JP6405906B2 - 交流−直流変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流−直流変換器の直流出力電圧に含まれる低周波のリプル成分を低減して交流入力電流を力率がほぼ１の正弦波に制御可能とした制御装置に関するものである。

図３は、交流−直流変換器の一種であるＰＦＣ（Power Factor Correction）回路を示している。図３において、１は交流電源、２〜５はダイオードブリッジＤＢを構成するダイオード、６はリアクトル、７は半導体スイッチング素子、８はダイオード、９はコンデンサ、１０は負荷である。ここで、リアクトル６，スイッチング素子７，ダイオード８及びコンデンサ９によって構成される部分は、直流入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパとしても知られている。
なお、スイッチング素子７には、図示するＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のほか、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＢＪＴ（バイポーラジャンクショントランジスタ）等が用いられている。

このＰＦＣ回路には、次の機能がある。
（１）交流入力電圧を所望の大きさの直流電圧に変換して出力し、かつ、交流入力電圧や負荷電流の変動に関わらず直流出力電圧を一定に保つ。
（２）交流入力電流を力率がほぼ１の正弦波とする。

上記の機能を実現するための動作を、以下に説明する。
交流入力電圧Ｖ_ｉｎは正弦波状の波形であり、ダイオードブリッジＤＢを経た電圧Ｖ_ｒ１は整流波形となる。ここで、例えば電圧Ｖ_ｉｎが正極性の場合、スイッチング素子７をオンすると電圧Ｖ_ｒ２が０［Ｖ］となり、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→スイッチング素子７→ダイオード５→交流電源１の経路で電流が流れる。これにより、交流電源１の電圧がリアクトル６の両端に加わるので、電流Ｉ_Ｌは増加する。

スイッチング素子７をオフすると、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→ダイオード８→コンデンサ９→ダイオード５→交流電源１の経路で電流が流れる。
このとき、電圧Ｖ_ｒ２は、ダイオード８の順方向電圧降下を無視するとコンデンサ９の両端電圧Ｅにほぼ等しくなり、リアクトル６には交流入力電圧Ｖ_ｉｎと電圧Ｅとの差電圧が印加される。回路の動作により電圧ＥはＶ_ｉｎのピーク値より高く保たれているので、電流Ｉ_Ｌは減少する。

図３の回路では、スイッチング素子７のオン，オフの時比率を制御することにより、電流Ｉ_Ｌの波形及び大きさを任意に制御することができる。電流Ｉ_Ｌを電圧Ｖ_ｒ１と相似の正弦波整流波形（ここではリプル分は無視する）とすれば、交流入力電流Ｉ_ｉｎは正弦波状の波形となる。また、負荷電力に応じて電流Ｉ_Ｌの振幅を制御することで、電圧Ｅを所望の一定値に保つことが可能である。

図４は、スイッチング素子７のオン，オフの時比率を制御するための従来の制御装置の構成図であり、図５はその動作を示す波形図である。
図４において、１０２〜１０５は加算手段、１０６は絶対値演算手段、１０７は電圧調節手段（ＡＶＲ）、１０８は乗算手段、１０９は電流調節手段（ＡＣＲ）、１１０は比較手段、１１１は論理反転手段、１１２は三角波（キャリア）発生手段である。

次に、図５を参照しつつ図４の動作を説明する。
図示されていない電圧検出手段によりコンデンサ９の両端電圧Ｅを検出し、電圧指令値Ｅ^＊と電圧Ｅとの偏差を加算手段１０２により求めて電圧調節手段１０７に入力する。電圧調節手段１０７は、例えばＰＩ（比例・積分）調節器であり、その出力としてのＩ_Ｌ振幅指令は、電圧Ｅが指令値Ｅ^＊より小さい時は大きくなり、電圧Ｅが指令値Ｅ^＊より大きい時は小さくなるように動作する。

一方、図示されていない電圧検出手段により交流入力電圧Ｖ_ｉｎを検出し、絶対値演算手段１０６によりＶ_ｉｎの絶対値を演算する。絶対値演算手段１０６の出力は、図３におけるダイオード２〜５の順電圧降下を無視すれば、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧Ｖ_ｒ１とほぼ相似の波形となる。
乗算手段１０８により、Ｉ_Ｌ振幅指令とＶ_ｉｎの絶対値とを乗算してＩ_Ｌ瞬時値指令を得る。ここでは、交流入力電圧と同期した正弦波としてＶ_ｉｎそのものを用いているが、他の手段によって同期正弦波が得られる場合にはそれを用いても良い。

