JP6883540B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に適用される制御装置に関する。

例えば特許文献１には、リアクトルと、駆動スイッチと、コンデンサとを有し、交流電圧及びコンデンサの端子間電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置の制御装置が開示されている。この制御装置は、リアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する。また、この制御装置は、交流電圧の位相に応じて変化する補正値を指令値に加算することにより、交流電流の歪みを低減している。

特開２０１５−１９８４６０号公報

交流電圧とコンデンサの端子間電圧との間で電力を変換する電流変換装置では、コンデンサの端子間電圧の変動の影響により、リアクトルに流れるリアクトル電流が変動する場合がある。この場合、端子間電圧の変動の影響により、交流電流の歪みを好適に抑制できなくなることが懸念される。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、交流電圧及びコンデンサの端子間電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換する電力変換装置に適用される制御装置において、交流電流の歪みを好適に抑制することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明に係る制御装置は、リアクトルと、駆動スイッチと、コンデンサとを有し、交流電圧及び前記コンデンサの端子間電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置に適用される電力変換装置の制御装置に適用される。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、取得した前記交流電圧に基づいて、正弦波状のリアクトル電流の指令値を算出する指令値算出部と、算出された前記指令値に加算する補正値を設定する電流補正部と、取得された前記リアクトル電流を、設定された前記補正値が加算された前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部と、を備え、前記電流補正部は、取得した前記交流電圧に基づいて、前記補正値を、前記コンデンサの端子間電圧の変動成分を含む値に設定する。

コンデンサの端子間電圧の変動は、交流電圧の振幅に応じた値となる。また、リアクトルに印加されるコンデンサの端子間電圧が変動することによりリアクトル電流が変動するため、コンデンサの端子間電圧の変動周期とリアクトル電流の変動周期との間に相関があると考えられる。これらのことから、本発明者は、交流電圧に基づいて、補正値を、コンデンサの端子間電圧の変動に応じた値に設定することにより、交流電流の歪みを好適に抑制できるとの知見を得た。

この点、上記構成では、取得された交流電圧に基づいて、正弦波状のリアクトル電流の指令値が算出される。また、取得されたリアクトル電流を、補正値が加算されたリアクトル電流の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチが操作される。このとき、補正値は、取得された交流電圧に基づいて、コンデンサの端子間電圧の変動成分を含む値に設定される。この場合、補正値が、端子間電圧の変動に伴うリアクトル電流の変動を加味した値に設定されることにより、交流電流の歪みを好適に抑制することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 交流電圧、補正前指令値、及びリアクトル電流の平均値の推移を示す図。 電流補正部の構成図。 高調波補正値の推移を説明する図。 乖離幅を説明する図。 ピーク電流モード制御を用いたスイッチの操作手順を示すフローチャート。 電力変換装置のタイミングチャート。 本実施形態の効果を説明する図。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 電力変換装置のタイミングチャート。 第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。 第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。 第３実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 高調波補正値の推移を説明する図。 電力変換装置のタイミングチャート。 本実施形態の効果を説明する図。 第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 電力変換装置のタイミングチャート。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置の制御装置の一態様について図を用いて説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する。

図１に示すように、電力変換装置１００は、ＡＣ・ＤＣ変換器１０を備えている。ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、第１交流端子ＴＡ１及び第２交流端子ＴＡ２を介して交流電源２００に接続され、第１直流端子ＴＤ１及び第２直流端子ＴＤ２を介して不図示の機器に接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源である。機器には、例えば、バッテリ等の直流電源及びＤＣ・ＤＣコンバータのうち少なくとも一方が含まれる。

ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、フルブリッジ回路１２と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、コンデンサ１６と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

フルブリッジ回路１２は、第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとが接続され、第３ダイオードＤ３のアノードと、第４ダイオードＤ４のカソードとが接続されている。第１，第３ダイオードＤ１，Ｄ３の各カソードが第３配線ＬＰ３の第１端に接続され、第２，第４ダイオードＤ２，Ｄ４の各アノードが第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。

フルブリッジ回路１２において、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との第１接続点Ｋ１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

ハーフブリッジ回路１５は、第５ダイオードＤ５と、スイッチＳＷとを備えている。スイッチＳＷは、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５ダイオードＤ５のアノードと、スイッチＳＷのドレインとが接続されている。第５ダイオードＤ５のカソードが第１配線ＬＰ１の第１端に接続され、第１配線ＬＰ１の第２端が第１直流端子ＴＤ１に接続されている。スイッチＳＷのソースが第２配線ＬＰ２の第１端に接続され、第２配線ＬＰ２の第２端が第２直流端子ＴＤ２に接続されている。スイッチＳＷは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

第５ダイオードＤ５とスイッチＳＷとの第３接続点Ｋ３は、第３配線ＬＰ３の第２端に接続されている。第３配線ＬＰ３にはリアクトル１３が設けられている。また、スイッチＳＷのソースは、第４配線ＬＰ４の第２端に接続されている。

コンデンサ１６は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されている。

電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。第１電圧センサ３１は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されており、コンデンサ１６の端子間電圧をＤＣリンク電圧Ｖｄｃとして検出する。本実施形態では、コンデンサ１６の両端のうち、第２配線ＬＰ２側の電位よりも第１配線ＬＰ１側の電位が高い場合におけるＤＣリンク電圧Ｖｄｃの符号を正と定義する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。第２電圧センサ３３は、第５配線ＬＰ５と第６配線ＬＰ６との間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。

電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

図２は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、スイッチＳＷをオフ状態（開状態）又はオン状態（閉状態）に操作する。本実施形態では、制御装置３０は、波形生成部３４１と、乗算器３４２と、絶対値算出部３４３と、加算器３４４と、電流補正部４０と、電流制御部５０とを備えている。本実施形態では、波形生成部３４１と、乗算器３４２と、絶対値算出部３４３とが指令値算出部に相当する。

波形生成部３４１は、交流電源２００の変化を示す基準波形ｓｉｎωｔを生成する。基準波形は、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値である。例えば、波形生成部３４１は、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが０となる点を、ゼロクロスタイミングとして検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロスタイミングから次のゼロクロスタイミングまで変化する期間を、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）として設定する。そして、波形生成部３４１は、周期Ｔから交流電源２００の角速度ω（＝２π×（１／Ｔ））を算出する。波形生成部３４１は、振幅が１の正弦波信号の角速度を、算出した角速度ωに設定することにより、交流電圧Ｖａｃと同位相となる基準波形ｓｉｎωｔを算出する。

