JP5323383B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、該中間電圧を交流に変換するインバータとを有する電力変換装置に関する。

太陽電池又は燃料電池等は直流電圧を生成するが、電力の伝送やモータの駆動のためには交流電圧が好適であり、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置が用いられている。また、太陽電池や燃料電池等の直流電源より供給される直流電力を系統に連係して交流電力に変換する回路として、系統連係インバータが知られている。

電力変換装置は、基本的構成として、直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、該中間電圧を交流に変換するインバータと、該インバータを制御する制御部が設けられている。

中間電圧は、インバータの入力として十分な電位の一定値の直流となるようにコンバータによって生成され、その電位は常に交流電圧のピーク値以上の電位に維持されている。

このため、スイッチング損失や導通損失が発生してしまう。これを解決するためには、特許文献１に記載のシステムでは、出力電流の歪みを抑制して高調波の発生を低減させることができる、としている。

しかしながら、特許文献１記載のシステムでは、中間電圧の変化は直線状であって、一定の傾斜の区間と一定値の区間とから構成されている。このような波形の中間電圧から、滑らかなサイン波形の交流電圧を得るためにインバータのスイッチング素子を複雑な手順でオン・オフ制御しなければならない。

そのため、本出願人は、昇降圧コンバータによって生成した全波電圧をインバータ入力電圧として印加し、入力電圧の極性を反転するようにインバータスイッチング動作をさせることにより、インバータの回路構成の変更なくインバータスイッチング損失を低減しながら正弦波を出力することを提案している（特願２００７−５１４１８号）。

特開平１０−１５５２８０号公報（図５）

特願２００７−５１４１８号のシステムで、歪みの少ない正弦波をインバータにより出力するためには、昇降圧コンバータにより生成されて出力される全波電圧の歪みが少なく、且つ、昇降圧コンバータにより生成されて出力される全波電圧とインバータ極性反転動作タイミングの同期が取られていなければならない。

しかしながら、昇降圧コンバータの出力にコンデンサを用いることからオフセット電圧の発生や出力負荷変動によって全波電圧の歪みが生じることがあり、それをコンバータ制御によって解決するためには複雑な制御が必要になる。

また、昇降圧コンバータの出力電圧とインバータ動作の同期をとるためには回路での検出信号や制御の遅れを考慮に入れなければならず、実際の回路構成は複雑になる。

本発明は、このような課題を考慮してなされたものであり、簡便な構成でインバータ出力正弦波の歪みを低減することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、前記中間電圧を検出する中間電圧検出器と、前記中間電圧を交流に変換するインバータと、前記コンバータ及び前記インバータを制御する制御部とを有し、前記中間電圧の最も低電圧となる電圧を、前記インバータの出力電圧のピーク値よりも小さく設定し、所定の正弦波指令値を中間電圧検出器から得られる前記中間電圧で除算することによりインバータ動作指令を決定し、該インバータ動作指令に基づいて前記インバータのスイッチング素子を制御することを特徴とする。

本発明では、中間電圧検出器によって中間電圧を検出し、基礎となる正弦波指令値を中間電圧で除算することによりインバータ動作指令を決定し、インバータのスイッチング素子を制御している。これにより、中間電圧に歪み等が生じても、インバータ出力正弦波の出力電圧の歪みを低減することができる。

また、中間電圧の最も低電圧となる電圧を、出力電圧のピーク値よりも小さく設定することにより、スイッチング素子の両端に印加される電圧が小さくなり、スイッチング素子で生じる損失を抑制することができる。

なお、中間電圧の最も低電圧となるタイミングとは、中間電圧が実質的に低下する箇所であって、ノイズ等の影響により瞬間的に低下するような箇所を含まないことはもちろんである。

この場合、前記中間電圧は全波整流波形とすると、交流でサイン波の出力電圧が簡便に得られる。

前記インバータの前記スイッチング素子への指令信号を方形波電圧で制御して交流を出力してもよい。これにより、中間電圧を適度に減少させ、所望のピーク値又は実効値の出力電圧が得られる。

