JP6158739B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から入力される交流電力を直流電力に変換し出力する電力変換装置に関する。

従来、交流電源から入力される交流電力を直流電力に変換し出力する電力変換装置において、力率を改善することを目的としたものとして、特許文献１に記載されたものがある。特許文献１に記載の電力変換装置では、交流電圧のゼロクロス点を判定し、ゼロクロス点を基準としてノイズ成分の除去を行っている。

特開２００８−２８６５６１号公報

ところで、特許文献１に記載の電力変換装置において、ピーク電流制御により出力電力の制御を行うことを想定した場合、リアクトルに流れる電流のピーク値を目標値とする。

図１８に、電力変換装置においてピーク電流制御を行った場合の、電流指令値ｉ＿Ｌ＊、リアクトル電流値ｉ＿Ｌ、リアクトル電流ｉ＿Ｌの１スイッチング周期ごとの平均値ｉ＿ａｖｅを示す。リアクトル電流値ｉ＿Ｌは、電力変換装置が備える開閉素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に追従するように制御される。すなわち、ＰＷＭ制御の１スイッチング周期において、リアクトル電流ｉ＿Ｌが電流指令値ｉ＿Ｌ＊となるまでＯＮ制御が行われ、リアクトル電流ｉ＿Ｌが上昇し、リアクトル電流ｉ＿Ｌが電流指令値ｉ＿Ｌ＊となれば、ＯＦＦ制御が行われ、リアクトル電流ｉ＿Ｌは減少する。

ここで、電流指令値ｉ＿Ｌ＊のゼロクロス点近傍以外においては、リアクトル電流ｉ＿Ｌの１スイッチング周期ごとの平均値ｉ＿ａｖｅは、電流指令値ｉ＿Ｌ＊と同じ形状のｓｉｎ波となる。一方、ゼロクロス点近傍では、リアクトル電流ｉ＿Ｌがすぐに電流指令値ｉ＿Ｌ＊まで上昇し、リアクトルに流れる電流が著しく減少、若しくは、０となる。その結果として、力率が低下し、高調波が発生する。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、ピーク電流制御を行う電力変換装置において、高調波を低減し、力率を向上することにある。

本発明は、交流電源から入力される交流電力を直流電力に変換し出力する電力変換装置であって、リアクトルと、スイッチング素子とを有し、入力端に接続された交流電源から入力された交流電力を直流電力へ変換し、出力端から直流電力を出力するＡＣ−ＤＣ変換回路と、リアクトルに流れる電流、又は、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流を指令する値である電流指令値と、電流とに基づくピーク電流制御により、スイッチング素子の制御を行う制御装置と、を備え、制御装置は、電流指令値を増加させる電流成分を電流指令値に重畳し、電流成分は、少なくとも、交流電源から入力される交流電圧のゼロクロス点から、ゼロクロス点から交流電圧のピーク値に至るまでの所定点までにおいて、電流指令値を増加させるものであることを特徴とする。

上記構成により、交流電圧のゼロクロス点両側の近傍において、電流指令値に電流成分を重畳した値が、小さくなることを抑制することができる。したがって、電流値の波形は、ゼロクロス点近傍の歪みが小さい、電流指令値に追従するｓｉｎ波となり、その結果として、力率が向上し、高調波を抑制することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の回路図である。 第１実施形態に係る電力変換装置の制御ブロック図である。 （ａ）はｓｉｎθ生成部で行われる処理を示しており、（ｂ）は高調波成分生成部で行われる処理を示している。 図２の（Ａ）で示す部分の波形を示す図である。 図２の（Ｂ）で示す部分の波形を示す図である。 図２の（Ｃ）で示す部分の波形を示す図である。 図２の（Ｃ）で示す部分の波形を示す図である。 図２の（Ｃ）で示す部分の波形を示す図である。 電流指令値ｉ＿Ｌ＊とリアクトル電流のｉ＿Ｌとの差を示す図である。 乖離幅Δｉの計算結果を示すグラフである。 （ａ）が電流成分生成部３５に係る処理を行った場合のグラフであり、（ｂ）が電流成分生成部３５に係る処理を行わない場合のグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置の制御ブロック図である。 図１２の（Ｅ）で示す部分の波形を示す図である。 第３実施形態に係る電力変換装置の制御ブロック図である。 第４実施形態に係る電力変換装置の制御ブロック図である。 直流成分マップの変形例を示す図である。 高調波成分マップの変形例を示す図である。 ピーク電流制御を行う場合の従来例を示している。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、家庭用電源や商用電源等の交流電源から入力される交流電力を直流電力へ変換して出力するものである。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００と、制御装置３００とにより構成される。ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の入力端には交流電源２００が接続されており、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の出力端には、平滑コンデンサ１５０が並列接続されている。

ＡＣ−ＤＣ変換回路１００は、ダイオードブリッジ回路１０と、リアクトル１１と、ハーフブリッジ回路１２とにより構成されている。交流電源２００は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の入力端を経て、ダイオードブリッジ回路１０に接続されている。

