JP5456578B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電源から供給される直流電圧を入力とし出力側のコンデンサの両端に全波電圧として出力する昇降圧コンバータと、前記全波電圧を得るための出力電圧指令値に基づき前記昇降圧コンバータを制御するコンバータ制御部と、を有する電力変換装置に関し、前記昇降圧コンバータにより得られた前記全波電圧を系統連係インバータにより所望の交流電圧に変換して電力系統に連係する電力変換装置に適用して好適な電力変換装置に関する。

太陽電池又は燃料電池等は直流電圧を生成するが、電力の伝送やモータの駆動のためには交流電圧が好適であり、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置が用いられている。また、太陽電池や燃料電池等の直流電源から供給される直流電力を系統に連係して交流電力に変換する回路として、系統連係インバータが知られている。

この出願の発明者は、特許文献１に、図７に示す電力変換装置２００を提案している。この電力変換装置２００は、直流電源２０２で発生する、例えば、直流電圧２５０Ｖｄｃを、第１の電力変換装置としてのチョッパ型の昇降圧コンバータ２０４により、例えば、３３０Ｖｐｅａｋの全波電圧Ｖｍに変換し、この全波電圧Ｖｍを第２の電力変換装置としてのチョッパ型のインバータ２０６及びＬＰＦ２０８を通じて交流電圧２００Ｖｒｍｓに変換して負荷２２０の電力系統に連係するように構成されている。

コンバータ制御部２１０は、インバータ制御部２１８に入力される２００Ｖｒｍｓの正弦波指令値Ｖｓの絶対値を採った出力電圧指令値に所定定数を乗じた出力電圧指令値Ｖｃｏｍ（波形は全波電圧波形）と、電圧センサ２１２により検出した直流電圧Ｖｉｎとから基本的な降圧デューティと昇圧デューティを算出し、さらに、出力側のコンデンサ２１４に表れる全波電圧Ｖｍを電圧センサ２１６により検出して比例積分（ＰＩ）制御の補正デューティを算出してそれぞれ前記降圧デューティと前記昇圧デューティに加算して補正し、補正後の降圧デューティ及び昇圧デューティと三角波の搬送波信号（キャリア信号）と、を比較して昇降圧コンバータ２０４の駆動信号を算出するように構成されている。

一方、インバータ制御部２１８は、前記の２００Ｖｒｍｓの正弦波指令値Ｖｓと、前記の全波電圧Ｖｍとから基準信号Ｖｒｅｆ＝１／２（Ｖｓ／Ｖｍ＋１）を生成し、生成した基準信号Ｖｒｅｆと三角波の搬送波信号（キャリア信号）とを比較してインバータ２０６の駆動信号を算出するように構成されている。

特開２００９−２５４１９６号公報（図９）

特許文献１に係る電力変換装置２００によれば、昇降圧コンバータ２０４の出力側のコンデンサ２１４の両端に表れる全波電圧Ｖｍの比例積分制御による補正デューティを考慮したことで、負荷２２０の軽重に拘わらず波形歪の小さい全波電圧Ｖｍを出力することができることが確認されている。

しかしながら、電力変換装置２００の使用時間が長期間にわたってくると、全波電圧Ｖｍの波形歪が大きくなってくるという不都合が表れることが分かった。

この発明は、このような知見、課題を考慮してなされたものであり、使用時間が長期間にわたっても、昇降圧コンバータの出力に表れる全波電圧の波形歪を小さく維持することを可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。

また、この発明は、電力変換装置の周囲温度が変動しても、昇降圧コンバータの出力に表れる全波電圧の波形歪を小さく維持することを可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源から供給される直流電圧を入力とし、出力側のコンデンサの両端に全波電圧を出力する昇降圧コンバータと、前記全波電圧を規定するための出力電圧指令値を生成するとともに、前記コンデンサに流れる電流を規定するためのコンデンサ電流指令値を生成する指令値生成部と、前記コンデンサの容量低下量を算出する容量低下量算出部と、前記コンデンサの容量低下量に応じて前記出力電圧指令値を補正する補正値を算出する補正値算出部と、前記補正値により補正された出力電圧補正指令値に基づく降圧デューティ及び昇圧デューティに対してそれぞれ、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流と前記コンデンサ電流指令値との偏差に応じた補正デューティを反映させて前記昇降圧コンバータを制御するコンバータ制御部と、を備えることを特徴とする。