本発明に係る電力変換装置では、中間電圧検出器によって中間電圧を検出し、基礎となる正弦波指令値を中間電圧で除算することによりインバータ動作指令を決定し、インバータのスイッチング素子を制御している。これにより、中間電圧に歪み等が生じても、インバータ出力正弦波の出力電圧の歪みを低減することができる。

以下、本発明に係る電力変換装置について第１及び第２の実施形態を挙げ、添付の図１〜図９を参照しながら説明する。

図１に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１０ａは、直流電源１２から供給される直流の入力電圧Ｖｉの電圧を調整して中間電圧Ｖｍを出力するコンバータ１４と、中間電圧Ｖｍを交流に変換するインバータ１６と、インバータ１６の出力を安定化させる安定化回路１８と、コンバータ１４及びインバータ１６を制御する制御部２０とを有する。

直流電源１２は、例えば太陽電池又は燃料電池等であり、出力する入力電圧Ｖｉは変動し得るが、電力変換装置１０ａの作用により、出力電圧Ｖｏは安定した交流になる。

コンバータ１４は、入力側コンデンサ２４と、インダクタ２６と、出力側コンデンサ２８と、スイッチング素子３０と、逆流を防止するダイオード３２と、中間電圧Ｖｍを検出する電圧センサ（中間電圧検出器）２９とを有する。入力側コンデンサ２４は、直流電源１２に対して並列に接続され、入力電圧Ｖｉの細かい変動を平滑化する。

スイッチング素子３０（及びスイッチング素子２２ａ〜２２ｄ、８０ａ〜８０ｄ）は、半導体素子であって、例えば、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、スイッチング素子等が挙げられる。

スイッチング素子３０は、直流電源１２のプラス側ラインに直列に挿入されており、制御部２０の作用下にチョッパ駆動される。スイッチング素子３０には、並列に寄生ダイオード３４が形成されている。

インダクタ２６は、スイッチング素子３０よりも下流側に並列に挿入されており、スイッチング素子３０のチョッパ動作に基づいて起電力を発生する。このインダクタ２６による起電力は直流電源１２のマイナス側のラインが高電位となるように発生し、その電圧はスイッチング素子３０のチョッパ信号により制御可能であって、制御部２０によって制御される。

ダイオード３２は、インダクタ２６の作用によって発生した電力が逆流しないようにするものである。

出力側コンデンサ２８は、インダクタ２６の作用によって発生した電圧を安定化させるためのものである。電圧センサ２９は、例えば出力側コンデンサ２８の両端電圧を計測する。

このコンバータ１４によって生じる中間電圧Ｖｍは、直流電源１２のマイナス側のラインが高電位となることから、図１では、インバータ１６に対する接続部ではラインをクロスさせて高電位側が上方、低電位側が下方となるように示している。

インバータ１６は、４つのスイッチング素子２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄを含むブリッジ回路２２を形成している。これらのスイッチング素子２２ａ〜２２ｄは制御部２０の作用下にオン・オフ制御される。スイッチング素子２２ａ〜２２ｄには、それぞれ寄生ダイオード２３が形成されている。インバータ１６のスイッチング素子はスイッチング素子に限らず、トランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等でもよい。

スイッチング素子２２ａ及びスイッチング素子２２ｃのドレインはプラス側ライン３４ａに接続され、スイッチング素子２２ｂ及びスイッチング素子２２ｄのソースはマイナス側ライン３４ｂに接続されている。スイッチング素子２２ａのソースとスイッチング素子２２ｂのドレインとの接続点は第１出力ライン３６ａに分岐しており、スイッチング素子２２ｃのソースとスイッチング素子２２ｄのドレインとの接続点は第２出力ライン３６ｂに分岐している。

適用する電圧型のインバータ１６は、基本的にはインバータ１６に入力された中間電圧Ｖｍを降圧して出力を発生させる。降圧動作は入力電圧である中間電圧Ｖｍに対してインバータ出力電圧Ｖｘを、Ｖｘ＝Ｖｍ×２×（Ｑ−０．５）、の関係で出力させる。ここで、括弧内は、引数のＱが０．５以上のときには正、０．５未満のときには負となる。Ｑは後述する基礎信号である。