次に、図示されていない電流検出手段により、リアクトル６の電流Ｉ_Ｌを検出し、Ｉ_Ｌ瞬時値指令と電流Ｉ_Ｌとの偏差を加算手段１０３により演算して電流調節手段１０９に入力する。電流調節手段１０９は、例えばＰ（比例）調節器によって構成されており、電流調節手段１０９の出力は、電流Ｉ_ＬがＩ_Ｌ瞬時値指令より小さい時は大きくなり、電流Ｉ_ＬがＩ_Ｌ瞬時値指令より大きい時は小さくなるように動作する。

図４では、電流調節手段１０９の出力の符号を反転してＶ_ｉｎの絶対値に加算することにより、Ｖ_ｒ２瞬時値指令を得ている。これにより、スイッチング素子７の両端電圧Ｖ_ｒ２の１スイッチングサイクル平均値、すなわち図３のスイッチング素子７がオン・オフを１回ずつ行う期間についての平均値が、電流Ｉ_Ｌが不足する時に小さくなるので、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧Ｖ_ｒ１との差電圧が拡大し、一層大きい電流Ｉ_Ｌが流入するようになる。

加算手段１０４から出力されるＶ_ｒ２瞬時値指令は信号波となり、この信号波と三角波発生手段１１２から出力された三角波キャリアとを、加算手段１０５を介して比較手段１１０にて比較することにより、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う。そして、比較手段１１０の出力を、論理反転手段１１１を介してスイッチング素子７のゲートに与え、スイッチング素子７をオン，オフさせる。

ここで、図５に示すように、信号波（Ｖ_ｒ２瞬時値指令）＞キャリアの期間はスイッチング素子７をオフして電圧Ｖ_ｒ２を負荷１０への印加電圧Ｅに等しくし、信号波＜キャリアの期間はスイッチング素子７をオンして電圧Ｖ_ｒ２を０[Ｖ]とする。これにより、電圧Ｖ_ｒ２はパルス列となるが、そのスイッチング周波数成分を除いた低周波成分は、電圧Ｖ_ｒ１と相似の、位相が僅かに異なる波形となる。この位相差に起因する差電圧が図３のリアクトル６に印加されることで電流Ｉ_Ｌが流れ、結果として、電流Ｉ_Ｌの波形は電圧Ｖ_ｒ１の波形と相似になる。

また、電圧Ｖ_ｉｎが正の期間はダイオード２，５が導通して電流Ｉ_ｉｎ，Ｉ_Ｌが互いに同極性になり、電圧Ｖ_ｉｎが負の期間はダイオード３，４が導通して電流Ｉ_ｉｎ，Ｉ_Ｌが互いに逆極性になるので、結果として、電流Ｉ_ｉｎは電圧Ｖ_ｉｎとほぼ同位相の正弦波となる。また、上述した制御により、負荷１０に印加される電圧Ｅが不足する時には電流Ｉ_ｉｎの振幅が大きくなり、より大きい電力が回路に流入して電圧Ｅの値が増加するので、電圧Ｅの値は所望の一定値に保たれることになる。

なお、図５においては、見易さを考慮してキャリア周波数、すなわちスイッチング周波数を交流入力電圧Ｖ_ｉｎの周波数の数倍程度に表現しているが、実際の装置においては、リアクトル６を小型化してもリプル電流が十分小さくなるように、キャリア周波数を電圧Ｖ_ｉｎの周波数の１００倍以上、例えばＶ_ｉｎが５０[Ｈｚ]である場合には５[ｋＨz]以上とすることが一般的である。
また、電圧Ｖ_ｉｎとＶ_ｒ２瞬時値指令及びＶ_ｒ２との位相差も誇張して表現しているが、上記の条件では、ほとんどの場合、電圧Ｖ_ｉｎまたはＶ_ｒ１と電圧Ｖ_ｒ２の低周波成分との差は電圧Ｖ_ｉｎの１％以下になるので、実際の位相差はごく僅かである。

さて、図３の回路では、負荷１０の都合上、電圧Ｅの変動を狭い範囲内に制御することが必要な場合がある。図４の電圧調節手段１０７にＰＩ調節器、すなわち指令値と検出値との偏差に比例する量（Ｐ項）と前記偏差の積分値に比例する量（Ｉ項）とを加算して出力する調節器を用いる場合、負荷１０の急変等による電圧Ｅの過渡的な変動を、主としてＰ項により抑制している。