乗算器３４２は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と波形生成部３４１により生成された基準波形ｓｉｎωｔとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値であり、例えば、出力電圧であるＤＣリンク電圧Ｖｄｃの指令値に基づいて定められる。絶対値算出部３４３は、乗算器３４２からの出力値の絶対値｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、補正前指令電流ＩＬ＊がリアクトル電流の指令値に相当する。

電流補正部４０は、補正前指令電流ＩＬ＊を補正する電流補正値Ｉｃを設定する。電流補正値Ｉｃは、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制するための補正値である。加算器３４４は、補正前指令電流ＩＬ＊の絶対値に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を補正後指令電流ＩＬａ＊として設定する。

電流制御部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、補正後指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、スイッチＳＷを操作するゲート信号ＧＳを出力する。本実施形態では、電流制御部５０は、周知のピーク電流モード制御によりゲート信号ＧＳを出力する。

電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部５１と、を備えている。補正後指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１によりデジタル値からアナログ値に変換される。アナログ値に変換された補正後指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒと、スロープ補償部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、補正後指令電流ＩＬａ＊とスロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ローレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号がハイレベルに切り替えられてから、クロック信号が次回ハイレベルに切り替えられるまでの期間が、スイッチＳＷの１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、スイッチＳＷのゲートに接続されている。Ｑ端子からスイッチＳＷのゲートに出力される信号が、ゲート信号ＧＳとなる。

次に、電力変換装置１００の動作を説明する。電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により、ゲート信号ＧＳがハイレベルとなることにより、スイッチＳＷがオン状態（閉状態）となり、リアクトル１３及びスイッチＳＷを含む閉回路が形成される。また、閉回路内においてリアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３に磁気エネルギが蓄えられる。ゲート信号ＧＳがローレベルとなることによりスイッチＳＷがオフ状態（開状態）となり、リアクトル１３に蓄えられた磁気エネルギにより、第５ダイオードＤ５を通じて第１直流端子ＴＤ１に電流が流れる。

図３（ａ）は、交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図３（ｂ）は、補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図３（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅの推移を示す。図３では、力率を１とする場合の各値の推移を示している。

図３（ａ），（ｂ）に示すように、補正前指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。また、図３（ｃ）に示すように、歪みのないリアクトル電流ＩＬｒでは、平均値Ｉａｖｅが補正前指令電流ＩＬ＊と同様、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。

一方、実際には、リアクトル電流ＩＬｒに歪みが生じる場合があり、この場合、平均値Ｉａｖｅが図３（ｃ）に示した波形とならない場合がある。ピーク電流モード制御では、リアクトル電流ＩＬｒが適正な値とならないことにより、交流電流Ｉａｃに歪みが生じる。そのため、制御装置３０は、補正前指令電流ＩＬ＊を電流補正値Ｉｃで補正することにより、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制している。

具体的には、交流電圧ＶａｃをＤＣリンク電圧Ｖｄｃに変換する場合、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅は、ゼロクロスタイミング（ｔ１，ｔ３，ｔ５）付近において最も大きな値となる。また、乖離幅は交流電圧Ｖａｃのピークタイミング（ｔ２，ｔ４）付近において最も小さな値となる。そこで、電流補正値Ｉｃを、乖離幅に応じて設定することにより、ゼロクロスタイミング付近でのリアクトル電流ＩＬｒを増加させている。

ここで、リアクトル１３に印加されるＤＣリンク電圧Ｖｄｃが変動する場合がある。ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが変動することにより、リアクトル電流ＩＬｒが変動し、交流電流Ｉａｃの歪みが大きくなることが懸念される。

ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動は、交流電圧Ｖａｃの振幅に応じた値となる。また、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動によりリアクトル電流ＩＬｒが変動するため、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動周期と、リアクトル電流ＩＬｒの変動周期との間には相関がある。例えば、ＡＣ・ＤＣ変換器１０では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動周波数は、交流電圧Ｖａｃの２倍の周波数で変化することが知られている（竹下隆晴他著「単相ＰＦＣコンバータの直流電圧制御と高調波電流制御」電気学会論文Ｄ，１２１巻１０号、平成１３年、ｐｐ．１０４１−１０４８）。これらの関係から、本発明者は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、電流補正値Ｉｃを、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に応じた値に設定することにより、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できるとの知見を得た。また、上記文献には、変動を伴うＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、ＡＣ・ＤＣ変換器１０に流れる電流の値に応じた値となることが記載されている。そこで、本実施形態では、制御装置３０は交流電圧Ｖａｃとリアクトル電流ＩＬｒの振幅を示す振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて、電流補正値Ｉｃを、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動成分を含む値に設定している。

次に、本実施形態に係る電流補正部４０の構成について説明する。図４に示す電流補正部４０は、実効値算出部４１と、上限値設定部４２と、高調波成分生成部４３と、最小値選択部４４と、を備えている。

実効値算出部４１は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出する。

上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて上限値Ｉｄｃ設定する。振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、リアクトル電流ＩＬｒの増加分が大きくなることに鑑み、本実施形態では、上限値設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。

制御装置３０は、メモリ等の記憶部を備え、記憶部には、各実効値Ｖｒｍｓ及び各振幅指令値Ｉａ＊に対応付けられて上限値Ｉｄｃが規定された情報である直流成分マップが記憶されている。例えば、各実効値Ｖｒｍｓは、各国の商用電源の実効値Ｖｒｍｓに対応している。そのため、上限値設定部４２は、直流成分マップを参照することにより、実効値Ｖｒｍｓ及び振幅指令値Ｉａ＊に応じた上限値Ｉｄｃを設定することができる。なお、上限値設定部４２で用いられるパラメータを、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓに代えて、交流電圧Ｖａｃの振幅としてもよい。

高調波成分生成部４３は、振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃに基づいて、高調波補正値Ｉｈを設定する。図５は、本実施形態における、交流電圧Ｖａｃ，ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、及び高調波補正値Ｉｈの推移を説明する図である。図５では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、交流電圧Ｖａｃの２倍の周波数で変化している。具体的には、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１の前半Ｐ１１と、交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２の前半Ｐ２１とにおいて、極小値を取るように変化する。その後、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２の後半Ｐ１２，Ｐ２２において、極大値を取るように変化する。図５（ｃ）において、高調波補正値Ｉｈは、点線、破線、実線の順序で対応する振幅指令値Ｉａ＊が大きくなる。以下では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが平均値よりも高い状態を正極性と記載し、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが平均値よりも低い状態を負極性と記載する。そのため、図５において、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが平均値よりも高い期間Ｐ１２，Ｐ２２が正極性となる期間であり、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが平均値よりも低い期間Ｐ１１，Ｐ２１が負極性となる期間である。