安定化回路１８は、第１出力ライン３６ａと第２出力ライン３６ｂに直列に挿入されたインダクタ３８と、該インダクタ３８の下流側に設けられたコンデンサ４０とを有する。安定化回路１８で安定化された出力電圧Ｖｏは、負荷Ｒに供給される。

制御部２０は、コンバータ１４のチョッパ制御を行うコンバータ制御部４２と、インバータ１６の制御を行うインバータ制御部４４とを有する。コンバータ制御部４２とインバータ制御部４４は同期しながらコンバータ１４及びインバータ１６の制御を行う。

コンバータ制御部４２は、サイン波生成部４６と、絶対値回路４８と、増幅器５０と、搬送波生成部５２と、比較器５４と、バッファ回路５６とを有する。サイン波生成部４６は、出力電圧Ｖｏとして得られるべき交流波形と同じ周波数、且つ同じピーク値（つまり、波高値）を有するサイン波形（正弦波指令値）Ｖｓをリアルタイムで生成する。

絶対値回路４８は、サイン波生成部４６から供給されるサイン波形Ｖｓの絶対値を求め、全波整流波形を得る。

増幅器５０は、絶対値回路４８から供給される全波整流波形を増幅する。この増幅率は小さく、例えば１．１倍程度に設定されている。この増幅器５０による増幅は、所望の出力電圧Ｖｏを得るために多少の余裕を設定するために行われる。

搬送波生成部５２は、コンバータ１４をチョッパ駆動する基礎となる高周波の三角波を生成する。搬送波生成部５２が生成する三角波は、最低値が０となりプラス側に振幅する波形となっている。

比較器５４は、増幅器５０から供給される増幅された全波整流波形と搬送波生成部５２から供給される三角波を比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力し、スイッチング素子３０のゲートに供給することにより該スイッチング素子３０をチョッパ駆動する。つまり、全波整流波形の値が小さいときには、比較器５４のオン信号の幅が短くなってインダクタ２６の起電力は小さくなり、全波整流波形の値が大きいときには、比較器５４のオン信号の幅が長くなってインダクタ２６の起電力は大きくなる。このようにして、コンバータ１４は、コンバータ制御部４２の作用下に、サイン波の全波整流波形の中間電圧Ｖｍを生成することになる。

すなわち、従来の電力変換装置におけるコンバータは、中間電圧Ｖｍとして一定の直流電圧を出力するのであるが、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａにおけるコンバータ１４は、サイン波形のバッファとして全波整流波形を生成している。

バッファ回路５６は、サイン波生成部４６から供給されるサイン波形Ｖｓのバッファとして、該サイン波形Ｖｓをインバータ制御部４４に供給する。

インバータ制御部４４は、搬送波生成部６０と、デューティ演算部６２と、比較器６４と、出力反転器６８及び７０を有する。

搬送波生成部６０はインバータ１６をＰＷＭ制御するための基準となる高周波（例えば２０ｋＨｚ）の三角波を生成する部分である。搬送波生成部６０が生成する三角波は、中央値が０でプラス側とマイナス側に１以上で振幅する波形となっている。搬送波生成部６０は搬送波生成部５２から得られる三角波をプラス側とマイナス側が等しいピーク値となるようにシフトして用いてもよい。

デューティ演算部６２は、コンバータ制御部４２のバッファ回路５６から供給されるサイン波形Ｖｓを電圧センサ２９から得られる中間電圧Ｖｍで除算することによりインバータ動作指令を決定し、インバータ１６を制御する基礎信号（インバータ動作指令）Ｑを生成する。

具体的には、デューティ演算部６２は、基礎信号Ｑを、Ｑ＝１／２×（Ｖｓ／Ｖｍ＋１）として求めている。除算した結果に＋１の加算をして、１／２倍しているのはレベル調整である。このような演算はマイクロコンピュータを用いて行うとよい。