ダイオードブリッジ回路１０は、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。ダイオードＤ１のカソード及びダイオードＤ３のカソードは、第１配線１５に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、交流電源２００の第１端及びダイオードＤ２のカソードに接続されており、ダイオードＤ３のアノードは、交流電源２００の第２端及びダイオードＤ４のカソードに接続されている。ダイオードＤ２のアノード及びダイオードＤ４のアノードは、第２配線１６に接続されている。そして、第１配線１５及び第２配線１６により、ダイオードブリッジ回路１０と、ハーフブリッジ回路１２が接続されている。なお、ダイオードブリッジ回路１０とハーフブリッジ回路１２の間の第１配線１５には、リアクトル１１が設けられている。

ハーフブリッジ回路１２は、ダイオードＤ５とＭＯＳＦＥＴである開閉素子Ｑ１とを備えている。ダイオードＤ５のカソードは、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の高圧側出力端に接続されており、ダイオードＤ５のアノードは、第１配線１５及び開閉素子Ｑ１のドレイン端子に接続されている。一方、開閉素子Ｑ１のソース端子は、第２配線１６に接続されている。そして、第２配線１６は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の低圧側出力端に接続されている。なお、開閉素子Ｑ１は、逆方向に並列接続された寄生ダイオードを備えている。

本実施形態に係る電力変換装置は、入力電圧検出手段として機能する第１電圧検出器３１と、電流検出手段として機能する電流検出器３２と、出力電圧検出手段として機能する第２電圧検出器３３とを備えている。

第１電圧検出器３１は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の入力端に並列接続されており、交流電源２００から入力される交流電圧である入力電圧Ｖ＿ａｃを検出する。電流検出器３２は、開閉素子Ｑ１のドレイン側に設けられており、リアクトル１１を経て開閉素子Ｑ１へ流入する電流であるリアクトル電流ｉ＿Ｌを検出する。第２電圧検出器３３は、平滑コンデンサ１５０に並列接続されており、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００から出力される電圧である出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを検出する。

制御装置３００は、出力電圧制御部３４と、電流成分生成部３５とを備えている。制御装置３００には、計測された入力電圧Ｖ＿ａｃ、リアクトル電流ｉ＿Ｌ、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔが入力される。また、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを所定の電圧に制御する値である電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊が、入力、若しくは、制御装置３００が備えるメモリから読み出される。電流成分生成部３５は、入力電圧Ｖ＿ａｃを用いて、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを生成し、出力電圧制御部３４へ送信する。出力電圧制御部３４は、入力電圧Ｖ＿ａｃ、リアクトル電流ｉ＿Ｌ、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔ、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを用いて演算を行ってＰＷＭ信号を生成し、開閉素子Ｑ１にＯＮ／ＯＦＦ信号を送信する。

図２は、本実施形態に係る電力変換装置において、制御装置３００が実行する制御を示す制御ブロック図である。

まず、出力電圧制御部３４は、電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊から出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを減算し、ＰＩ制御器に入力することにより電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊を得る。ＰＩ制御器から出力された電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊は、リミッタに入力されて最大値の制限がなされる。リミッタを経た電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊は、電流成分生成部３５へ入力される。また、出力電圧制御部３４は、ｓｉｎθ生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより、入力電圧Ｖ＿ａｃの位相に対する｜ｓｉｎθ｜を求める。そして、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊と｜ｓｉｎθ｜とを乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊を得る。

ここで、ｓｉｎθ生成部において実行される具体的な処理を詳述する。図３（ａ）は、ｓｉｎθ生成部で行われる具体的な処理を示している。ｓｉｎθ生成部は、ゼロクロス点検出部と、内部カウンタと、｜ｓｉｎθ｜テーブルを含んでいる。入力電圧Ｖ＿ａｃは、ゼロクロス点検出部に入力される。ゼロクロス点検出部は、入力電圧Ｖ＿ａｃが０となる点を、ゼロクロス点として検出する。ゼロクロス点検出部は、ゼロクロス点が検出されれば、ゼロクロス点検出信号Ｖ＿ｚｅｒｏを内部カウンタへ出力する。内部カウンタは、ゼロクロス点検出信号Ｖ＿ｚｅｒｏを受信すれば、その時間のカウント値ＣＮＴをゼロとし、所定の制御周期ごとに、時間経過に伴い直線的に増加するカウント値ＣＮＴを求める。また、内部カウンタは、ゼロクロス点間の時間を、入力電圧Ｖ＿ａｃの周期Ｔの半周期として求める。本実施形態では、入力電圧Ｖ＿ａｃの周期Ｔをｔとしている。そして、入力電圧Ｖ＿ａｃの周期Ｔを用いて、入力電圧Ｖ＿ａｃの周波数を求める。

ｓｉｎθ生成部は、周波数に基づいて、｜ｓｉｎθ｜テーブルから対応するテーブルを選出する。そして、求められたカウント値ＣＮＴと、｜ｓｉｎθ｜テーブルに記憶されている、カウント値ＣＮＴと対応付けられている｜ｓｉｎθ｜の値とに基づいて、｜ｓｉｎθ｜の値を出力する。