高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ１２，Ｐ２２及びＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ１１，Ｐ２１それぞれで極大値を１つ取り、正極性となる期間での極大値と負極性となる期間での極大値との間に極小値を１つ取るように高調波補正値Ｉｈを設定する。また、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃのゼロクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈを、振幅指令値Ｉａ＊の大きさに依存しない値に設定する。具体的には、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正から負となるゼロダウンクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈは、振幅指令値Ｉａ＊の大きさにかかわらず同じ値に設定され、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負から正となるゼロアップクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈは、振幅指令値Ｉａ＊の大きさにかかわらず同じ値に設定される。

交流電流Ｉａｃの振幅が大きくなるほど、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、その平均値からの変動幅が大きくなる。そこで、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ１１，Ｐ２１において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、高調波補正値Ｉｈを小さな値に設定する。また、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ１２，Ｐ２２において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、高調波補正値Ｉｈを大きな値に設定する。

高調波成分生成部４３は、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃがゼロダウンクロスするタイミングから高調波補正値Ｉｈが極大値及び極小値それぞれとなるまでの時間が短くなるように高調波補正値Ｉｈを設定する。図５（ｃ）には、値の異なる３つの振幅指令値Ｉａ＊に対応する高調波補正値Ｉｈを示している。一例として、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃがゼロダウンクロスするタイミングから高調波補正値Ｉｈが極小値となるまでの時間として、振幅指令値Ｉａ＊が大きい場合の時間Ｔ１と、振幅指令値Ｉａ＊が小さい場合の時間Ｔ２とを示している。大きな振幅指令値Ｉａ＊に対応する時間Ｔ１は、小さな振幅指令値Ｉａ＊に対応する時間Ｔ２よりも短くなっている。なお、極大値においても、同様に、大きな振幅指令値Ｉａ＊に対応する時間は、小さな振幅指令値Ｉａ＊に対応する時間よりも短くなっている。

本実施形態では、制御装置３０の記憶部には、各振幅指令値Ｉａ＊及び各交流電圧Ｖａｃに対応付けられて高調波補正値Ｉｈが規定された情報である補正値マップが記憶されている。そのため、高調波成分生成部４３は、補正値マップを参照することにより振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃに応じた高調波補正値Ｉｈを設定することができる。

最小値選択部４４は、高調波成分生成部４３により設定された高調波補正値Ｉｈが、上限値設定部４２により設定された上限値Ｉｄｃより小さい値である場合、高調波補正値Ｉｈをそのまま電流補正値Ｉｃとして設定する。一方、高調波補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上の値である場合、上限値Ｉｄｃを電流補正値Ｉｃとして設定する。

次に、振幅指令値Ｉａ＊と高調波補正値Ｉｈとの対応関係を示す補正値マップの作成方法について図６を用いて説明する。

図６は、乖離幅Δｉを説明する図である。本実施形態では、乖離幅Δｉを、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬ＊との差として定義している。そのため、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるリアクトル電流ＩＬｒの最大増加分をΔＩＬとすると、乖離幅Δｉは、平均値Ｉａｖｅと最大増加分ΔＩＬとの差（＝ΔＩＬ／２）に、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分ΔＳｌｏｐｅを加えた値となる。また、本実施形態では、乖離幅Δｉを高調波補正値Ｉｈとして設定しており、高調波補正値Ｉｈは、リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂと、スロープ量ｍｓとを用いた下記式（１）により算出される。下記式（１）において、Ｄはデューティ比である。

Ｉｈ＝ｍｂ×Ｄ×Ｔｓｗ／２＋ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （１）
リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝Ｖａｃ／Ｌ」の関係があり、この関係性を上記式（１）に代入することにより、高調波補正値Ｉｈは下記式（２）により算出される。

電力変換装置１００が交流電圧を直流電圧に変換する場合、デューティ比Ｄは下記式（３）により算出される。なお、Ｖｄｃ＊は、変動が生じていない場合のＤＣリンク電圧である。例えば、Ｖｄｃ＊はコンデンサ１６の端子間電圧の平均値である。

ここで、コンデンサ１６の端子間電圧に変動が生じる場合のＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、下記式（４）により算出される。下記式（４）において、θは交流電圧Ｖａｃの位相を示し、ｆは交流電圧Ｖａｃの周波数を示し、Ｃはコンデンサ１６の静電容量を示す。

そのため、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動を加味したデューティ比Ｄは、上記式（３）のＶｄｃ＊を上記式（４）の右辺に置換した下記式（５）により算出される。

本実施形態では、上記式（２），（５）を用いて、さまざまな振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃに応じた高調波補正値Ｉｈを算出する。そして、算出した高調波補正値Ｉｈを、振幅指令値Ｉａ＊、及び交流電圧Ｖａｃの組合せ毎に対応付けることにより補正値マップを作成する。

次に、図７を用いて、ピーク電流モード制御を用いたスイッチＳＷの操作手順を説明する。図７に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１０では、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒを取得する。ステップＳ１０が電流取得部に相当する。ステップＳ１１では、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃを取得する。ステップＳ１１が交流電圧取得部に相当する。

ステップＳ１２では、振幅指令値Ｉａ＊に交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎωｔを乗算し、その乗算値の絶対値を補正前指令電流ＩＬ＊として算出する。ステップＳ１２が指令値算出部に相当する。

ステップＳ１３では、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出する。ステップＳ１４では、交流電圧Ｖａｃ、実効値Ｖｒｍｓ及び振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、先の図４に示したように、電流補正値Ｉｃを設定する。

ステップＳ１５では、ステップＳ１４で設定した電流補正値Ｉｃを補正前指令電流ＩＬ＊に加算することにより、補正後指令電流ＩＬａ＊を設定する。

ステップＳ１６では、図２を用いて説明したように、補正後指令電流ＩＬａ＊に基づいてピーク電流モード制御を実施する場合のゲート信号ＧＳを出力する。これにより、リアクトル電流ＩＬｒがステップＳ１５で設定した補正後指令電流ＩＬａ＊に制御される。その結果、リアクトル１３には交流電流Ｉａｃの歪みが抑制されたリアクトル電流ＩＬｒが流れる。ステップＳ１６の処理が終了すると、図７の処理を一旦終了する。