この基礎信号Ｑによりインバータ１６のスイッチング素子２２ａ〜２２ｄを動作させることによりインバータ１６入力電圧（つまり、中間電圧Ｖｍ）に歪み等が生じていてもインバータ出力電圧Ｖｘ及び出力電圧Ｖｏの正弦波の歪みを低減させることができる。

バッファ回路５６から供給されるサイン波形を、デューティ演算部６２により演算してインバータ１６を制御する基礎信号Ｑを出力する。

比較器６４は、デューティ演算部６２から供給される基礎信号Ｑと搬送波生成部６０から供給される三角波とを比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力し、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄのゲートに供給する。出力反転器６８及び７０は比較器６４の出力を反転してスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃのゲートに供給する。

次に、このように構成される電力変換装置１０ａの作用について説明する。先ず、中間電圧Ｖｍに歪みやオフセット等がない場合の動作について説明する。

インバータ制御部４４によれば、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄが所定のデューティ比でＰＷＭ駆動され、インバータ１６は、いわゆるＰＷＭで駆動される。

これにより、中間電圧Ｖｍのピーク値をやや抑えて所望のピーク値の出力電圧Ｖｏが得られる。中間電圧Ｖｍのピーク値は増幅器５０によって出力電圧Ｖｏのピーク値の１．１倍程度に調整されているが、実際には損失もあることからインバータ１６に入力され、全波整流波形のピーク値は所望の出力電圧Ｖｏの例えば１．０５倍程度になる。この場合、デューティ比は全波整流波形のピーク値に対して出力電圧Ｖｏのピーク値が１／１．０５となるように設定する。

これにより、デューティ比に応じて電流はプラスラインからスイッチング素子２２ａ、第１出力ライン３６ａ、負荷Ｒ、第２出力ライン３６ｂ及びスイッチング素子２２ｄを通りマイナスラインに通電し、又はプラスラインからスイッチング素子２２ｃ、第１出力ライン３６ａ、負荷Ｒ、第２出力ライン３６ｂ及びスイッチング素子２２ｂを通りマイナスラインに通電する。

すなわち、コンバータ１４の出力する全波整流波形の中間電圧Ｖｍが０となるタイミングを基準とし、１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを高い値の一定デューティでオンさせ、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを小さい値の一定のデューティでオンにする。他の１つおきの周期では、第１スイッチング素子対のスイッチング素子２２ａ及び２２ｄを小さい値の一定のデューティでオンにし、第２スイッチング素子対のスイッチング素子２２ｂ及び２２ｃを高い値の一定のデューティでオンにする。これにより、所望のピーク値である出力電圧Ｖｏが得られる。

従来の電力変換装置におけるインバータは、中間電圧Ｖｍとして一定の直流電圧が入力され、サイン波形を生成するためにデューティ比をリアルタイムで変化させる制御をするのであるが、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａにおけるインバータ１６のスイッチング素子２２ａ〜２２ｄは、サイン波形の正負に応じて一定のデューティで駆動するという簡便な制御で足りる。

また、図２に示すように、絶対値で比較すると中間電圧Ｖｍと出力電圧Ｖｏとの差は常に十分小さく、４つのスイッチング素子２２ａ〜２２ｄを通過する電流によるインバータ１６の損失がそれぞれ十分小さくなる。さらに、コンバータ１４からインバータ１６に対して供給すべき電力の変動が小さいことになり、出力側コンデンサ２８は小容量で足りる。

なお、電力変換装置１０ａにおいて、コンバータ１４のスイッチング素子３０では損失が生じ得るのであるが、従来から適度な中間電圧Ｖｍを生成するためにはコンバータにおけるチョッパ動作は必須構成であることから、従来技術と比較してこのコンバータ１４で損失が増大している訳でないことはもちろんである。