電流成分生成部３５は、直流成分生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃと、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊とにより直流成分ｉ＿ＤＣを求める。直流成分生成部は、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊と直流成分ｉ＿ＤＣとの関係を示す直流成分マップを、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓごとに有している。直流成分マップにおいて、直流成分ｉ＿ＤＣは、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊の上昇に伴い単調増加するように規定されている。そして、求められた直流成分ｉ＿ＤＣはリミッタへ入力される。

一方、電流成分生成部３５は、高調波成分生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより高調波成分ｉ＿ｈを求める。ここで、高調波成分生成部は、入力電圧Ｖ＿ａｃの位相と高調波成分ｉ＿ｈの関係を示す高調波成分マップを、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓ、及び、入力電圧Ｖ＿ａｃの周波数ごとに有している。なお、高調波成分ｉ＿ｈは、奇数次の高調波の周波数成分を含む成分である。

ここで、高調波成分生成部において実行される具体的な処理を詳述する。図３（ｂ）は、高調波成分生成部で行われる具体的な処理を示している。高調波生成部は、実効値検出部と、ゼロクロス点検出部と、内部カウンタと、高調波成分テーブルを含んでいる。入力電圧Ｖ＿ａｃは、実効値検出部及びゼロクロス点検出部に入力される。実効値検出部は、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓを検出する。ゼロクロス点検出部は、入力電圧Ｖ＿ａｃが０となる点を、ゼロクロス点として検出する。ゼロクロス点検出部は、ゼロクロス点が検出されれば、ゼロクロス点検出信号Ｖ＿ｚｅｒｏを内部カウンタへ出力する。内部カウンタは、ゼロクロス点検出信号Ｖ＿ｚｅｒｏを受信すれば、その時間のカウント値ＣＮＴをゼロとし、所定の制御周期ごとに、時間経過に伴い直線的に増加するカウント値ＣＮＴを求める。また、内部カウンタは、ゼロクロス点間の時間を、入力電圧Ｖ＿ａｃの周期Ｔの半周期として求める。そして、入力電圧Ｖ＿ａｃの周期Ｔを用いて、入力電圧Ｖ＿ａｃの周波数を求める。

高調波成分生成部は、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓと周波数とに基づいて、高周波成分テーブルから対応するテーブルを選出する。そして、求められたカウント値ＣＮＴと、高調波成分テーブルに記憶されている、カウント値ＣＮＴと対応付けられている高調波成分ｉ＿ｈの値とに基づいて、高調波成分ｉ＿ｈの値を得て、リミッタへ出力する。

リミッタは、入力された直流成分ｉ＿ＤＣを上限値として設定する。そして、入力された高調波成分ｉ＿ｈが上限値、すなわち直流成分ｉ＿ＤＣよりも小さい値であるか否かを判定する。高調波成分ｉ＿ｈが直流成分ｉ＿ＤＣより小さい値であれば、高調波成分ｉ＿ｈを電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔとして出力電圧制御部３４へ出力し、高調波成分ｉ＿ｈが直流成分ｉ＿ＤＣ以上の値であれば、直流成分ｉ＿ＤＣを電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔとして出力電圧制御部３４へ出力する。

出力電圧制御部３４は、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを加算し、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得る。そして、コンパレータ及びＲＳ型フリップフロップ回路を用いてピーク電流制御を行う。

すなわち、得られた補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’をデジタルアナログコンバータに入力し、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’のアナログ値をコンパレータに入力する。一方、出力電圧制御部３４のスロープ電流補償部は、制御装置３００のレジスタの値により得られるスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅをデジタルアナログコンバータに入力し、得られたスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅのアナログ値をリアクトル電流ｉ＿Ｌに加算してコンパレータに入力する。そして、コンパレータは、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’と、リアクトル電流ｉ＿Ｌにスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅを加算した値とを比較し、比較結果をＲＳ型フリップフロップ回路へ出力する。なお、スロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅは、制御装置３００の内部又は外部に設けられたアナログ回路により直接アナログ波形を生成し、デジタルアナログコンバータを介さずコンパレータに入力するものとしてもよい。

ＲＳ型フリップフロップ回路は、リアクトル電流ｉ＿Ｌにスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅを加算した値が、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’より小さければ、ＯＮ信号を生成し、リアクトル電流ｉ＿Ｌにスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅを加算した値が、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’より大きければ、ＯＦＦ信号を生成する。そして、生成したＯＮ信号又はＯＦＦ信号を、Ｄｕｔｙ制限部を介して、開閉素子Ｑ１へ送信する。なお、Ｄｕｔｙ制限部では、Ｄｕｔｙ比Ｄが所定の値よりも大きい値と判定されれば、入力された信号がＯＮ信号であっても、ＯＦＦ信号として開閉素子Ｑ１へ送信する。

図４〜８に、図２の制御ブロック図内の波形を示す。なお、ここでは、高調波成分ｉ＿ｈを、入力電圧Ｖ＿ａｃのゼロクロス点に極大値を持つものとしている。

図４は、図２の（Ａ）で示す部分における電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形である。電流指令値ｉ＿Ｌ＊は、ピーク値は電流指令最大値Ｉ＿Ｌであり、周期Ｔがｔであるｓｉｎ波の半周期が繰り返される形状となる。