この出願の発明者は、使用時間が長期間にわたってくると、全波電圧の波形歪が大きくなる原因が、昇降圧コンバータの出力側のコンデンサの容量（静電容量）の低下、いわゆる容量抜けによるものであることを見いだした。

そこで、前記コンデンサの容量低下量を算出する容量低下量算出部を設けるとともに、前記容量低下量算出部で算出した前記コンデンサの容量低下量に応じた前記出力電圧指令値の補正値を算出する補正値算出部を設け、コンバータ制御部が、前記補正値により補正された出力電圧補正指令値に基づく降圧デューティ及び昇圧デューティに対してそれぞれ、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流と前記コンデンサ電流指令値との偏差に応じた補正デューティを反映させて前記昇降圧コンバータを制御することで、コンデンサの容量が低下しても、コンデンサの両端に所望の波形歪の小さい全波電圧波形、換言すれば、次段のインバータに必要な実効値換算に近似した全波電圧波形を得ることができる。

なお、前記指令値生成部は、前記コンデンサに流れる電流を規定するためのコンデンサ電流指令値を生成する際、前記全波電圧を規定するための出力電圧指令値を微分して生成することで、コンデンサ電流指令値を簡易に生成することができる。

また、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流を得る際、前記コンデンサに直列に接続した電流センサの出力から直接的に得るようにしてもよく、又は前記コンデンサの両端電圧を測定する電圧センサの出力を微分した出力に基づき間接的に得るようにしてもよい。

この発明に係る電力変換装置は、昇降圧コンバータの出力側コンデンサの容量値が低下しても、昇降圧コンバータの出力に表れる全波電圧の波形歪の小さい電力変換装置を提供することができる。

また、この発明に係る電力変換装置は、昇降圧コンバータの出力側コンデンサの容量値が温度により変化しても、昇降圧コンバータの出力に表れる全波電圧の波形歪の小さい電力変換装置を提供することができる。

この発明の一実施形態に係る電力変換装置を第１実施例に係る第１電力変換装置として含む電力変換装置のブロック図である。 第１実施例に係る第１電力変換装置の詳細な構成を示すブロック図である。 第１〜第３実施例に係る電力変換装置の動作説明に供される波形図である。 第２実施例に係る第１電力変換装置の詳細な構成を示すブロック図である。 第２実施例に係る第１電力変換装置を構成する指令値生成部の動作説明に供される波形図である。 第３実施例に係る第１電力変換装置を構成する容量低下量算出部の説明図である。 従来技術に係る電力変換装置のブロック図である。

以下、この発明に係る電力変換装置について好適な実施形態を挙げ、添付の図面を参照しながら説明する。

図１は、電力変換装置（電力変換システム）１０全体の回路構成を示している。

図１に示すように、この実施形態に係る電力変換装置１０は、基本的には、［第１実施例］に係る第１電力変換装置１０１と、第２電力変換装置１０２と、前記第１及び第２電力変換装置１０１、１０２の一部を構成する制御部２０とから構成される。

第１電力変換装置１０１は、直流電源１２から供給される直流電圧Ｖｉｎ、例えば公称値２５０Ｖｄｃ（＝Ｖｉｎ）を昇降圧して、出力側のコンデンサ２８の両端に、例えば３３０Ｖｐｅａｋの全波電圧Ｖｍを出力する昇降圧コンバータ１４を備える。この場合、昇降圧コンバータ１４は、前記の３３０Ｖｐｅａｋの全波電圧Ｖｍ中、直流電圧Ｖｉｎに対応する２５０Ｖｐｅａｋ分までは降圧し、この２５０Ｖｐｅａｋに上乗せされる７０Ｖｐｅａｋ分は昇圧するように昇降圧制御する。

第２電力変換装置１０２は、前記の全波電圧Ｖｍを交流電圧Ｖｘに変換するインバータ１６と、交流電圧Ｖｘを安定化させて例えば交流電圧２００Ｖｒｍｓの出力電圧Ｖｏを負荷２２０に出力する安定化回路１８と、を備える。