例えば、電圧Ｅの変動を確実に１０[％]以下に抑制したい場合、電圧指令値Ｅ^＊に対する電圧Ｅの偏差１０[％]に対し、Ｉ_Ｌ振幅指令が１００％相当となるように電圧調節手段１０７の比例ゲインを設定する。定常状態において装置が定格電力を出力している場合、Ｉ_Ｌ振幅指令も定格、すなわち１００[％]相当である。この状態ではＥ＝Ｅ^＊であるため、ＰＩ調節器のＰ項の出力は０である一方、Ｉ項の出力は１００[％]である。ただし、ここでは説明の簡略化のため、後述する直流リプル成分は無視している。

この状態から、負荷１０の急減等により電圧Ｅが電圧指令値Ｅ^＊に対して１０[％]以上高くなろうとすると、ＰＩ調節器のＰ項の作用により、電圧指令値Ｅ^＊から１００[％]相当の値が差し引かれるので、電圧指令値Ｅ^＊は０[％]以下となる。この電圧指令値Ｅ^＊に基づいてＩ_Ｌが制御されると、入力電力が０になるので、たとえ急減後の負荷電力が０[％]であっても、それ以上の電圧Ｅの上昇は抑制されることになる。

ところで、電圧Ｅには、入力電圧Ｖ_ｉｎの周波数の２倍の周波数を有するリプル電圧が含まれることが知られている。これは以下の理由による。
前述したように、図３において、スイッチング素子７がオフ状態で電圧Ｖ_ｒ２が概ね電圧Ｅと等しくなる期間にダイオード８が導通することにより、コンデンサ９が充電される。ダイオード８が導通する期間の時比率αは、電圧Ｖ_ｒ１，Ｖ_ｒ２の低周波成分の位相差が小さいことから、電圧Ｖ_ｒ１すなわちＶ_ｉｎの絶対値にほぼ比例する。

従って、電流Ｉ_Ｌの瞬時値をｉ_Ｌとし、ダイオード８を流れる電流Ｉ_ｄのスイッチング周期内の平均値をｉ_ｄとすると、電圧Ｖ_ｉｎの正の半周期において、電流ｉ_ｄは数式１となる。
［数式１］
ｉ_ｄ＝α・ｉ_Ｌ＝λ・ｓｉｎ（２πｆ）・ｉ_Ｌ
数式１において、λは制御率と呼ばれる値であり、概ね、（Ｖ_ｉｎのピーク値／Ｅ）に等しい。また、ｆは交流入力電圧Ｖ_ｉｎ及び電流Ｉ_ｉｎの周波数である。

ここでは、電流Ｉ_ｉｎが正弦波状に制御されていることから、その振幅をＩ_ａとすると、数式２が得られる。
［数式２］
ｉ_Ｌ＝Ｉ_ａ・ｓｉｎ（２πｆ）
数式１，２より、数式３が得られる。
［数式３］
ｉ_ｄ＝λＩ_ａ・ｓｉｎ^２（２πｆ）＝λＩ_ａ／２・｛１−ｃｏｓ（２π・２ｆ）｝
数式３より、電流ｉ_ｄは、λＩ_ａ／２の直流分と周波数２ｆのリプル成分（以下、低周波リプル成分ともいう）とを含むことになる。

電流ｉ_ｄのうちの直流分は主に負荷１０に流れるが、低周波リプル成分は主にコンデンサ９に流れるので、このリプル成分に対して位相が９０°分遅れたリプル電圧を発生させる。電圧Ｖ_ｉｎの負の半サイクルにおいても、ダイオード２〜５の極性折り返し動作が加わるだけで、結果は同様である。
なお、電流Ｉ_ｄの、スイッチングによる高周波リプル成分に対して発生するリプル電圧については、コンデンサ９のキャパシタンスが示すインピーダンスが十分低く、発生するリプル電圧が小さいため、ここでは無視できるものとする。
以下、リプル電圧に関しては、前述した低周波リプル成分に起因する低周波リプル電圧についてのみ論じるものとする。