次に、図８及び図９を用いて、本実施形態の作用効果を説明する。

図８（ａ）は、交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図８（ｂ）は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの推移を示す。図８（ｃ）は、ゲート信号ＧＳの推移を示し、図８（ｄ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示す。図８（ｅ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図８（ｆ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図８（ｄ）に示す電流補正値Ｉｃは、高調波補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃよりも小さい場合の値であり、高調波補正値Ｉｈそのものである。また、図８（ａ）において、ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ１２，ｔ１４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ１１において、時刻ｔ１１付近で極大値を取った後、時刻ｔ１２で極小値を取るように変化している。また、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ１２において、時刻ｔ１３付近で極大値を取るように変化している。なお、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ２１及び負極性となる期間Ｐ２２においても、電流補正値Ｉｃは、期間Ｐ１１，Ｐ１２と同様に変化している。

交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、電流補正値Ｉｃは、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング（ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）付近で極大値を取り、ピークタイミング（ｔ１２，ｔ１４）付近で極小値を取るように変化している。そのため、乖離幅Δｉが最大となる交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングでは、ゲート信号ＧＳのデューティ比Ｄが電流補正値Ｉｃを一定とする場合と比べて大きくなる。一方、乖離幅が小さくなるピークタイミング付近では、ゲート信号ＧＳのデューティ比Ｄが電流補正値Ｉｃを一定とする場合と比べて小さくなる。また、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に応じて変化することにより、ゲート信号ＧＳのデューティ比ＤがＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に応じて調整されている。これにより、交流電流Ｉａｃは歪みが抑制された正弦波状の波形となる。

図９（ａ１），（ｂ１），（ｃ１）は、本実施形態に係る電流補正値Ｉｃ、リアクトル電流ＩＬｒ、交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図９（ａ２），（ｂ２），（ｃ２）は、比較例に係る電流補正値Ｉｃ、リアクトル電流ＩＬｒ、交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。なお、比較例に係る電流補正値Ｉｃは、交流電圧Ｖａｃの変化に応じて設定されており、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動を加味して設定されていない。

比較例では、図９（ａ２）に示す電流補正値Ｉｃを用いたピーク電流モード制御により、リアクトル１３には、図９（ｂ２）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れる。そのため、図９（ｃ２）に示す交流電流Ｉａｃには歪みが生じている。例えば、比較例では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは１２％であった。これに対して、図９（ａ１）に示す電流補正値Ｉｃは、交流電圧Ｖａｃの変化に加えてＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動を加味した値に設定されている。図９（ａ１）に示す電流補正値Ｉｃを用いたピーク電流モード制御により、リアクトル１３には、図９（ｂ１）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れる。そのため、図９（ｃ１）に示す交流電流Ｉａｃは、図９（ｃ２）に示す交流電流Ｉａｃと比べて歪みが低減されている。例えば、図９（ｃ１）では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは０．１％であった。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

・制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒを、電流補正値Ｉｃが加算された補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作する。このとき、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、電流補正値Ｉｃを、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動成分を含む値に設定する。この場合、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に伴うリアクトル電流ＩＬｒの変動に応じた値に設定されることにより、交流電流Ｉａｃの歪みを好適に抑制することができる。

・制御装置３０は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、正極性となる期間での極大値と負極性となる期間での極大値の間に極小値を１つ取るように電流補正値を設定する。この場合、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に伴うリアクトル電流ＩＬｒの変動に対応しつつ、乖離幅の変化傾向に応じた値に設定されるため、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。

・制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて、補正前指令電流ＩＬ＊を算出する。また、制御装置３０は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、電流補正値Ｉｃを小さな値に設定し、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、電流補正値Ｉｃを大きな値に設定する。この場合、交流電圧Ｖａｃの増減に伴うＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動傾向に応じて、電流補正値Ｉｃが増減されることにより、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、第１実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。

図１０は、第２実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７０とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７０とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。

フルブリッジ回路７０は、第１スイッチＳＷ１１及び第２スイッチＳＷ１２と、第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１ダイオードＤ１１のアノードと第１スイッチＳＷ１１のドレインとが接続されている。第２ダイオードＤ１２のアノードと第２スイッチＳＷ１２のドレインとが接続されている。第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２それぞれのカソードが、第１配線ＬＰ１に接続され、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれのソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

第１ダイオードＤ１１と第１スイッチＳＷ１１との第１接続点Ｋ１１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第２ダイオードＤ１２と第２スイッチＳＷ１２との第２接続点Ｋ１２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

第１ダイオードＤ１１のアノードと、第１スイッチＳＷ１１のドレインとの間には、第１電流センサ３４が設けられている。第１電流センサ３４は、第１スイッチＳＷ１１に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２ダイオードＤ１２のアノードと、第２スイッチＳＷ１２のドレインとの間には、第２電流センサ３５が設けられている。第２電流センサ３５は、第２スイッチＳＷ１２に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。

図１１は、第２実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。制御装置３０は、第１電流制御部５２と、第２電流制御部５３と、切替部６０とを備えている。本実施形態では、制御装置３０は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒを、補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を操作する。

第１電流制御部５２は、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部５３は、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第１，第２電流制御部５２，５３の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。

切替部６０は、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１ゲート信号ＧＳ１又は第２ゲート信号ＧＳ２の出力を切り替える。切替部６０は、極性判定部６１と、第１ＡＮＤ回路６２と、第２ＡＮＤ回路６３とを備えている。極性判定部６１の出力端子は、第１，第２ＡＮＤ回路６２，６３それぞれの入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路６２の他方の入力端子は、第１電流制御部５２の出力端子に接続されている。第２ＡＮＤ回路６３の他方の入力端子は、第２電流制御部５３の出力端子に接続されている。

極性判定部６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路６２に出力する第１選択信号ＡＱ１をハイレベルにし、第２ＡＮＤ回路６３に出力する第２選択信号ＡＱ２をローレベルにする。一方、極性判定部６１は、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路６２に出力する第１選択信号ＡＱ１をローレベルにし、第２ＡＮＤ回路６３に出力する第２選択信号ＡＱ２をハイレベルにする。

第１ＡＮＤ回路６２は、第１スイッチＳＷ１のゲートに接続されており、第１スイッチＳＷ１の開閉を操作する第１ゲート信号ＧＳ１を出力する。第２ＡＮＤ回路６３は、第２スイッチＳＷ２のゲートに接続されており、第２スイッチＳＷ２の開閉を操作する第２ゲート信号ＧＳ２を出力する。

