。また授与期間と受納期間とではπ/2の位相差があり、かつ正弦波形と余弦波形とはπ/2の位相差があることから、授与期間における平均値Raは受納期間におけるそれと等しい。
本実施の形態では受納期間においてdrec=1,dc=0とする。このような整流デューティdrec、放電デューティdcは、これらに課せられた条件、即ち0≦drec≦1,0≦dc≦1、drec+dc+dz=1を満足し、設定可能である。
授与期間において放電デューティdcは、第1の実施の形態で採用された式(11)と比較すると、本実施の形態で採用される式(19)はVm/Vdc倍となっている。式(17)からわかるように本実施の形態ではVdc/Vm=2√2/πであるので、本実施の形態における放電デューティdcは、第1の実施の形態における放電デューティdcのπ/(2√2)倍となっている。
図10及び図11は、いずれも図1に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、いずれも本実施の形態に基づいてデューティdrec,dc,dzを設定した場合の動作を示している。但し、図10ではk=1の場合が、図11ではk=1/3の場合が、それぞれ示されている。
当節では、式(24)を実現して、分配率kに対応して電力の脈動分を分配するための技術の一例を挙げる。
(h-1)デューティの設定.
第3の実施の形態は、第1の実施の形態や第2の実施の形態で採用された「四半周期制御」を採用しない。つまり、本実施の形態では、受納期間、授与期間の区別を特に設定すること無く整流デューティdrec、放電デューティdcが定められる。但し、第1の携帯や第2の実施の形態と同様、整流デューティdrec、放電デューティdcは分配率kには依存しない。
次に、式(6)が成立するために要求されるリアクトル電流il、即ちリアクトル電流指令il*を求める。上述のように入力電力Pdcは直流電圧Vdcと直流電流Idcとの積で表されるので、式(24),(27)から電流irec1は次式(30)で求められる。
図13及び図14は、いずれも図1に示された直接形電力変換器の動作を示すグラフであり、いずれも本実施の形態に基づいてデューティdrec,dc,dzを設定した場合の動作を示している。但し、図13ではk=1の場合が、図14ではk=1/3の場合が、それぞれ示されている。
図15および図16は、いずれも本実施の形態で提案した技術を採用した場合における諸量の振る舞いを示すグラフである。図15は時刻0.1秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、時刻0.1秒以前における当該静電容量よりも3割減少した場合を、図16は時刻0.1秒以降におけるバッファコンデンサの実際の静電容量が、時刻0.1秒以前における当該静電容量よりも3割増大した場合を、それぞれ示す。
上記で示されたいずれの技術を採用する場合であっても、フィルタ2をコンバータ3と電力バッファ回路4との間に設けることもできる。
Claims (8)
- 直接型電力変換器を制御する制御装置(10)であって、
前記直接型電力変換器は、
第1電源線(LH)及び第2電源線を含む直流リンク(7)と、
単相交流電圧(Vin)を入力し、前記第1電源線を前記第2電源線よりも高電位として前記直流リンクに脈動電力(Pin)を出力するコンバータ(3)と、
前記第1電源線と前記第2電源線との間に設けられ、前記脈動電力(Pin)の交流成分(Pin^)に分配率(k)を乗じたバッファリング電力(Pbuf)でバッファリングする電力バッファ回路(4)と、
前記第1電源線と前記第2電源線との間の直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換するインバータ(5)と
を備え、
前記電力バッファ回路は、
コンデンサ(C4)と、前記コンデンサに対して前記第1電源線側で前記第1電源線と前記第2電源線との間で直列に接続されたスイッチ(Sc,D42)とを有する放電回路(4a)と、
前記コンデンサを充電する充電回路(4b)と
を含み、
前記制御装置は、
インバータ制御部(101)と、
放電制御部(102)と、
充電制御部(103)と
を備え、
前記インバータ制御部は、前記コンバータが前記直流リンクと導通するデューティである整流デューティ(drec)と、前記スイッチが導通するデューティである放電デューティ(dc)と、前記インバータが出力する電圧の指令値(Vu*,Vv*,Vw*に基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号(SSup,SSvp,SSwp,SSun,SSvn,SSwn)を出力し、
前記放電制御部は、前記放電デューティに基づいて前記スイッチを導通させる放電スイッチ信号(SSc)を出力し、
前記充電制御部は、
前記コンデンサの両端電圧の平均値についての指令値たる平均電圧指令値(Vc*)と前記両端電圧との偏差(ΔVc)に対して、少なくとも比例積分制御を行って、前記コンバータに入力する入力電流(Iin)の振幅(Im)を決定する振幅決定部(103a)と、
前記放電デューティ、前記整流デューティ、前記分配率に応じて決定される前記単相交流電圧の位相(ωt)の関数(F1(ωt),F2(ωt),F3(ωt))を前記振幅に乗じて、前記充電回路に流れる電流(il)についての充電指令(iL*)を決定する充電指令生成部(103b)と、
前記充電指令に基づいて前記充電回路の充電動作を制御する充電動作制御部(103c)と、
を含む、直接型電力変換器用制御装置。 - 前記電力バッファ回路(4)が、前記位相(ωt)の二倍の余弦値(cos(2ωt))が負となる期間において前記直流リンクから電力を受納し、前記余弦値が正となる期間において前記直流リンクへ電力を授与するように、前記放電デューティ及び前記整流デューティが設定される、請求項1記載の直接型電力変換器用制御装置。
- 前記電力バッファ回路(4)が前記直流リンク(7)から受納する電力(Pl)と、前記電力バッファ回路(4)が前記直流リンクへ授与する電力(Pc)のいずれもが、前記単相交流電圧(Vin)の周波数の二倍の周波数を基本周波数として変動するように設定される、請求項1記載の直接型電力変換器用制御装置。
- 前記入力電流(Iin)の波形を正弦波として前記関数を決定する、請求項1から3のいずれか一つに記載の直接型電力変換器用制御装置。
- 前記充電制御部(103)の応答性は、前記単相交流電圧(Vin)の周波数の二倍の1/10以下である、請求項1記載の直接型電力変換器用制御装置。
- 前記充電制御部(103)の応答性は、前記単相交流電圧(Vin)の周波数の二倍の1/10以下である、請求項2記載の直接型電力変換器用制御装置。
- 前記充電制御部(103)の応答性は、前記単相交流電圧(Vin)の周波数の二倍の1/10以下である、請求項3記載の直接型電力変換器用制御装置。
- 前記充電制御部(103)の応答性は、前記単相交流電圧(Vin)の周波数の二倍の1/10以下である、請求項4記載の直接型電力変換器用制御装置。
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