制御部２０は、昇降圧コンバータ１４及びインバータ１６を制御する。

この実施形態において、制御部２０は、ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）により構成される。ＥＣＵは、マイクロコンピュータを含む計算機であり、ＣＰＵ（中央処理装置）、メモリであるＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭも含む。）、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、その他、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器等の入出力装置、計時手段としてのタイマ等を有しており、ＣＰＵがＲＯＭに記録されているプログラムを読み出し実行することで各種機能実現部、たとえば制御部、算出部（演算部）、及び処理部等として機能する。

図２は、図１中の昇降圧コンバータ１４を転載して描くとともに、図１に示した電力変換装置１０の制御部２０中、コンバータ制御部４２と指令値生成部２６の詳細な回路構成を示している。なお、図２において、図１に示したインバータ１６と安定化回路１８とからなる第２電力変換装置１０２及び負荷２２０は、負荷Ｒと省略して描いている。

図１において、直流電源１２は、例えば太陽電池又は燃料電池等であり、出力する直流電圧Ｖｉｎは変動し得るが、電力変換装置１０の作用により、出力電圧Ｖｏは安定した交流にされる。

図１及び図２において、昇降圧コンバータ１４は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴ等のスイッチング素子８０ａ、８０ｂ、８０ｃ、８０ｄと、これらスイッチング素子８０ａ、８０ｂ、８０ｃ、８０ｄにそれぞれ並列に逆方向に接続されるダイオード２３と、リアクトル８２とから構成されている。

直流電源１２のプラス側にハイサイド側のスイッチング素子８０ａのコレクタ及びダイオード２３のカソードが接続され、直流電源１２のマイナス側にローサイド側のスイッチング素子８０ｂのエミッタ及びダイオード２３のアノードが接続される。

また、全波電圧Ｖｍのプラス側にハイサイド側のスイッチング素子８０ｃのコレクタ及びダイオード２３のカソードが接続される。全波電圧Ｖｍのマイナス側にローサイド側のスイッチング素子８０ｄのエミッタ及びダイオード２３のアノードが接続される。

入力相アーム側のスイッチング素子８０ａのエミッタとスイッチング素子８０ｂのコレクタとの接続点と、出力相アーム側のスイッチング素子８０ｃのエミッタとスイッチング素子８０ｄのコレクタとの接続点との間に、昇降圧の際にエネルギを蓄積乃至放出する上記のリアクトル８２が接続される構成とされている。

コンデンサ２８の両端電圧である全波電圧Ｖｍは、電圧センサ２９により取り込まれ、インバータ制御部４４中、デューティ演算部６２に供給される。

コンデンサ２８に流れるコンデンサ電流ｉｃは、電流センサ３０により取り込まれコンバータ制御部４２中の減算器１０４の減数入力端子及び容量低下量算出部３２に供給される。コンデンサ電流ｉｃは、コンデンサ２８の静電容量をＣとするとき、次の（１）式に示すように表されるので、電圧センサ２９により得られる全波電圧Ｖｍを微分器で微分することでも得られる。（１）式は、全波電圧Ｖｍで解いて（２）式に変更できることに留意する。
ｉｃ（ｔ）＝Ｃ×｛ｄＶｍ（ｔ）／ｄｔ｝ …（１）
Ｖｍ（ｔ）＝（１／Ｃ）×∫ｉｃ（ｔ）ｄｔ …（２）

図１に示すように、インバータ１６は、それぞれに並列に逆方向のダイオード２３が接続されたＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄによりブリッジ回路として形成されている。

ハイサイド側のスイッチング素子２２ａ、２２ｃのコレクタはプラス側ライン３４ａに接続され、ローサイド側のスイッチング素子２２ｂ、２２ｄのエミッタはマイナス側ライン３４ｂに接続されている。スイッチング素子２２ａのエミッタとスイッチング素子２２ｂのコレクタとの接続点は第１出力ライン３６ａに分岐しており、スイッチング素子２２ｃのエミッタとスイッチング素子２２ｄのコレクタとの接続点は第２出力ライン３６ｂに分岐している。