図５は、図２の（Ｂ）で示す部分における電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔの波形である。図２（Ｂ）では、高調波成分ｉ＿ｈが、０からｔ１までの期間、及び、ｔ２からｔ／２の期間において、直流成分ｉ＿ＤＣより大きい値となっている場合の，電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを示している。ただし、ｔ１は０よりも大きく、ｔ／２よりも小さい値であり、ｔ２は、ｔ１よりも大きく、ｔ／２よりも小さい値である。０からｔ１まで、及び、ｔ２からｔ／２までは、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔは直流成分ｉ＿ＤＣとなっており、ｔ１からｔ２までは、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔは高調波成分ｉ＿ｈとなっている。

図６は、図２の（Ｃ）で示す部分における補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’の波形である。図５では、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔの波形が図４に示したものである場合を示している。補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’は、０からｔ１まで、及び、ｔ２からｔ／２までは、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に直流成分ｉ＿ＤＣを加算したものとなる。一方、ｔ１からｔ２までは、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に高調波成分ｉ＿ｈを加算したものとなる。

図７は、０からｔ／２の期間において、高調波成分ｉ＿ｈが直流成分ｉ＿ＤＣよりも小さい場合における、図２の（Ｃ）で示す部分における補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’の波形である。電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔは、０からｔ／２の期間において、高調波成分ｉ＿ｈとなっている。したがって、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’は、０からｔ／２の期間において、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に高調波成分ｉ＿ｈを加算したものとなる。

図８は、０からｔ／２の期間において、高調波成分ｉ＿ｈが直流成分ｉ＿ＤＣよりも大きい場合における、図２の（Ｃ）で示す部分における補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’の波形である。電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔは、０からｔ／２の期間において、直流成分ｉ＿ＤＣとなっている。したがって、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’は、０からｔ／２の期間において、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に直流成分ｉ＿ＤＣを加算したものとなる。

次に、高調波成分マップについて、詳述する。上述したとおり、リアクトル電流ｉ＿Ｌにスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅを加算した値が、電流指令値ｉ＿Ｌ＊以下の値となるように制御がなされる。図９は、ピーク電流制御を行う際の、リアクトル電流ｉ＿Ｌと電流指令値ｉ＿Ｌ＊を示している。したがって、１スイッチング周期Ｔｓにおけるリアクトル電流ｉ＿Ｌの最大値は、電流指令値ｉ＿Ｌ＊より、スロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅの増加分Δｉ＿ｓｌｏｐｅだけ小さい値となる。一方、リアクトル電流ｉ＿Ｌの１スイッチング周期Ｔｓあたりの平均値ｉ＿ａｖｅは、リアクトル電流ｉ＿Ｌの最大値より、リアクトル電流ｉ＿Ｌの変化分Δｉ＿Ｌの半分の値だけ小さいとなる。したがって、電流指令値ｉ＿Ｌ＊と、リアクトル電流ｉ＿Ｌの１スイッチング周期Ｔｓあたりの平均値ｉ＿ａｖｅの乖離幅Δｉは、数式（１）で表される。

ここで、リアクトル１１のインダクタンスＬ（Ｈ）、入力電圧Ｖ＿ａｃの位相ωｔ（ｒａｄ）、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓ（Ｖ）、Ｄｕｔｙ比Ｄを用いて、リアクトル電流ｉ＿Ｌの変化分Δｉ＿Ｌは、数式（２）で表される。

また、スロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅの増加分Δｉ＿ｓｌｏｐｅは、スロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅの時間あたりの増加量ｍ（Ａ／ｓ）を用いて、数式（３）で表される。

ところで、Ｄｕｔｙ比Ｄは、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔと、第１配線１５と第２配線１６との間の電圧である配線間電圧Ｖ＿ｐｆｃとを用いて、数式（４）の関係を有している。

配線間電圧Ｖ＿ｐｆｃは、力率が１に近い値である場合には、入力電圧Ｖ＿ａｃと等しいと見なすことができるため、数式（４）を変形し、数式（５）が得られる。

そして、数式（２）及び数式（３）に、数式（５）で得られたＤｕｔｙ比Ｄを代入し、乖離幅Δｉは数式（６）で表される。

数式（６）において、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔが一定に制御されるものであるとすると、乖離幅Δｉは、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓの変化に影響されるものとなる。

図１０は、数式（６）に基づいて演算された、スロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅの増加分Δｉ＿ｓｌｏｐｅ、リアクトル電流ｉ＿Ｌの変化分Δｉ＿Ｌ、及び、乖離幅Δｉの変化を示すグラフである。図１０では、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを４１５Ｖ、スロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅの時間あたりの増加量ｍを０．４Ａ／μｓ、リアクトル１１のインダクタンスＬを２００μＨ、スイッチング周期Ｔｓを１６．６μｓとしている。

図１０（ａ）は、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓが２４０Ｖである場合のグラフである。この場合には、乖離幅Δｉは、ゼロクロス点とゼロクロス点との中間点に極小値を持ち、中間点とゼロクロス点の間に極大値を持つ。

図１０（ｂ）は、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓが２００Ｖである場合のグラフである。この場合においても、乖離幅Δｉは、ゼロクロス点とゼロクロス点との中間点に極小値を持ち、中間点とゼロクロス点の間に極大値を持つ。