図１２は、本実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１２（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図１２（ｂ）はＤＣリンク電圧Ｖｄｃの推移を示す。図１２（ｃ）は第１選択信号ＡＱ１の推移を示し、図１２（ｄ）は第２選択信号ＡＱ２の推移を示す。図１２（ｅ）は第１ゲート信号ＧＳ１の推移を示し、図１２（ｆ）は第２ゲート信号ＧＳ２の推移を示す。図１２（ｇ）は電流補正値Ｉｃの推移を示し、図１２（ｈ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１２（ｉ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図１２（ｇ）に示す電流補正値Ｉｃは、高調波補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃよりも小さい場合の値であり、高調波補正値Ｉｈそのものである。また、図１２（ａ）において、ｔ２１，ｔ２３，ｔ２５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ２２，ｔ２４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第１選択信号ＡＱ１がハイレベルとなり、第２選択信号ＡＱ２がローレベルとなることにより、第１電流制御部５２が実施するピーク電流モード制御により第１スイッチＳＷ１が操作される。

電流補正値Ｉｃは、第１期間Ｐ１において、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に応じて変化する。このとき、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ１１において時刻ｔ２１の付近で極大値を取った後、時刻ｔ２２で最小値を取るように変化する。そして、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ１２において時刻ｔ２３付近で極大値となるように変化する。交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミング（ｔ２１，ｔ２３）付近で最大値を取り、ピークタイミング（ｔ２２）で最小値を取るように変化する。そのため、第１期間Ｐ１の各ゼロクロスタイミングにおいて、第１ゲート信号ＧＳ１のデューティ比は、電流補正値Ｉｃを一定とする場合と比べて大きくなり、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第１選択信号ＡＱ１がローレベルとなり、第２選択信号ＡＱ２がハイレベルとなることにより、第２電流制御部５３が実施するピーク電流モード制御により第２スイッチＳＷ２が操作される。

電流補正値Ｉｃは、第２期間Ｐ２において、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に応じて変化する。このとき、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ２１において時刻ｔ２３の付近で極大値を取った後、時刻ｔ２４で最小値を取るように変化する。そして、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ２２において時刻ｔ２５付近で極大値を取るように変化する。そのため、交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、電流補正値Ｉｃは、第２期間Ｐ２において交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング（ｔ２３，ｔ２５）付近で極大値を取り、ピークタイミング（ｔ２４）で極大値を取るように変化する。そのため、第２期間Ｐ２の各ゼロクロスタイミングにおいて、第２ゲート信号ＧＳ２のデューティ比は、電流補正値Ｉｃを一定とする場合と比べて大きくなり、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。

＜第２実施形態の変形例１＞
本実施形態では、図１３に示すように、第２実施形態に対して、フルブリッジ回路７１のトポロジーが異なる。フルブリッジ回路７１では、第１スイッチＳＷ１３のソースと第１ダイオードＤ１３のカソードとが接続され、第２スイッチＳＷ１４のソースと第２ダイオードＤ１４のカソードとが接続されている。また、第１電流センサ３６は、第１スイッチＳＷ１３のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ１３に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ３７は、第２スイッチＳＷ１４のドレイン側に接続されており、第２スイッチＳＷ１４に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。

＜第２実施形態の変形例２＞
本実施形態では、図１４に示すように、第２実施形態に対して、フルブリッジ回路７２のトポロジーが異なる。フルブリッジ回路７２では、第１スイッチＳＷ１５のソースと第２スイッチＳＷ１６のドレインとが接続され、第１ダイオードＤ１５のアノードと第２ダイオードＤ１６のカソードとが接続されている。また、第１電流センサ３８は、第１スイッチＳＷ１５のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ１５に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ３９は、第２スイッチＳＷ１６のドレイン側に接続されており、第２スイッチＳＷ１６に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。

＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態の電力変換装置１００は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する。図１５に示す電力変換装置１００は、ＤＣ・ＡＣ変換器８０を備えている。ＤＣ・ＡＣ変換器８０は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路７３と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路７４と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

ハーフブリッジ回路７３は、第１スイッチＳＷ２１と、第２スイッチＳＷ２２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ２１のソースと、第２スイッチＳＷ２２のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ２１のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第２スイッチＳＷ２２のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第１スイッチＳＷ２１が駆動スイッチに相当する。

第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の第１接続点Ｋ２１は、第３配線ＬＰ３の第１端に接続されている。第３配線ＬＰ３の一部には、リアクトル１３が設けられている。また、第２スイッチＳＷ２２のソースは、第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路７４に接続されている。

フルブリッジ回路７４は、第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６を備えている。第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ２３のソースと、第４スイッチＳＷ２４のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ２５のソースと、第６スイッチＳＷ２６のドレインとが接続されている。第３，第５スイッチＳＷ２３，ＳＷ２５それぞれのドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第４，第６スイッチＳＷ２４，ＳＷ２６それぞれのソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。

第３スイッチＳＷ２３と第４スイッチＳＷ２４との第２接続点Ｋ２２は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第５スイッチＳＷ２５と第６スイッチＳＷ２６との第３接続点Ｋ２３は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

図１６は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２をオフ状態（開状態）又はオン状態（閉状態）に操作する。

電流制御部１５０は、リアクトル電流ＩＬｒと補正後指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第１スイッチＳＷ１を操作する第１ゲート信号ＧＳ２１と、第２スイッチＳＷ２を操作する第２ゲート信号ＧＳ２２とを出力する。電流制御部１５０は、第１スイッチＳＷ２１のゲートに接続されており、第１ゲート信号ＧＳ２１を出力する。また、電流制御部１５０は、反転器１６２を介して第２スイッチＳＷ２２のゲートに接続されており、反転器１６２を介して第２ゲート信号ＧＳ２２を出力する。

切替部１６０は、極性判定部１６１と、反転器１６２，１６３とを備えている。極性判定部１６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、出力信号をローレベルにし、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、出力信号をハイレベルにする。

極性判定部１６１は、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６の各ゲートに接続されており、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６を操作する第３，第６ゲート信号ＧＳ２３，ＧＳ２６を出力する。また、極性判定部１６１は、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５の各ゲートに接続されており、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５を操作する第４，第５ゲート信号ＧＳ２４，ＧＳ２５を出力する。第４，第５ゲート信号ＧＳ２４，ＧＳ２５は、第３，第６ゲート信号ＧＳ２３，ＧＳ２６を反転させた値となる。

図１７は、本実施形態における、交流電圧Ｖａｃ，ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、及び電流補正値Ｉｃの推移を説明する図である。図１７では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、交流電圧Ｖａｃの２倍の周波数で変化している。電流補正値Ｉｃは、交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１、第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれの前半周期Ｐ３１，Ｐ４１において、極大値を取るように変化した後、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれの後半周期Ｐ３２，Ｐ４２において、極小値を取るように変化している。