インバータ１６は、基本的には、インバータ１６に入力された全波電圧Ｖｍを降圧して出力を発生させる。降圧動作は入力電圧である全波電圧Ｖｍに対してインバータ出力電圧Ｖｘを、Ｖｘ＝Ｖｍ×２×（Ｑ−０．５）、の関係で出力させる。ここで、括弧内は、引数のＱが０．５以上のときには正、０．５未満のときには負となる。Ｑは後述する基礎信号である。

安定化回路１８は、ローパスフィルタの構成とされ、第１出力ライン３６ａと第２出力ライン３６ｂに直列に挿入されたインダクタ３８（同相トランス）と、該インダクタ３８の下流側に設けられたコンデンサ４０とを有する。安定化回路１８で安定化された出力電圧Ｖｏは、負荷２２０に供給される。

制御部２０は、昇降圧コンバータ１４のチョッパ制御を行うコンバータ制御部４２と、インバータ１６の制御を行うインバータ制御部４４とを有する。コンバータ制御部４２とインバータ制御部４４は同期しながら昇降圧コンバータ１４及びインバータ１６の制御を行う。

第１実施例に係る第１電力変換装置１０１は、図２に示すように、直流電源１２から供給される直流電圧Ｖｉｎを入力とし出力側のコンデンサ２８の両端に全波電圧Ｖｍを出力する昇降圧コンバータ１４と、全波電圧Ｖｍを規定するための出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍを生成するとともにコンデンサ２８に流れる電流ｉｃを規定するためのコンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍを生成する指令値生成部２６と、コンデンサ２８の時間単位での容量低下量ΔＣｎを算出する容量低下量算出部３２と、出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍに加算するためのコンデンサ２８の時間単位での容量低下量ΔＣｎに応じた時間単位の補正値（指令電圧増加量）ΔＶｎを求める補正値算出部３４と、コンバータ制御部４２と、を備える。

時間単位での容量低下量ΔＣｎを求める場合、容量低下量算出部３２は、補正値算出部３４から出力される時間単位の補正値（指令電圧増加量）ΔＶｎをゼロ値とし、かつ比例器１１２及び比例器１１４から出力される補正デューティをゼロ値としたときに、コンデンサ２８に流れるコンデンサ電流ｉｃとコンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍとの差に基づき算出することができる。

具体的には、次の（３）式に示すように、時間単位の容量低下量ΔＣｎを算出する。なお、（４）式は、平均的な容量低下量ΔＣを示す。
ΔＣｎ＝Ｃｉｎｉ｛（ｉｃｃｏｍ（ｎ）−ｉｃ（ｎ））／ｉｃｃｏｍ（ｎ）｝
…（３）
ΔＣ＝ΣΔＣｎ／Ｔ …（４）
Ｃｉｎｉ：初期値メモリ１２２に記憶されているコンデンサ２８の静電容量の初期値
ｉｃｃｏｍ（ｎ）：コンデンサ瞬時電流指令値
ｉｃ（ｎ）：コンデンサ瞬時電流実測値
ΔＣｎ：時間単位での容量低下量（時間単位での容量差分）
ΣΔＣｎ：１周期分の容量差分の総和
Ｔ：全波電圧１周期分の時間［ｓ］（図３参照）

補正値算出部３４は、次の（５）式に基づき、コンデンサ２８の容量低下量ΔＣの時間単位での容量低下量ΔＣｎに応じて出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍを補正する補正値（時間単位での指令電圧増加量）ΔＶｎを算出する。
ΔＶｎ＝［｛１／（Ｃｉｎｉ−ΔＣｎ）｝−１／Ｃｉｎｉ］×
∫ｉｃｃｏｍ（ｎ）・ｄｔ …（５）

指令値生成部２６は、サイン波生成部４６と、絶対値回路４８と、加算器１０６と、増幅器５０と、初期値メモリ１２２と、乗算器１２４と、微分器１１０と、バッファ５６と、を有する。

以下、図３の波形図も参照しながら説明する。

サイン波生成部４６は、負荷２２０に出力電圧Ｖｏ（図１、図３参照）として得る予定の交流波形と同じ周波数、且つ同じピーク値（波高値）を有するサイン波形（正弦波指令値）Ｖｓ（図２、図３参照）をリアルタイムで生成する。