図１０（ｃ）は、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓが１００Ｖである場合のグラフである。この場合には、乖離幅Δｉは、ゼロクロス点とゼロクロス点との中間点に極小値を持ち、ゼロクロス点に極大値を持つものとなる。

上述したとおり、乖離幅Δｉは、電流指令値ｉ＿Ｌ＊とリアクトル電流ｉ＿Ｌの１スイッチング周期Ｔｓあたりの平均値ｉ＿ａｖｅとの差を示している。したがって、図２で示したピーク電流制御において、電流成分生成部３５が用いる高調波成分マップとして、図１０（ａ）〜（ｃ）に示した乖離幅Δｉのグラフを採用する。

図１１（ａ）は、電流成分生成部３５に係る制御を行った場合の、交流電源２００からＡＣ−ＤＣ変換回路１００の入力端に入力される電流である入力電流Ｉ＿ａｃを示しており、図１１（ｂ）は、電流成分生成部３５に係る制御を行わない場合の、入力電流Ｉ＿ａｃを示している。図１１（ａ）では、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを重畳しているため、ゼロクロス点近傍における入力電流Ｉ＿ａｃの低下が抑制され、力率が向上している。その結果として、高調波の発生を抑制することができる。一方、図１１（ｂ）では、ゼロクロス点近傍の入力電流Ｉ＿ａｃが小さくなり、力率が低下する。そして、その結果として、高調波が大きくなり、発生する高調波が規制値を上回る値となる。

本実施形態に係る電力変換装置は、上記構成により、以下の効果を奏する。

・電流指令値ｉ＿Ｌ＊に電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを重畳した補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’により、リアクトル電流ｉ＿Ｌを制御しているため、入力電圧Ｖ＿ａｃのゼロクロス点近傍において、リアクトル電流ｉ＿Ｌが電流指令値ｉ＿Ｌ＊に対して小さくなることを抑制することができる。したがって、入力電流Ｉ＿ａｃの波形は、ゼロクロス点近傍に歪みがない、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に追従するｓｉｎ波となり、その結果として、力率が向上し、高調波を抑制することができる。

・交流電圧の周波数成分のゼロクロス点近傍に極大値を持つ高調波を重畳することで、ゼロクロス点の補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’をより大きくすることができる。したがって、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’の極大値の上昇を抑制しつつ、ゼロクロス点近傍の補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を大きくすることができる。

・リアクトル電流ｉ＿Ｌは、軽負荷時においてゼロクロス点近傍では断続通流状態となる。断続通流状態では、Ｄｕｔｙ比Ｄが小さくなり、それに伴いスロープ電流ｉ＿ｓｌｏｐｅも小さくなる。したがって、乖離幅Δｉの実際の値は、数式（６）に基づいて算出される乖離幅Δｉの値より小さくなる。そのため、軽負荷時において、乖離幅Δｉに基づく高調波成分ｉ＿ｈを用いて補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得る場合、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’が電流指令値ｉ＿Ｌ＊よりも大きい値となり、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔの安定性が低下する。本実施形態では、リミッタを用いることにより、ゼロクロス点又はゼロクロス点近傍に極大値を持つ高調波成分ｉ＿ｈの値を、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に応じた値に制限している。これにより、軽負荷時におけるリアクトル電流ｉ＿Ｌの断続通流領域であるゼロクロス点近傍おける補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に応じた値に抑制することができ、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔの安定性を高めることができる。

・電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊がさらに小さい極軽負荷時おいて、リアクトル電流ｉ＿Ｌの大部分、又は全体が断続通流状態となる。本実施形態では、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に応じてリミッタの値を変更しているため、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊が小さい場合には、乖離幅Δｉに基づく高調波成分ｉ＿ｈではなく、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に基づいて得られる直流成分ｉ＿ＤＣをｉ＿ｏｆｆｓｅｔとして、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に重畳することとなる。したがって、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊が小さい場合においても、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を電流指令値ｉ＿Ｌ＊に基づくものとすることができ、ゆえに、安定した電力出力を行うことができる。

・図１０（ａ）〜（ｃ）に示すように、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓによって、電流指令値ｉ＿Ｌ＊とリアクトル電流ｉ＿Ｌの平均値ｉ＿ａｖｅとの乖離幅Δｉは異なっている。本実施形態では、制御装置３００が入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓに応じた複数の高調波マップを記憶し、入力電圧Ｖ＿ａｃの実効値Ｖ＿ｒｍｓに応じて高調波マップを選択している。したがって、電圧の異なる交流電源２００からの交流電力の入力が想定される機器に適用した場合においても、力率を改善して高調波を抑制することができる。