図３に電力変換装置１０ａの各部の信号波形を示す。すなわち、サイン波形Ｖｓ、中間電圧Ｖｍ、ソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓ、インダクタ３８を流れる電流Ｉｃ、出力電圧Ｖｏを示す。また、波形Ａは、スイッチング素子２２ａ及び２２ｄに対するオン・オフ信号であり、波形Ｂは、スイッチング素子２２ｂ及び２２ｃに対するオン・オフ信号である。波形Ａ及びＢは上方がオン、下方がオフである。

図３から了解されるように、電力変換装置１０ａによれば相当に正確なサイン波形で交流の出力電圧Ｖｏが得られる。

図４に、図３における時刻ｔ１の拡大波形を示す。時刻ｔ１は、中間電圧Ｖｍがピーク値となる時刻である。

ここで、電力変換装置１０ａのインバータ１６における各損失を求める。スイッチング素子２２ａ（以下、他のスイッチング素子２２ｂ〜２２ｄも同様である。）のオフ時のスイッチング損失Ｐ_SW__ＯＦＦは、Ｐ_SW__OFF＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｆｆ×ｆ＝１２７．０[Ｖ]×１５．６[Ａ]×２７０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝１０．７[Ｗ]である。ここでＴｏｆｆはターンオフ時間であり、ｆは搬送波の周波数である。

スイッチング素子２２ａのオン時のスイッチング損失Ｐ_SW__ONは、Ｐ_SW__ON＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｎ×ｆ＝１６６．６[Ｖ]×１３．７[Ａ]×６０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝２．７[Ｗ]である。ここでＴｏｎはターンオン時間である。

スイッチング素子２２ａの導通損失Ｐｄｓは、Ｐｄｓ＝ｒ×Ｉａｖｅ×（Ｔ−（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×ｆ＝０．０５２［Ω］×（１５．６＋１３．７）／２［Ａ］×（５０［μｓ］−（２７０＋６０）［ｎｓ］）×２０［ｋＨｚ］＝１１．１[Ｗ]である。ここで、ｒはスイッチング素子２２ａの導通抵抗である。

一方、従来技術のように中間電圧Ｖｍを一定値に維持する場合については図示を省略するが、同様の計算を行うことにより、Ｐ_SW__OFF＝１２．７[Ｗ]、Ｐ_SW__ON＝２．７[Ｗ]、Ｐｄｓ＝１０．３[Ｗ]となる。

このように、時刻ｔ１においては、従来技術に係る電力変換装置と、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａでは、インバータにおけるスイッチング素子の損失に顕著な差はない。

次に、図５に、図３における時刻ｔ２の拡大波形を示す。時刻ｔ２は、中間電圧Ｖｍが０近傍値となる時刻である。

時刻ｔ１の場合と同様に時刻ｔ２における電力変換装置１０ａのインバータ１６の各損失を求める。スイッチング素子２２ａのオフ時のスイッチング損失Ｐ_SW__OFFは、Ｐ_SW__OFF＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｆｆ×ｆ＝１６．６[Ｖ]×０．８[Ａ]×２７０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝０．０７[Ｗ]である。

スイッチング素子２２ａのオン時のスイッチング損失Ｐ_SW__ONは、Ｐ_SW__ON＝Ｖｄｓ×Ｉｃ×Ｔｏｎ×ｆ＝１８．７[Ｖ]×０．６[Ａ]×６０[ｎｓ]×２０[ｋＨｚ]＝０．０１[Ｗ]である。

スイッチング素子２２ａの導通損失Ｐｄｓは、Ｐｄｓ＝ｒ×Ｉａｖｅ×（Ｔ−（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×ｆ＝０．０５２［Ω］×（０．８＋０．６）／２［Ａ］×（５０［μｓ］−（２７０＋６０）［ｎｓ］）×２０［ｋＨｚ］＝０．０３[Ｗ]である。

一方、従来技術のように中間電圧Ｖｍを一定値に維持する場合については図示を省略するが、同様の計算を行うことにより、Ｐ_SW__OFF＝５．９[Ｗ]、Ｐ_SW__ON＝１．３[Ｗ]、Ｐｄｓ＝２．３[Ｗ]となる。