絶対値回路４８は、サイン波生成部４６から供給されるサイン波形Ｖｓの絶対値を求め全波整流波形を得、出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍ（図１〜図３参照）を生成する。

加算器１０６は、全波整流波形としての出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍに、コンデンサ２８の時間的な容量低下量ΔＣｎに応じた補正値（指令電圧増加量）ΔＶｎをリアルタイムに加算して、出力電圧補正指令値Ｖｃｏｍ（図１〜図３参照）（Ｖｃｏｍ＝Ｖｍｃｏｍ＋ΔＶｎ）を出力する。

なお、出力電圧補正指令値Ｖｃｏｍは、［第２実施例］に係る図４、図５及び（６）式に示すように、指令値生成部２６Ａにおいて乗算器１０７により出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍに補正値（定数値）Ａ（Ａ≧１）を乗算することで求めることもできる。補正値Ａは、容量低下量算出部３２Ａから出力される上記（４）式の平均的な容量低下量ΔＣと初期値Ｃｉｎｉを用いて次の（６）式の右辺に示すように補正値算出部３４Ａで算出することができる。
Ｖｃｏｍ＝Ａ×Ｖｍｃｏｍ＝Ｖｍｃｏｍ×Ｃｉｎｉ／（Ｃｉｎｉ−ΔＣ）
…（６）

なお、平均的な容量低下量ΔＣを算出する容量低下量算出部３２Ａは、［第３実施例］に係る図６に示すように、コンデンサ２８に対する通電時間を蓄積計時するタイマ３３と、コンデンサ２８の容量初期値Ｃｉｎｉからの経時的な容量低下量ΔＣの特性（通電時間に対する容量値の減衰特性）３７を予め記憶するメモリ３５とを含んで構成するようにしてもよい。この［第３実施例］の場合には、容量低下量算出部３２Ｂに対し、コンデンサ瞬時電流指令値ｉｃｃｏｍ（ｎ）や、コンデンサ瞬時電流実測値ｉｃ（ｎ）を入力することが不要であり、タイマ３３により蓄積計時される通電時間によりメモリ３５に記憶されている容量低下量ΔＣの特性３７を参照して容量低下量ΔＣを求めることができる。特性３７は近似式（数式）で持つようにしてもよい。

図１、図２、及び図４において、増幅器５０は、出力電圧補正指令値Ｖｃｏｍを増幅する。この増幅率は小さく、例えば１．１倍程度に設定されている。この増幅器５０による増幅は、所望の出力電圧Ｖｏを得るために多少の余裕を設定するために行われる。

初期値メモリ１２２は、上述したように、コンデンサ２８の静電容量の初期値である容量初期値Ｃｉｎｉを記憶している。

微分器１１０は、出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍを微分する。この微分値に、コンデンサ２８の容量初期値Ｃｉｎｉを乗算器１２４で掛けることで、コンデンサ２８に流れるコンデンサ電流ｉｃを規定するためのコンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍ［ｉｃｃｏｍ＝Ｃｉｎｉ×｛ｄＶｍｃｏｍ／ｄｔ｝］を生成し（図１〜図４参照）、コンバータ制御部４２、補正値算出部３４、３４Ａ及び容量低下量算出部３２、３２Ａに供給する。

バッファ５６は、サイン波生成部４６から供給されるサイン波形Ｖｓのバッファとして機能し、該サイン波形Ｖｓを、インバータ制御部４４を構成するデューティ演算部６２に供給する。

一方、コンバータ制御部４２は、降圧デューティ演算部８６と、昇圧デューティ演算部８８と、減算器１０４と、比例器１１２、１１４と、加算器９２、９４と、比較器９６、９８と、出力反転器１３０、１３２と、搬送波生成部５２と、を備える。

図２及び図４に示すように、降圧デューティ演算部８６は、出力電圧補正指令値Ｖｃｏｍを電圧センサ８４により検出される直流電圧Ｖｉｎで除算して降圧デューティ（Ｖｃｏｍ／Ｖｉｎ）を求める。