・電流指令値ｉ＿Ｌ＊とリアクトル電流ｉ＿Ｌの平均値ｉ＿ａｖｅとの乖離幅Δｉを用いて、高調波成分マップを作成している。そして、その高調波成分マップに基づいて決定される高調波成分ｉ＿ｈを電流指令値ｉ＿Ｌ＊に重畳した補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’により、リアクトル電流ｉ＿Ｌを制御している。これにより、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’により制御されるリアクトル電流ｉ＿Ｌは、電流指令値ｉ＿Ｌ＊により制御されるリアクトル電流ｉ＿Ｌより、乖離幅Δｉの分だけ大きいものとなる。したがって、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’により制御されるリアクトル電流ｉ＿Ｌと、電流指令値ｉ＿Ｌ＊との乖離を低減することができ、それにより、リアクトル電流ｉ＿Ｌの波形を電流指令値ｉ＿Ｌ＊により近似したものとすることができる。

＜第２実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成は第１実施形態に係る電力変換装置と共通しており、第１実施形態とは、制御装置３００が行う制御が一部異なっている。

図１２は、本実施形態に係る電力変換装置において、制御装置３００が実行する制御の制御ブロック図である。

出力電圧制御部３４は、電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊から出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを減算し、ＰＩ制御器に入力することにより電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊を得て、リミッタへ入力する。リミッタを経た電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊は、電流成分生成部３５へ入力される。また、出力電圧制御部３４は、ｓｉｎθ生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより、入力電圧Ｖ＿ａｃの位相に対する｜ｓｉｎθ｜を求める。そして、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊と｜ｓｉｎθ｜とを乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊を得る。

電流成分生成部３５は、直流成分生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃと、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊とにより直流成分ｉ＿ＤＣを求める。そして、求められた直流成分ｉ＿ＤＣを、出力電圧制御部３４へ出力する。

一方、電流成分生成部３５は、高調波成分生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより高調波成分ｉ＿ｈを求める。そして、求められた高調波成分ｉ＿ｈを、出力電圧制御部３４へ出力する。

出力電圧制御部３４は、まず、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に直流成分ｉ＿ＤＣを加算し、さらに、高調波成分ｉ＿ｈを加算して、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得る。そして、第１実施形態と同様に、コンパレータ及びＲＳ型フリップフロップ回路を用いてピーク電流制御を行い。開閉素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ信号を送信する。

図１２の（Ａ）で示す部分の電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形は、第１実施形態における図２の（Ａ）で示す部分の電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形と同様に、図４で示す波形となる。

図１２の（Ｄ）で示す部分の波形は、図８に示す波形となる。つまり、第１実施形態の、０からｔ／２の期間において高調波成分ｉ＿ｈが直流成分ｉ＿ＤＣよりも大きい場合における、図２の（Ｃ）で示す部分の波形と、同様の波形である。すなわち、０からｔ／２の期間において、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に直流成分ｉ＿ＤＣを加算したものとなっている。

図１２の（Ｅ）で示す部分の波形は、図１３に示す波形となる。補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’は、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に、直流成分ｉ＿ＤＣと高調波成分ｉ＿ｈとを加算したものとなる。

上記構成により、本実施形態は、第１実施形態に係る電力変換装置に準ずる効果を奏する。

＜第３実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成は第１実施形態に係る電力変換装置と共通しており、第１実施形態とは、制御装置３００が行う制御が一部異なっている。

図１４は、本実施形態に係る電力変換装置において、制御装置３００が実行する制御の制御ブロック図である。

出力電圧制御部３４は、電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊から出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを減算し、ＰＩ制御器に入力することにより電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊を得て、リミッタへ入力する。リミッタを経た電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊は、電流成分生成部３５へ入力される。また、出力電圧制御部３４は、ｓｉｎθ生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより、入力電圧Ｖ＿ａｃの位相に対する｜ｓｉｎθ｜を求める。そして、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊と｜ｓｉｎθ｜とを乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊を得る。

電流成分生成部３５は、直流成分生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃと、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊とにより直流成分ｉ＿ＤＣを求める。そして、求められた直流成分ｉ＿ＤＣを、出力電圧制御部３４へ出力する。

出力電圧制御部３４は、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に直流成分ｉ＿ＤＣを加算して、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得る。そして、第１実施形態と同様に、コンパレータ及びＲＳ型フリップフロップ回路を用いてピーク電流制御を行い。開閉素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ信号を送信する。

図１４の（Ａ）で示す部分の電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形は、第１実施形態における図２の（Ａ）で示す部分の電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形と同様に、図４で示す波形となる。

図１４の（Ｄ）で示す部分の波形は、第２実施形態における図１２の（Ｄ）で示す部分の波形と同様に、図８に示す波形となる。

上記構成により、本実施形態は、第１実施形態に係る電力変換装置に準ずる効果を奏する。

＜第４実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、回路構成は第１実施形態に係る電力変換装置と共通しており、第１実施形態とは、制御装置３００が行う制御が一部異なっている。

図１５は、本実施形態に係る電力変換装置において、制御装置３００が実行する制御の制御ブロック図である。

出力電圧制御部３４は、電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊から出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを減算し、ＰＩ制御器に入力することにより電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊を得て、リミッタへ入力する。リミッタを経た電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊は、電流成分生成部３５へ入力される。また、出力電圧制御部３４は、ｓｉｎθ生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより、入力電圧Ｖ＿ａｃの位相に対する｜ｓｉｎθ｜を求める。そして、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊と｜ｓｉｎθ｜とを乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊を得る。