このように、時刻ｔ２においては、従来技術に係る電力変換装置と比較して、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａでは、損失が大幅に低減していることが確認できる。これは、電力変換装置１０ａでは、時刻ｔ２においてＶｄｓが１６．６[Ｖ]又は１８．７[Ｖ]と低電圧になっているのに対して、従来技術に係る電力変換装置では、中間電圧Ｖｍが常に出力電圧Ｖｏのピーク値以上となっていることからＶｄｓが１６０［Ｖ］程度に維持されることに起因している。

このような効果は、周期性のある中間電圧Ｖｍの最も低い電圧が出力電圧Ｖｏのピーク値よりも低い電圧に設定されていることによってＶｄｓが十分に小さくなって、顕著である。

次に、電力変換装置１０ａにおいて、中間電圧Ｖｍに歪み、オフセット、同期ずれが生じる場合の動作についてシミュレーション結果を用いて説明する。中間電圧Ｖｍの歪み、オフセット、同期ずれは、負荷Ｒの変動や出力側コンデンサ２８の特性その他の様々な要因により生じ得るのであって、ノイズ対策を行い、又はコンバータ制御部４２で制御しようとしても完全に防止することは困難である。また、コンバータ１４の出力電圧とインバータ１６の同期をとるためには回路での検出信号や制御の遅れを考慮に入れなければならず、実際の回路構成は複雑になる。

電力変換装置１０ａでは、このような中間電圧Ｖｍの歪み等をデューティ演算部６２で補償することによって出力電圧Ｖｏに対する影響を低減する。

図６に示すように、第１のシミュレーションでは、中間電圧Ｖｍが、正確なサイン波の全波Ｖｍ０と比較して歪みが生じている。中間電圧Ｖｍ及び全波Ｖｍ０の最大値は３３０Ｖ（２００Ｖｒｍｓ相当）、電流Ｉｃは２０Ａｒｍｓ、周波数５０Ｈｚとした。

全波Ｖｍ０に対応したデューティ演算部６２の基礎信号Ｑ０は方形波になる。一方、歪みが生じている全波Ｖｍに対応してデューティ演算部６２の基礎信号Ｑは、基礎信号Ｑ０を基準として変形する。つまり、中間電圧Ｖｍが全波Ｖｍ０より大きい箇所ｔ１１においては、デューティ演算部６２におけるＶｓ／Ｖｍが小さくなることに基づいて基礎信号Ｑも基礎信号Ｑ０より小さくなる。他方、中間電圧Ｖｍが全波Ｖｍ０より小さい箇所ｔ１２においては、デューティ演算部６２におけるＶｓ／Ｖｍが大きくなることに基づいて基礎信号Ｑも基礎信号Ｑ０より大きくなる。また、中間電圧Ｖｍと全波Ｖｍ０が等しい箇所ｔ１３においては、基礎信号Ｑと基礎信号Ｑ０が等しくなる。

このような作用により、第１のシミュレーションでは、出力電圧Ｖｏはほとんど歪みのない正確なサイン波となった。

図７に示すように、第２のシミュレーションでは、中間電圧Ｖｍが、正確なサイン波の全波Ｖｍ０と比較して５０ＶのオフセットＶｆが生じており、５０Ｖ〜３８０Ｖの範囲で振幅している。

この場合、中間電圧Ｖｍは全波Ｖｍ０と比較して全体的に大きくなっていることから、デューティ演算部６２におけるＶｓ／Ｖｍが小さくなることに基づいて基礎信号Ｑも元の基礎信号Ｑ０より全体的に小さくなる。また、全波Ｖｍ０が０となる箇所ｔ１４の近傍においては、出力電圧Ｖｏにオフセットが残存しないように、基礎信号Ｑは元の基礎信号Ｑ０より特に小さい値となっており、半周期でみると基礎信号Ｑは滑らかな略アーチ形状となっている。