昇圧デューティ演算部８８は、直流電圧Ｖｉｎを出力電圧補正指令値Ｖｃｏｍで除算した商を値１から減算して昇圧デューティ（１−Ｖｉｎ／Ｖｃｏｍ）を求める。

減算器１０４は、コンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍから電流センサ３０により検出される実際のコンデンサ電流ｉｃを減算して偏差Δｉｃ（Δｉｃ＝ｉｃｃｏｍ−ｉｃ）を算出する。

比例器１１２、１１４は、偏差Δｉｃに対して比例定数ｋをかけ、補正デューティｋ・Δｉｃとして、加算器９２、９４に供給する。なお、比例器１１２、１１４に代替して比例積分器としてもよい。

加算器９２は、降圧デューティ（Ｖｃｏｍ／Ｖｉｎ）に補正デューティｋ・Δｉｃを加算して、比較器９６の比較入力端子（＋入力端子）に供給する。

加算器９４は、昇圧デューティ（１−Ｖｉｎ／Ｖｃｏｍ）に補正デューティｋ・Δｉｃを加算して、比較器９８の比較入力端子（＋入力端子）に供給する。

搬送波生成部５２は、昇降圧コンバータ１４をチョッパ駆動する基礎となる高周波、例えば、２０［ｋＨｚ］の三角波を生成する。搬送波生成部５２が生成する三角波は、最低値が０となりプラス側に振幅する波形となっている。

比較器９６は、基準入力端子（−入力端子）に、搬送波生成部５２から供給される三角波が入力されており、加算器９２から供給される信号と比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力する。この出力信号は、スイッチング素子８０ａのゲートに直接供給されるとともに、スイッチング素子８０ｂのゲートに出力反転器１３０を介して供給される。

比較器９８は、基準入力端子（−入力端子）に搬送波生成部５２から供給される三角波が入力されており、加算器９４から供給される信号と比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力する。この出力信号は、スイッチング素子８０ｄのゲートに直接供給されるとともに、スイッチング素子８０ｃのゲートに出力反転器１３２を介して供給される。

昇降圧コンバータ１４の昇圧時には、スイッチング素子８０ａはオン状態とされ、スイッチング素子８０ｂはオフ状態とされ、さらにスイッチング素子８０ｃがオフ状態とされ、スイッチング素子８０ｄがオンオフ制御されることで、直流電圧Ｖｉｎが昇圧される。すなわち、オンオフ制御されるスイッチング素子８０ｄのオン時に、スイッチング素子８０ａを通じて直流電源１２からリアクトル８２にエネルギが蓄積され、スイッチング素子８０ｄのオフ時に、リアクトル８２に蓄積されたエネルギがダイオード２３を通じて（スイッチング素子８０ｃがＭＯＳＦＥＴであれば、このＭＯＳＦＥＴを通じて）コンデンサ２８及び負荷Ｒに供給されることで、昇圧される。

また、昇降圧コンバータ１４の降圧時には、スイッチング素子８０ｂがオフ状態、スイッチング素子８０ｃがオン状態、さらに、スイッチング素子８０ｄがオフ状態とされ、スイッチング素子８０ａがオンオフ制御されることで直流電圧Ｖｉｎが降圧される。すなわち、オンオフ制御されるスイッチング素子８０ａがオン時に直流電圧Ｖｉｎがリアクトル８２とコンデンサ２８（及び負荷Ｒ）のローパスフィルタにより降圧されるとともにリアクトル８２にエネルギが蓄積され、さらに、スイッチング素子８０ａのオフ時にはダイオード２３が導通してリアクトル８２からダイオード２３を通じてコンデンサ２８及び負荷Ｒに電流が供給されることで、直流電圧Ｖｉｎが降圧される。

第２電力変換装置１０２の動作は、特許文献１で開示されているので、簡単に説明すると、インバータ制御部４４は、搬送波生成部６０と、デューティ演算部６２と、比較器６４と、出力反転器６８及び７０を有する。

搬送波生成部６０は、インバータ１６をＰＷＭ制御するための基準となる高周波の三角波を生成する部分である。搬送波生成部６０が生成する三角波は、図１に示すように、中央値が０でプラス側とマイナス側に変化する波形となっている。搬送波生成部６０は搬送波生成部５２から得られる三角波をプラス側とマイナス側が等しいピーク値となるようにシフトして用いてもよい。