電流成分生成部３５は、高調波成分生成部において、入力電圧Ｖ＿ａｃにより高調波成分ｉ＿ｈを求める。そして、求められた高調波成分ｉ＿ｈを、出力電圧制御部３４へ出力する。

出力電圧制御部３４は、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に高調波成分ｉ＿ｈを加算して、補正電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得る。そして、第１実施形態と同様に、コンパレータ及びＲＳ型フリップフロップ回路を用いてピーク電流制御を行い。開閉素子Ｑ１へＯＮ／ＯＦＦ信号を送信する。

図１５の（Ａ）で示す部分の電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形は、第１実施形態における図２の（Ａ）で示す部分の電流指令値ｉ＿Ｌ＊の波形と同様に、図４で示す波形となる。

図１５の（Ｆ）で示す部分の波形は、図７に示す波形となる。つまり、第１実施形態の０からｔ／２の期間において高調波成分ｉ＿ｈが直流成分ｉ＿ＤＣよりも小さい場合における、図２の（Ｃ）で示す部分の波形と、同様の波形である。すなわち、０からｔ／２の期間において、電流指令値ｉ＿Ｌ＊に高調波成分ｉ＿ｈを加算したものとなっている。

上記構成により、本実施形態は、第１実施形態に係る電力変換装置に準ずる効果を奏する。

＜変形例＞
・第１〜３実施形態における電流成分生成部３５が有する直流成分マップとしては、種々のマップを採用することができる。図１６は、電流成分生成部３５が有している直流成分マップの例を示している。図１６（ａ）は、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に比例して、直流成分ｉ＿ＤＣが直線的に増加する直流成分マップである。図１６（ｂ）は、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊の増加にともない、直流成分ｉ＿ＤＣが指数関数的、又は、２次以上の多項式的に単調増加する直流成分マップである。図１６（ｃ）は、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊の増加にともない、直流成分ｉ＿ＤＣが段階的に増加する直流成分マップである。図１６（ｄ）は、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊が増加する場合と、減少する場合との間にヒステリシスを設けて、直流成分ｉ＿ＤＣを段階的に増減させる直流成分マップである。なお、図１６に示した直流成分マップ以外のマップを採用することもできる。

・上記第１実施形態において、高調波成分マップは、入力電圧Ｖ＿ａｃのゼロクロス点において極大値をもつ、曲線状のマップ、若しくは、入力電圧Ｖ＿ａｃのゼロクロス点間の中間点とゼロクロス点との間に極大値を持つ曲線状のマップとした。しかしながら、高調波成分マップの形状は、これらに限られない。図１７は、高調波成分マップの変形例を示している。図１７に示す高調波成分マップは、入力電圧Ｖ＿ａｃのゼロクロス点に極大値を持つ、直線状のマップである。高調波成分マップを直線状のマップとした場合には、高調波成分マップを、乖離幅Δｉに基づいて生成される高調波成分マップに近似する形状とすればよい。

・上記第１実施形態において、入力電圧Ｖ＿ａｃと電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊とに基づいて、高調波成分ｉ＿ｈを決定していたが、入力電圧Ｖ＿ａｃと電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に加えて、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔも用いて高調波成分ｉ＿ｈを決定してもよい。数式（６）で示される乖離幅Δｉは、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔに応じて変化するものである。そのため、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の出力端に接続される機器が変更されず、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを指令する電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊が一定であるならば、数式（６）を用いる際に、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔを定数として演算すればよい。しかしながら、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の出力端に接続される機器が変更され、それに伴い電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊が変化する場合等においては、その電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊に基づいて制御される出力電圧Ｖ＿ｏｕｔも変化し、定数として扱うことはできない。したがって、電力変換装置を電圧指令値Ｖ＿ｏｕｔ＊が変更される機器に搭載した場合等においては、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔの検出値を電流成分生成部３５に入力し、電流成分生成部３５は、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔも用いて高調波成分ｉ＿ｈを決定すればよい。

・上記第１実施形態において、入力電圧Ｖ＿ａｃと電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊とに基づいて、高調波成分ｉ＿ｈを決定していたが、入力電圧Ｖ＿ａｃと電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に加えて、リアクトル電流ｉ＿Ｌも用いて高調波成分ｉ＿ｈを決定してもよい。リアクトル１１は、電流重畳特性を有しているため、リアクトル１１のインダクタンスＬは、リアクトル電流ｉ＿Ｌにより変化する。その結果として、リアクトル電流ｉ＿Ｌの変化に伴い、乖離幅Δｉも変化する。したがって、リアクトル電流ｉ＿Ｌの検出値を電流成分生成部３５に入力し、リアクトル電流ｉ＿Ｌとリアクトル１１の電流重畳特性とに基づいてインダクタンスＬを算出する。そして、算出されたインダクタンスＬを用いて乖離幅Δｉを算出し、その乖離幅Δｉを高調波成分ｉ＿ｈとすればよい。

・上記第１実施形態において、｜ｓｉｎθ｜テーブルを用いて｜ｓｉｎθ｜を求めるものとしたが、｜ｓｉｎθ｜の求め方はこれに限られない。すなわち、所定の演算式を用いて｜ｓｉｎθ｜を求めてもよい。また、外部の回路で入力電圧Ｖ＿ａｃの最大振幅を検出し、入力電圧Ｖ＿ａｃを最大振幅で除算することにより、｜ｓｉｎθ｜を求めてもよい。