このような作用により、第２のシミュレーションでは、出力電圧Ｖｏはほとんど歪みのない正確なサイン波となった。

なお、図６〜図８においては、比較対照として、歪んだ中間電圧Ｖｍに対して元の基礎信号Ｑ０により制御をした結果の出力電圧Ｖｏ’を仮想線で示している。

図８に示すように、第３のシミュレーションでは、中間電圧Ｖｍは全波Ｖｍ０と比較して同期ずれが生じている。

この場合、基礎信号Ｑは元の基礎信号Ｑ０と比較して振幅は同じであるが、基礎信号Ｑに合わせてやや位相がずれており、バッファ回路５６の正弦波電圧の値が低いところ（ゼロクロス付近）では、デューティ演算部６２の結果が０．５に近くなるようにデューティが計算されるのでインバータ１６とコンバータ１４の同期がとれることになる。

次に、第２の実施形態に係る電力変換装置１０ｂについて説明する。電力変換装置１０ｂについて、電力変換装置１０ａと同じ構成要素には同符号を付してその詳細な説明を省略する。

図９に示すように、第２の実施形態に係る電力変換装置１０ｂは、前記の電力変換装置１０ａにおけるコンバータ１４及びコンバータ制御部４２をコンバータ１４ａ及びコンバータ制御部４２ａに置き換えたものである。

コンバータ１４ａは、４つのスイッチング素子８０ａ、８０ｂ、８０ｃ及び８０ｄを含む回路８０を形成している。これらのスイッチング素子８０ａ〜８０ｄは制御部２０の作用下にオン・オフ制御される。スイッチング素子８０ａ〜８０ｄは、前記のスイッチング素子２２ａ〜２２ｄと同様の構成で、それぞれ寄生ダイオード２３が形成されている。

スイッチング素子８０ａのドレインは入力側プラスラインに接続され、スイッチング素子８０ｃのドレインは出力側プラスラインに接続され、スイッチング素子８０ｂ及びスイッチング素子８０ｄのソースはマイナス側ライン３４ｂに接続されている。スイッチング素子８０ａのソースとスイッチング素子８０ｂのドレインとの接続点は、スイッチング素子８０ｃのソースとスイッチング素子８０ｄのドレインとの接続点に対してインダクタ８２を介して接続されている。コンバータ１４ａには入力電圧Ｖｉを検出する入力電圧センサ８４が設けられている。

コンバータ制御部４２ａは、サイン波生成部４６と、絶対値回路４８と、増幅器５０と、バッファ回路５６とを有する。

コンバータ制御部４２ａは、さらに、降圧演算部８６、昇圧演算部８８、比例積分部９０、加算点９２、９４、比較器９６、９８、出力反転器１００及び１０２を有する。

降圧演算部８６は、増幅器５０から得られる信号Ｖｒｅｆを入力電圧センサ８４から得られる入力電圧Ｖｉで除算した降圧信号Ｖｅｆ／Ｖｉを求める。昇圧演算部８８は、入力電圧センサ８４から得られる入力電圧Ｖｉを増幅器５０から得られる信号Ｖｒｅｆで除算し、１から減算した昇圧信号１−Ｖｉ／Ｖｒｅｆを求める。降圧演算部８６及び昇圧演算部８８は、例えばマイクロコンピュータを用いるとよい。

比例積分部９０は、電圧センサ２９から得られる中間電圧Ｖｍに対して所定の比例及び積分動作をして出力している。

加算点９２及び９４は、降圧信号及び昇圧信号に対して、比例積分部９０から得られる制御信号を加算し、比較器９６及び９８の各プラス端子に供給する。

比較器９６は、マイナス端子に搬送波生成部５２から供給される三角波が入力されており、加算点９２から供給される信号と比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力する。この出力信号は、スイッチング素子８０ａのゲートに直接供給されるとともに、スイッチング素子８０ｂのゲートに出力反転器１００を介して供給される。

比較器９８は、マイナス端子に搬送波生成部５２から供給される三角波が入力されており、加算点９４から供給される信号と比較し、両波形の大小に応じてオン信号又はオフ信号を出力する。この出力信号は、スイッチング素子８０ｄのゲートに直接供給されるとともに、スイッチング素子８０ｃのゲートに出力反転器１０２を介して供給される。