デューティ演算部６２は、指令値生成部２６のバッファ５６から供給されるサイン波形Ｖｓを電圧センサ２９から得られる全波電圧Ｖｍで除算することによりインバータ動作指令を決定し、インバータ１６を制御する基礎信号（インバータ動作指令）Ｑ（図１及び図３参照）を生成する。

具体的には、デューティ演算部６２は、基礎信号Ｑを、Ｑ＝１／２×（Ｖｓ／Ｖｍ＋１）として求めている。除算した結果に＋１を加算をして、１／２倍しているのはレベル調整である。

比較器６４は、デューティ演算部６２から供給される基礎信号Ｑと搬送波生成部６０から供給される三角波とを比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力し、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄのゲートに供給する。出力反転器６８及び７０は比較器６４の出力を反転してスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃのゲートに供給する。

すなわち、昇降圧コンバータ１４の出力する全波整流波形の全波電圧Ｖｍが０となるタイミングを基準とし、１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを高い値の一定デューティでオンさせ、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを小さい値の一定のデューティでオンにする。他の１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを小さい値の一定のデューティでオンにし、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを高い値の一定のデューティでオンにする。これにより、所望のピーク値である出力電圧Ｖｏ（図３参照）が得られる。

以上説明したように上述した実施形態によれば、第１電力変換装置１０１は、直流電源１２から供給される直流電圧Ｖｉｎを入力とし、出力側のコンデンサ２８の両端に全波電圧Ｖｍを出力する昇降圧コンバータ１４と、全波電圧Ｖｍを規定するための出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍを生成するとともに、コンデンサ２８に流れるコンデンサ電流ｉｃを規定するためのコンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍを生成する指令値生成部２６と、コンデンサ２８の容量低下量ΔＣ、ΔＣｎを算出する容量低下量算出部３２、３２Ａ、及び３２Ｂと、コンデンサ２８の容量低下量ΔＣｎ、ΔＣに応じて出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍを補正する補正値ΔＶｎ、Ａを算出する補正値算出部３４、３４Ａと、補正値ΔＶｎ、Ａにより補正された出力電圧補正指令値Ｖｃｏｍに基づく降圧デューティ（Ｖｃｏｍ／Ｖｉｎ）及び昇圧デューティ（１−Ｖｉｎ／Ｖｃｏｍ）に対してそれぞれ、コンデンサ２８に流れるコンデンサ電流ｉｃとコンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍとの偏差Δｉｃ（Δｉｃ＝ｉｃｃｏｍ−ｉｃ）に応じた補正デューティｋ・Δｉｃを反映させて昇降圧コンバータ１４を制御することで、コンデンサ２８の容量が低下しても、コンデンサ２８の両端に所望の波形歪の小さい全波電圧波形Ｖｍ、換言すれば、次段のインバータに必要な実効値換算に近似した全波電圧波形Ｖｍを得ることができる。

ここで、指令値生成部２６、２６Ａは、コンデンサ２８に流れる電流を規定するためのコンデンサ電流指令値ｉｃｃｏｍを生成する際、前記全波電圧を規定するための出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍを微分することで生成することができる。

また、コンデンサ２８に流れるコンデンサ電流を得る際、コンデンサ２８に直列に接続した電流センサ３０の出力から直接的に得るようにしてもよく、コンデンサ２８の両端電圧を測定する電圧センサ２９の出力を微分した出力に基づき得るようにしてもよい。

さらに、容量低下量算出部３２は、時間単位での容量低下量ΔＣｎを、容量初期値Ｃｉｎｉ×｛（コンデンサ瞬時電流指令値ｉｃｃｏｍ（ｎ）−コンデンサ瞬時電流実測値ｉｃ（ｎ））／コンデンサ瞬時電流指令値ｉｃｃｏｍ（ｎ）｝として算出し、補正値算出部３４は、出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍに加算するための補正値ΔＶｎを、［｛１／（容量初期値Ｃｉｎｉ−時間単位での容量低下量ΔＣｎ）｝−１／容量初期値Ｃｉｎｉ］×∫（コンデンサ瞬時電流指令値ｉｃｃｏｍ（ｎ））ｄｔとして算出することができる。