ＤＣ・ＡＣ変換器８０がＤＣリンク電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合、歪みを伴うリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃがゼロとなるゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。また、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃが最大となるピークタイミング付近において最も大きな値となる。

本実施形態では、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃのゼロアップクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈをその最小値に設定する。具体的には、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃのゼロアップクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈを０に設定する。また、高調波成分生成部４３は、時間的に隣り合う高調波補正値Ｉｈの最小値の間に、極大値を少なくとも１つ取るように高調波補正値Ｉｈを設定する。また、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃのゼロクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈを、振幅指令値Ｉａ＊の大きさに依存しない値に設定する。具体的には、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃのゼロアップクロスタイミングにおける高調波補正値Ｉｈは、振幅指令値Ｉａ＊の大きさにかかわらず同じ値に設定される。

交流電流Ｉａｃの振幅が大きくなるほど、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、その平均値からの変動幅が大きくなる。そのため、高調波成分生成部４３は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ３１，Ｐ４１において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、高調波補正値Ｉｈを大きな値に設定し、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ３２，Ｐ４２において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、高調波補正値Ｉｈを小さな値に設定する。

高調波成分生成部４３は、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃのゼロアップクロスタイミングから、高調波補正値Ｉｈが極大値となるまでの時間が短くなるように、高調波補正値Ｉｈを設定する。図１７（ｃ）には、値の異なる３つの振幅指令値Ｉａ＊に対応する高調波補正値Ｉｈを示している。また、図１７（ｃ）には、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃがゼロアップクロスタイミングから極大値となるまでの時間として、振幅指令値Ｉａ＊が大きい場合の時間Ｔ３と、振幅指令値Ｉａ＊が小さい場合の時間Ｔ４とを示している。大きな振幅指令値Ｉａ＊に対応する時間Ｔ３は、小さな振幅指令値Ｉａ＊に対応する時間Ｔ４よりも短くなっている。

本実施形態においても、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、振幅指令値Ｉａ＊と、電流補正値Ｉｃとの関係を示す補正値マップを記憶部に記憶している。そのため、高調波成分生成部４３は、この補正値マップを参照することにより、振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃに応じた高調波補正値Ｉｈを設定することができる。

次に、本実施形態において、高調波補正値Ｉｈと交流電圧Ｖａｃとの対応関係を示す補正値マップの作成方法について説明する。

リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係がある。そのため、この関係性を上記式（１）に代入することにより、変動のないＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＊を交流電圧Ｖａｃに変換する場合の高調波補正値Ｉｈは下記式（６）により算出される。

ＤＣ・ＡＣ変換器８０が変動のないＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＊を交流電圧Ｖａｃに変換する場合、デューティ比Ｄは、下記式（７）により算出される。

ＤＣ・ＡＣ変換器８０では、脈動成分を伴うＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、下記式（８）により算出される。

そのため、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動を加味したデューティ比Ｄは、上記式（７）のＶｄｃ＊を上記式（８）の右辺に置換した下記式（９）により算出される。

また、上記式（６）のＶｄｃ＊を、上記式（８）により算出されるＤＣリンク電圧Ｖｄｃに置換することにより、下記式（１０）が算出される。

本実施形態では、上記式（９），（１０）を用いて、さまざまな振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃに応じた高調波補正値Ｉｈを算出する。そして、算出した高調波補正値Ｉｈを、振幅指令値Ｉａ＊、及び交流電圧Ｖａｃの組合せ毎に対応付けることにより補正値マップを作成する。

次に、図１８を用いて電力変換装置１００の動作を説明する。図１８（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図１８（ｂ）はＤＣリンク電圧Ｖｄｃの推移を示し、図１８（ｃ）は第１ゲート信号ＧＳ２１の推移を示す。なお、第２ゲート信号ＧＳ２２は、第１ゲート信号ＧＳ２１を反転させた値となる。図１８（ｄ）は電流補正値Ｉｃの推移を示し、図１８（ｅ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図１８（ｆ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図１８（ｄ）に示す電流補正値Ｉｃは、高調波補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃよりも小さい場合の値であり、高調波補正値Ｉｈそのものである。また、図１８（ａ）において、ｔ４１，ｔ４３，ｔ４５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ４２，ｔ４４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４，第５ゲート信号ＧＳ２４，ＧＳ２５がハイレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５がオン状態（閉状態）となる。第３，第６ゲート信号ＧＳ２３，ＧＳ２６がローレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６がオフ状態（開状態）となる。そのため、第１期間Ｐ１において、電流制御部１５０が実施するピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ２１がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ２２がローレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５、リアクトル１３及び第２スイッチＳＷ２２を含む閉回路が形成される。

第１期間Ｐ１において、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ３１において、時刻ｔ４１，ｔ４３それぞれで極小値を取り、時刻ｔ４２の付近で最大値を取るように変化する。また、交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミング（ｔ４１，ｔ４３）で極小値を取り、交流電圧Ｖａｃのピークタイミング（ｔ４２）付近で最大値を取るように変化する。即ち、乖離幅Δｉが小さくなるゼロクロスタイミングでは、電流補正値Ｉｃが最小値となり、乖離幅Δｉが大きくなる交流電圧Ｖａｃのピークタイミング付近では、電流補正値Ｉｃが最大値となる。そのため、第１期間Ｐ１において、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４，第５ゲート信号ＧＳ２４，ＧＳ２５がローレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５がオフ状態（開状態）となる。また、第３，第６ゲート信号ＧＳ２３，ＧＳ２６がハイレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６がオン状態（閉状態）となる。そのため、第２期間Ｐ２において、電流制御部１５０により、第１ゲート信号ＧＳ２１がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ２２がローレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６、リアクトル１３、及び第２スイッチＳＷ２２を含む閉回路が形成される。

第２期間Ｐ２において、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ４２において、時刻ｔ４４付近で最大値を取り、時刻ｔ４５で極小値を取るように変化する。交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミング（ｔ４５）で極小値を取り、ピークタイミング（ｔ４４）で最大値を取るように変化する。そのため、第１期間Ｐ１と同様、ゼロクロスタイミングでは、電流補正値Ｉｃが最小値に設定され、ピークタイミング付近では、電流補正値Ｉｃが最大値に設定されることにより、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

図１９（ａ１），（ｂ１），（ｃ１）は、本実施形態に係る電流補正値Ｉｃ、リアクトル電流ＩＬｒ、交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図１９（ａ２），（ｂ２），（ｃ２）は、比較例に係る電流補正値Ｉｃ、リアクトル電流ＩＬｒ、交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。なお、本比較例では、電流補正値Ｉｃは、交流電圧Ｖａｃの変化に応じて設定されており、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動に応じて設定されていない。