このように構成される電力変換装置１０ｂでは、コンバータ制御部４２ａの作用下にコンバータ１４ａが全波整流された中間電圧Ｖｍを生成する。つまり、入力電圧Ｖｉより増幅器５０により演算される出力全波電圧指令値の電圧が高い場合の区間では、昇圧演算部８８の昇圧作用下に波形が生成され、供給側では、主にスイッチング素子８０ａ、インダクタ８２、スイッチング素子８０ｃの寄生ダイオード２３を介して出力側コンデンサ２８及びインバータ１６に電力供給がなされ、戻り側ではマイナス側ライン３４ｂを介して直流電源１２に返還する。

入力電圧Ｖｉより増幅器５０により演算される出力全波電圧指令値の電圧が低い場合の区間では、降圧演算部８６の降圧作用下に波形が生成され、供給側では、主にインダクタ８２、スイッチング素子８０ｃの寄生ダイオード２３を介して出力側コンデンサ２８及びインバータ１６に電力供給がなされ、戻り側ではマイナス側ライン３４ｂ及びスイッチング素子８０ｂの寄生ダイオード２３を介しインダクタ８２に返還する。

電力変換装置１０ｂの全体としては、前記の電力変換装置１０ａと同様の作用を奏する。

上述したように、本実施の形態に係る電力変換装置１０ａ及び１０ｂによれば、電圧センサ２９によって中間電圧Ｖｍを検出し、基礎となるサイン波形Ｖｓを中間電圧Ｖｍで除算することにより基礎信号Ｑを決定し、インバータ１６を制御している。したがって、中間電圧Ｖｍに歪み等が生じても、インバータ出力正弦波の出力電圧Ｖｏの歪みを低減することができる。特に、インバータ制御部４４の構成が簡便であることは、図１及び図９から明らかであろう。

本発明に係る電力変換装置は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

第１の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。 中間電圧と出力電圧とを示す図である。 第１の実施の形態に係る電力変換装置の各部の波形のタイムチャートである。 ピーク値の近傍における各部の波形のタイムチャートである。 ゼロクロスの近傍における各部の波形のタイムチャートである。 第１のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２のシミュレーション結果を示すグラフである。 第３のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。

符号の説明

１０ａ、１０ｂ…電力変換装置 １２…直流電源
１４、１４ａ…コンバータ １６…インバータ
１８…安定化回路 ２０…制御部
２２…ブリッジ回路
２２ａ〜２２ｄ、３０、８０ａ〜８０ｄ…スイッチング素子
２８…出力側コンデンサ ２９…電圧センサ（中間電圧検出器）
４２、４２ａ…コンバータ制御部 ４４…インバータ制御部
６２…デューティ演算部 ８０…回路
Ｑ、Ｑ０…基礎信号（インバータ動作指令）
Ｒ…負荷 Ｖｓ…サイン波形（正弦波指令値）
Ｖｆ…オフセット Ｖｉ…入力電圧
Ｖｍ…中間電圧 Ｖｏ…出力電圧

Claims (3)

1. 直流電源から供給される直流電圧の電圧を調整して中間電圧を出力するコンバータと、
   前記中間電圧を検出する中間電圧検出器と、
   前記中間電圧を交流に変換するインバータと、
   前記コンバータ及び前記インバータを制御する制御部と、
   を有し、
   前記中間電圧の最も低電圧となる電圧を、前記インバータの出力電圧のピーク値よりも小さく設定し、
   所定の正弦波指令値を中間電圧検出器から得られる前記中間電圧で除算することによりインバータ動作指令を決定し、該インバータ動作指令と所定の三角波とを比較し、その大小に応じて前記インバータのスイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記中間電圧は全波整流波形であることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は２記載の電力変換装置において、
   前記インバータの前記スイッチング素子への指令信号を方形波電圧で制御して交流を出力することを特徴とする電力変換装置。

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