さらにまた、容量低下量算出部３２Ａは、時間単位での容量低下量ΔＣｎを、容量初期値Ｃｉｎｉ×｛（コンデンサ瞬時電流指令値ｉｃｃｏｍ（ｎ）−コンデンサ瞬時電流実測値ｉｃ（ｎ））／コンデンサ瞬時電流指令値ｉｃｃｏｍ（ｎ）｝として算出した後、容量低下量ΔＣをΣ（時間単位での容量低下量ΔＣｎ）／前記全波電圧１周期の時間Ｔ、により算出し、補正値算出部３４Ａは、出力電圧指令値Ｖｍｃｏｍに乗算するための補正値Ａを、容量初期値Ｃｉｎｉ／（容量初期値Ｃｉｎｉ−容量低下量ΔＣ）として算出することができる。

なお、容量低下量ΔＣは、コンデンサ２８が、本実施形態で使用している電解コンデンサであれば、（周囲）温度が低温になると概ね低下するが、図１、図２、図４の第１電力変換装置１０１を有する電力変換装置１０によれば、コンデンサ電流ｉｃをリアルタイムに検出しているので、温度センサによりコンデンサ２８の温度を測定し、容量初期値Ｃｉｎｉの温度特性をメモリに保持しておくことで、周囲温度の変化による容量低下量ΔＣをも考慮した補正値としての指令電圧増加量ΔＶｎあるいは補正値Ａを算出することができる。

なお、この発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

１０…電力変換装置 １２…直流電源
１４…昇降圧コンバータ １６…インバータ
１８…安定化回路 ２０…制御部
２２ａ〜２２ｄ、８０ａ〜８０ｄ…スイッチング素子
２６、２６Ａ…指令値生成部 ２８…出力側コンデンサ
３０…電流センサ ３２、３２Ａ、３２Ｂ…容量低下量算出部
３４、３４Ａ…補正値算出部 ４２…コンバータ制御部
４４…インバータ制御部 ６２…デューティ演算部

Claims (5)

1. 直流電源から供給される直流電圧を入力とし、出力側のコンデンサの両端に全波電圧を出力する昇降圧コンバータと、
   前記全波電圧を規定するための出力電圧指令値を生成するとともに、前記コンデンサに流れる電流を規定するためのコンデンサ電流指令値を生成する指令値生成部と、
   前記コンデンサの容量低下量を算出する容量低下量算出部と、
   前記コンデンサの容量低下量に応じて前記出力電圧指令値を補正する補正値を算出する補正値算出部と、
   前記補正値により補正された出力電圧補正指令値に基づく降圧デューティ及び昇圧デューティに対してそれぞれ、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流と前記コンデンサ電流指令値との偏差に応じた補正デューティを反映させて前記昇降圧コンバータを制御するコンバータ制御部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記指令値生成部は、
   前記コンデンサに流れる電流を規定するためのコンデンサ電流指令値を生成する際、前記全波電圧を規定するための出力電圧指令値を微分することで生成する
   ことを特徴する電力変換装置。
3. 請求項１又は２記載の電力変換装置において、
   前記コンデンサに流れるコンデンサ電流を得る際、前記コンデンサに直列に接続した電流センサの出力から直接的に、又は前記コンデンサの両端電圧を測定する電圧センサの出力を微分した出力に基づき
   得ることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記容量低下量算出部は、
   時間単位での容量低下量を、容量初期値×｛（コンデンサ瞬時電流指令値−コンデンサ瞬時電流実測値）／コンデンサ瞬時電流指令値｝として算出し、
   前記補正値算出部は、
   前記出力電圧指令値に加算するための補正値を、［｛１／（容量初期値−時間単位での容量低下量）｝−１／容量初期値］×∫（コンデンサ瞬時電流指令値）ｄｔとして算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記容量低下量算出部は、
   時間単位での容量低下量を、容量初期値×｛（コンデンサ瞬時電流指令値−コンデンサ瞬時電流実測値）／コンデンサ瞬時電流指令値｝として算出した後、容量低下量をΣ（時間単位での容量低下量）／前記全波電圧１周期の時間、により算出し、
   前記補正値算出部は、
   前記出力電圧指令値に乗算するための補正値を、容量初期値／（容量初期値−容量低下量）として算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。

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