図１９（ａ２）に示す電流補正値Ｉｃを用いたピーク電流モード制御により、リアクトル１３には、図１９（ｂ２）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れる。そのため、図１９（ｃ２）に示す交流電流Ｉａｃには、歪みが生じている。例えば、比較例では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは２％であった。これに対して、図１９（ａ１）に示す電流補正値Ｉｃは、交流電圧Ｖａｃの変化に加えてＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動を加味した値に設定されている。図１９（ａ１）に示す電流補正値Ｉｃを用いたピーク電流モード制御により、リアクトル１３には、図１９（ｂ１）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れる。そのため、図１９（ｃ１）に示す交流電流Ｉａｃは、図１９（ｃ２）に示す交流電流Ｉａｃと比べて歪みが低減されている。例えば、図１９（ｃ１）では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは１％以下であった。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

・制御装置３０は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する電力変換装置１００に適用される。制御装置３０は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの１周期において、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃがゼロアップクロスするタイミングにおいて最小値を取り、時間的に隣り合う最小値の間に極大値を取るように高調波補正値Ｉｈを設定する。この場合、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

・制御装置３０は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、高調波補正値Ｉｈを大きな値に設定し、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間において、振幅指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、高調波補正値Ｉｈを小さな値に設定する。この場合、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合においても、振幅指令値Ｉａ＊の増加に伴う、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変動傾向に応じて、高調波補正値Ｉｈが増減されることにより、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第３実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第３実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、第３実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第３実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。

図２０は、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７５とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７５とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。

フルブリッジ回路７５は、第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１〜第４スイッチＳＷ３１〜３４は、第３実施形態の第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６に対応しているため、フルブリッジ回路７５の説明を省略する。

第１電流センサ１３１は、第１スイッチＳＷ３１のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ３１に流れる電流を、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２電流センサ１３２は、第３スイッチＳＷ３３のドレイン側に接続されており、第３スイッチＳＷ３３に流れる電流を、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。

図２１は、第４実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態では、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４をオフ状態（開状態）又はオン状態（閉状態）に操作する。

制御装置３０は、第１電流制御部１５５と、第２電流制御部１５６と、切替部１６４とを備えている。第１電流制御部１５５は、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部１５６は、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第１，第２電流制御部１５５，１５６の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。

切替部１６４は、極性判定部１６５と、第１ＡＮＤ回路１６７と、第２ＡＮＤ回路１６８と、反転器１６６，１６９，１７０とを備えている。極性判定部１６５の出力端子は、第１ＡＮＤ回路１６７の一方の入力端子と、反転器１６６の入力端子とに接続されている。反転器１６６の出力端子は、第２ＡＮＤ回路１６８の一方の入力端子に接続されている。

第１電流制御部１５５の出力端子は第１ＡＮＤ回路１６７の他方の入力端子に接続されており、第２電流制御部１５７の出力端子は第２ＡＮＤ回路１６８の他方の入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路１６７は、第２スイッチＳＷ３２のゲートに接続されており、第２ゲート信号ＧＳ３２を出力する。また、第１ＡＮＤ回路１６７は、反転器１６９を介して第１スイッチＳＷ３１のゲートに接続されており、反転器１６９を介して第１ゲート信号ＧＳ３１を出力する。第１ゲート信号ＧＳ３１は、第２ゲート信号ＧＳ３２を反転させたものとなる。

第２ＡＮＤ回路１６８は、第４スイッチＳＷ３４のゲートに接続されており、第４ゲート信号ＧＳ３４を出力する。また、第２ＡＮＤ回路１６８は、反転器１７０を介して第３スイッチＳＷ３３のゲートに接続されており、反転器１７０を介して第３ゲート信号ＧＳ３３を出力する。第３ゲート信号ＧＳ３３は、第４ゲート信号ＧＳ３４を反転させたものとなる。

図２２は、第４実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図２２（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図２２（ｂ）はＤＣリンク電圧Ｖｄｃの推移を示す。図２２（ｃ）は第１選択信号ＡＱ１の推移を示し、図２２（ｄ）は第２選択信号ＡＱ２の推移を示す。図２２（ｅ）は第１ゲート信号ＧＳ３１の推移を示し、図２２（ｆ）は第３ゲート信号ＧＳ３３の推移を示す。図２２（ｇ）は電流補正値Ｉｃの推移を示す。図２２（ｈ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図２２（ｉ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図２２（ｇ）に示す電流補正値Ｉｃは、高調波補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃよりも小さい場合の値であり、高調波補正値Ｉｈそのものである。また、図２２（ａ）において、ｔ５１，ｔ５３，ｔ５５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ５２，ｔ５４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４ゲート信号ＧＳ３４がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ３２がローレベルとなる。この第１期間Ｐ１では、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第１電流制御部１５５が実施するピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ３１が出力される。

第１期間Ｐ１において、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ３１において、時刻ｔ５１で極小値を取り、時刻ｔ５２付近で最大値を取るように変化する。また、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ３２において、時刻ｔ５３で極小値を取るように変化する。そのため、交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、ゼロクロスタイミング（ｔ５１，ｔ５３）で極小値を取り、ピークタイミング（ｔ５２）付近で最大値を取るように変化する。そのため、第１ゲート信号ＧＳ３１のデューティ比は、電流補正値Ｉｃを一定とする場合よりも、ゼロクロスタイミング付近で小さくなり、ピークタイミング付近で大きくなる。その結果、第１期間Ｐ１での交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４ゲート信号ＧＳ３４がローレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ３２がハイレベルとなる。この第２期間Ｐ２では、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第２電流制御部１５６が実施するピーク電流モード制御により、第３ゲート信号ＧＳ３３が出力される。

第２期間Ｐ２において、電流補正値Ｉｃは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが正極性となる期間Ｐ４１において、時刻ｔ５４付近で最大値を取り、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが負極性となる期間Ｐ４２において、時刻ｔ５５で極小値を取るように変化する。そのため、交流電圧Ｖａｃの変化との関係では、ゼロクロスタイミング（ｔ５５）で極小値を取り、ピークタイミング（ｔ５４）付近で最大値を取るように変化する。そのため、第２ゲート信号ＧＳ３２のデューティ比は、電流補正値Ｉｃを一定とする場合よりも、ゼロクロスタイミング付近で小さくなり、ピークタイミング点付近で大きくなる。その結果、第２期間Ｐ２での交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。