低周波リプル電圧を抑制する方法の一つは、コンデンサ９のキャパシタンスを大きくすることである。これにより、理論上は限りなく０に近付けることができる。しかし、装置の外形やコスト等を考えるとキャパシタンスの大きさには制約があるので、実用的な装置では、電圧Ｅに対して少なくとも数［％］程度のリプル電圧が発生する。

この場合、電圧調節手段１０７として前述したようなゲインを持つＰＩ調節器を用いると、Ｐ項が、リプル電圧に反応して電圧Ｖ_ｉｎの１周期内でＩ_Ｌ振幅指令を変化させる。例えば、リプル電圧のピーク値が定格直流電圧の±５［％］であった場合、電圧調節手段１０７の比例ゲインが、前述したごとく、偏差１０[％]に対してＩ_Ｌ振幅指令が１００％相当となるように設定されていたとすると、Ｉ_Ｌ振幅指令は１周期内で±５０[％]の範囲で変動することになる。このＩ_Ｌ振幅指令に追従して、Ｉ_ＬすなわちＩ_ｉｎが制御されると、Ｉ_ｉｎを正弦波状に保つことができなくなる。

ここで、コンデンサ９のキャパシタンスの大幅な増加を伴わずに低周波リプル電圧を抑制する方法として、特許文献１には、低周波リプル電圧を抑制すると共に交流入力電流を力率１の正弦波状に制御可能とした高力率コンバータが記載されている。
図６は、この従来技術を示す構成図である。図６において、コンバータの主回路内の１１は高周波フィルタ、１２は交流−直流変換回路、１３は主スイッチング素子、１４，１６はダイオード、１５は補助スイッチング素子、２１は電流検出器であり、その他の部分については図３と同一の参照符号を付してある。
また、制御回路２０において、２２は積分回路、２３，２８は比較回路、２４は補助スイッチング素子１５の駆動回路、２５は変圧器、２６は絶対値回路、２７は誤差増幅器、２９は主スイッチング素子１３の駆動回路である。

この従来技術では、リアクトル６を流れる電流に応じた電圧を、高周波数のリセット信号が入力されている積分回路２２により積分し、交流電源１の２倍周波数の包絡線を有する鋸歯状のパルス面積変調信号を得る。この変調信号と基準電圧とを比較回路２３により比較してＰＷＭ信号を生成すると共に、このＰＷＭ信号に基づいて駆動回路２４が補助スイッチング素子１５を駆動する。
また、コンデンサ９の電圧分圧値と基準電圧とが入力される誤差増幅器２７の出力と、絶対値回路２６から出力される交流入力電圧の絶対値との乗算結果を、比較回路２８にてパルス面積変調信号と比較することによりＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に基づいて駆動回路２９が主スイッチング素子１３を駆動する。

上記の動作により、主スイッチング素子１３には、交流電源１の２倍周波数の包絡線状でパルス幅変調された電流が流れると共に、補助スイッチング素子１５には、同じく２倍周波数の包絡線状でパルス幅変調された電流が、主スイッチング素子１３に電流が流れない期間、流れる。このため、リアクトル６を流れる電流に２倍周波数のリプル成分が含まれていても、コンデンサ９の電圧には上記リプル成分がほとんど含まれなくなり、結果として交流入力電流を正弦波状に制御することを可能にしている。