・上記第１実施形態において、高調波成分テーブルを用いて高調波成分ｉ＿ｈを求めるものとしたが、高調波成分ｉ＿ｈの求め方はこれに限られない。例えば、数式（６）を用いて乖離幅Δｉを演算し、算出された乖離幅Δｉを高調波成分ｉ＿ｈとしてもよい。

上記第１実施形態において、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを電流指令値ｉ＿Ｌ＊に加算するものとしたが、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔを｜ｓｉｎθ｜に加算し、電流成分ｉ＿ｏｆｆｓｅｔが加算された｜ｓｉｎθ｜を、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得るものとしてもよい。第２実施形態においても同様に、直流成分ｉ＿ＤＣ及び高調波成分ｉ＿ｈを｜ｓｉｎθ｜に加算し、直流成分ｉ＿ＤＣ及び高調波成分ｉ＿ｈが加算された｜ｓｉｎθ｜を、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得るものとしてもよい。さらに、第３実施形態、第４実施形態においても、直流成分ｉ＿ＤＣ又は高調波成分ｉ＿ｈを｜ｓｉｎθ｜に加算し、直流成分ｉ＿ＤＣ又は高調波成分ｉ＿ｈが加算された｜ｓｉｎθ｜を、電流指令最大値Ｉ＿Ｌ＊に乗算することにより、電流指令値ｉ＿Ｌ＊’を得るものとしてもよい。

・上記第１実施形態において、ダイオード及びＭＯＳＦＥＴを使用した構成を示したが、各素子はダイオード及びＭＯＳＦＥＴに限定されるものではない。例えば、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ等の種々のスイッチング素子を採用することができる。

・上記第１実施形態において、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の具体的な構成を示したが、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の構成はこの構成に限定されるものではない。すなわち、交流電力を直流電力に変換できる構成であればよい。

・上記第１実施形態において、交流電源２００を２端子の単相交流としたが、交流電源２００はこれに限られない。すなわち、２相以上の多相交流電源でも良い。

１１…リアクトル、１００…ＡＣ−ＤＣ変換回路、２００…交流電源、３００…制御装置、Ｄ５…ダイオード、Ｑ１…開閉素子。

Claims (11)

1. 交流電源（２００）から入力される交流電力を直流電力に変換し出力する電力変換装置であって、
   リアクトル（１１）と、スイッチング素子（Ｑ１）とを有し、入力端に接続された前記交流電源から入力された交流電力を直流電力へ変換し、出力端から直流電力を出力するＡＣ−ＤＣ変換回路（１００）と、
   前記リアクトルに流れる電流、又は、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段（３２）と、
   前記電流を指令する値である電流指令値と、前記電流とに基づくピーク電流制御により、前記スイッチング素子の制御を行う制御装置（３００）と、を備え、
   前記制御装置は、前記電流指令値を増加させる電流成分を前記電流指令値に重畳し、
   前記電流成分は、少なくとも、前記交流電源から入力される交流電圧のゼロクロス点から、前記ゼロクロス点から前記交流電圧のピーク値に至るまでの所定点までにおいて、前記電流指令値を増加させるものであることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流成分は、前記交流電圧の周波数成分に対する高調波成分であって、前記ゼロクロス点に極大値を持つ前記高調波成分を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流成分は、前記交流電圧の周波数成分に対する高調波成分であって、前記ゼロクロス点と前記ゼロクロス点との間の中間点に極小値を持ち、前記ゼロクロス点と前記中間点との間に極大値を持つ前記高調波成分を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記高調波成分は、前記交流電圧の周波数成分に対する奇数次の成分を含むことを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、前記電流指令値に基づいて、前記高調波成分の上限値を定めることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御装置は、前記高調波成分が前記上限値よりも大きい場合には、前記電流成分を、前記上限値の値である直流成分とすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記高調波成分は、前記電流指令値と前記電流との乖離幅を示す次式（６）に基づいて求められることを特徴とする、請求項２〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
   ここで、Δｉは前記電流指令値と前記電流との乖離幅であり、ｍは前記電流に重畳されるスロープ電流の時間あたりの増加量であり、Ｖ＿ｒｍｓは前記交流電圧の実効値であり、ωｔは前記交流電圧の位相であり、Ｖ＿ｏｕｔは前記出力端から出力される電圧であり、Ｔｓは前記スイッチング素子のスイッチング周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンスである。
8. 前記電流成分は、直流成分を含むことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御装置は、前記電流指令値に基づいて、前記直流成分を定めることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記交流電源から前記ＡＣ−ＤＣ変換回路へ入力される電圧である入力電圧を検出する入力電圧検出手段（３１）をさらに備え、
    前記制御装置は、前記入力電圧に基づいて、前記電流成分を変更することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記ＡＣ−ＤＣ変換回路から出力される電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出手段（３３）をさらに備え、
    前記制御装置は、前記出力電圧に基づいて、前記電流成分を変更することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。