以上説明した本実施形態では、第３実施形態と同様の効果を奏する。

＜その他の実施形態＞
・電力変換装置１００により交流電圧ＶａｃをＤＣリンク電圧Ｖｄｃに変換する場合の高調波補正値Ｉｈは、上記式（２），（５）により算出されるものに限られない。例えば、振幅指令値Ｉａ＊が固定値に設定される場合、振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃのうち、交流電圧Ｖａｃのみに基づいて高調波補正値Ｉｈが設定されてもよい。この場合であっても、高調波補正値Ｉｈは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、かつ負極性となる期間での極大値と正極性となる期間での極大値との間で極小値を１つ取るように変化するものであればよい。

・電力変換装置１００によりＤＣリンク電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合の高調波補正値Ｉｈは、上記式（９），（１０）により算出されるものに限られない。例えば、振幅指令値Ｉａ＊が固定値に設定される場合、振幅指令値Ｉａ＊及び交流電圧Ｖａｃのうち、交流電圧Ｖａｃのみに基づいて高調波補正値Ｉｈが設定されてもよい。この場合であっても、高調波補正値Ｉｈは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで最小値を１つ取り、かつ正極性となる期間での最小値と負極性となる期間での最小値との間で極大値を取るように変化するものであればよい。

・各実施形態では、力率を１とする場合を例に説明を行った。これに換えて、力率が１未満の場合においても、本実施形態を適用することができる。この場合、波形生成部３４１は、力率に応じて、交流電圧Ｖａｃから所定量αだけ位相がずれた基準波形（＝ｓｉｎ（ωｔ＋α））を生成する。そして、生成した基準波形に基づいて、補正前指令電流ＩＬ＊を算出すればよい。この場合においても、力率に応じて設定された補正前指令電流ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの乖離幅を算出し、この乖離幅に応じて高調波補正値Ｉｈを設定すればよい。

電力変換装置１００は、交流電圧ＶａｃとＤＣリンク電圧Ｖｄｃとの間で双方向での電力変換を行う装置であってもよい。

１３…リアクトル、３０…制御装置、５０…電流制御部、５１…スロープ補償部、１００…電力変換装置、２００…交流電源。

Claims (9)

1. リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ〜ＳＷ３４）と、コンデンサ（１６）とを有し、交流電圧及び前記コンデンサの端子間電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置（１００）に適用される電力変換装置の制御装置（３０）であって、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
   前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
   取得した前記交流電圧に基づいて、正弦波状のリアクトル電流の指令値を算出する指令値算出部と、
   算出された前記指令値に加算する補正値を設定する電流補正部（４０）と、
   取得された前記リアクトル電流を、設定された前記補正値が加算された前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部（５０，５２，５３，１５０，１５５，１５６）と、
   を備え、
   前記電流補正部は、取得した前記交流電圧に基づいて、前記補正値を、前記コンデンサの端子間電圧の変動成分を含む値に設定する電力変換装置の制御装置。
2. 前記電力変換装置は、前記交流電圧を前記コンデンサの端子間電圧に変換し、
   前記電流補正部は、前記コンデンサの端子間電圧の１周期において、前記コンデンサの端子間電圧が正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、前記正極性となる期間での極大値と前記負極性となる期間での極大値との間に極小値を１つ取るように前記補正値を設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記指令値算出部は、取得した前記交流電圧と、前記リアクトル電流の振幅を示す振幅指令値とに基づいて、前記指令値を算出し、
   前記電流補正部は、前記コンデンサの端子間電圧が負極性となる期間において、前記振幅指令値が大きくなるほど、前記補正値を小さな値に設定し、前記コンデンサの端子間電圧が正極性となる期間において、前記振幅指令値が大きくなるほど、前記補正値を大きな値に設定する請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記指令値算出部は、取得した前記交流電圧と、前記リアクトル電流の振幅を示す振幅指令値とに基づいて、前記指令値を算出し、
   前記電流補正部は、前記振幅指令値が大きくなるほど、前記コンデンサの端子間電圧がゼロダウンクロスするタイミングから前記補正値がその極小値となるまでの時間が短くなり、かつ前記振幅指令値が大きくなるほど、前記端子間電圧がゼロダウンクロスするタイミングから前記補正値がその極大値となるまでの時間が短くなるように、前記補正値を設定する請求項２又は３に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記電流補正部は、下記式（1），（２）に基づいて前記補正値を算出する請求項３又は４に記載の電力変換装置の制御装置。
   

   

   

   ここで、Ｉｈは前記補正値、Ｄは前記駆動スイッチのデューティ比、Ｖａｃは前記交流電圧、Ｖｄｃ＊は変動がない場合の前記コンデンサの端子間電圧、Ｉａ＊は前記振幅指令値、ｆは前記交流電圧の周波数、Ｃは前記コンデンサの静電容量、θは前記交流電圧の位相。
6. 前記電力変換装置は、前記コンデンサの端子間電圧を前記交流電圧に変換し、
   前記電流補正部は、前記コンデンサの端子間電圧の１周期において、前記端子間電圧がゼロアップクロスするタイミングにおいて最小値を取り、時間的に隣り合う前記最小値の間に極大値を取るように前記補正値を設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記指令値算出部は、取得した前記交流電圧と、前記リアクトル電流の振幅を示す振幅指令値とに基づいて、前記指令値を算出し、
   前記電流補正部は、前記コンデンサの端子間電圧が正極性となる期間において、前記振幅指令値が大きくなるほど、前記補正値を大きな値に設定し、前記コンデンサの端子間電圧が負極性となる期間において、前記振幅指令値が大きくなるほど、前記補正値を小さな値に設定する請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
8. 前記指令値算出部は、取得した前記交流電圧と、前記リアクトル電流の振幅を示す振幅指令値とに基づいて、前記指令値を算出し、
   前記電流補正部は、前記振幅指令値が大きくなるほど、前記コンデンサの端子間電圧のゼロアップクロスタイミングから、前記補正値がその極大値となるまでの時間が短くなるように、前記補正値を設定する請求項６又は７に記載の電力変換装置の制御装置。
9. 前記電流補正部は、下記式（３），（４）に基づいて前記補正値を算出する請求項７又は８に記載の電力変換装置の制御装置。
   

   

   

   ここで、Ｉｈは前記補正値、Ｄは前記駆動スイッチのデューティ比、Ｖａｃは前記交流電圧、Ｖｄｃ＊は変動がない場合の前記コンデンサの端子間電圧、Ｉａ＊は前記振幅指令値、ｆは前記交流電圧の周波数、Ｃは前記コンデンサの静電容量、θは前記交流電圧の位相。

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