特許第３１７５７５６号公報（段落［００１５］〜［００３２］、図１〜図４等）

しかしながら、図６に示した従来技術では、コンバータの主回路に２個のスイッチング素子１３，１５が必要であり、また、駆動回路２４，２９を含む制御回路２０の構成も複雑になってコスト高になるという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、従来の制御装置に若干の機能を付加した簡単かつ安価な構成により、低周波リプル電圧を抑制すると共に、交流入力電流を力率がほぼ１の正弦波に制御可能とした交流−直流変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、単相の交流入力電圧を整流して得た直流電圧を、半導体スイッチング素子のオン，オフにより所定の大きさの直流電圧に変換する交流−直流変換器の制御装置であって、
前記直流電圧の指令値と検出値との偏差に応じて電流振幅指令を生成する電圧調節手段と、前記電流振幅指令と前記交流入力電圧に同期した正弦波とを乗算して電流瞬時値指令を生成する第１の乗算手段と、前記交流−直流変換器の交流入力電流が前記電流瞬時値指令に一致するように制御する電流調節手段と、を備え、
前記電流調節手段の出力と前記交流入力電圧とから生成した電圧瞬時値指令を用いて前記半導体スイッチング素子を駆動することにより、前記交流−直流変換器の交流入力電流を前記交流入力電圧と位相がほぼ等しい正弦波に制御可能とした制御装置において、
前記交流入力電圧及び前記電流振幅指令に基づいて、整流後の前記直流電圧に含まれるリプル電圧を予測演算するリプル予測手段と、
前記リプル予測手段により演算したリプル電圧予測値を、前記電圧調節手段の入力側において前記直流電圧の検出値から減算する手段と、を有するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した交流−直流変換器の制御装置において、前記リプル予測手段は、前記交流入力電圧と同期した正弦波の瞬時値を二乗する二乗手段と、前記二乗手段の出力と前記電流振幅指令とを乗算する第２の乗算手段と、前記第２の乗算手段の出力から直流量を除去した波形の位相を９０°ずらして前記リプル電圧予測値を生成する移相手段と、を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載した交流−直流変換器の制御装置において、前記リプル予測手段は、前記交流入力電圧と同期して前記交流入力電圧の２倍周波数の正弦波を出力するＰＬＬ手段と、前記ＰＬＬ手段の出力と前記電流振幅指令とを乗算して前記リプル電圧予測値を生成する第２の乗算手段と、を備えたものである。

本発明によれば、低周波のリプル電圧を予測演算して電圧調節手段の入力から減算し、電圧調節手段をリプル電圧に反応しないように動作させることにより、直流出力電圧のリプル成分を抑制し、交流入力電流を力率がほぼ１の正弦波に制御することができる。また、電圧調節手段を直流出力電圧の過渡変動に対して高いゲインで応答させることで、直流出力電圧の安定化が可能である。
更に、本発明は、従来の制御装置に若干の機能を追加するだけで実現可能であり、構成の複雑化や高コスト化を招くおそれもない。

本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 従来のＰＦＣ回路の構成図である。 図３に示したＰＦＣ回路の制御装置の構成図である。 図４の動作を示す波形図である。 特許文献１に記載された従来技術の構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、図４と同一の部分には同一の参照記号を付してあり、以下では図４と異なる部分を中心に説明する。ここで、本実施形態の制御装置は、例えば図３に示したＰＦＣ回路の半導体スイッチング素子７を制御するために使用される。

図１において、加算手段１０２の前段には別の加算手段２０５が設けられており、この加算手段２０５には、コンデンサ９の両端電圧Ｅと後述する積分手段２０４の出力とが図示の符号で入力されている。
また、正弦波状の交流入力電圧Ｖ_ｉｎは二乗手段２０１に入力され、二乗手段２０１の出力とＩ_Ｌ振幅指令とが第２の乗算手段２０２により乗算される（便宜的に、他の乗算手段１０８を第１の乗算手段という）。乗算手段２０２の出力は、ハイパスフィルタ２０３を介して積分手段２０４に入力されており、その出力が前記加算手段２０５に入力されている。
上記構成において、二乗手段２０１，乗算手段２０２，ハイパスフィルタ２０３及び積分手段２０４は、請求項におけるリプル予測手段を構成している。

次に、この実施形態の動作を説明する。
まず、二乗手段２０１により、交流入力電圧Ｖ_ｉｎの二乗波形、すなわち前述した数式３におけるｓｉｎ^２成分に相当する波形を得る。また、図３のダイオード８を流れる電流Ｉ_ｄのリプル成分はＩ_Ｌ振幅指令に比例するため、図１の乗算手段２０２により、二乗手段２０１の出力にＩ_Ｌ振幅指令を乗じてＩ_ｄのリプル成分を演算する。

次いで、乗算手段２０２の出力を、直流分除去手段としてのハイパスフィルタ２０３に通して低周波リプル成分に相当する量を得る。更に、この低周波リプル成分に対して、図３のコンデンサ９における電圧と電流との関係、すなわち電圧の位相が電流に対して９０°遅れとなる関係を、移相手段としての積分手段２０４により実現する。

ここで、電流Ｉ_ｄの低周波リプル成分（コンデンサ９を流れる電流）の振幅をＩ_ｒｐ、コンデンサ９の両端電圧Ｅのリプル成分の振幅をΔＥ、コンデンサ９のキャパシタンスをＣとすると、数式４が成り立つ。
［数式４］
ΔＥ＝Ｉ_ｒｐ／（２π・２ｆ・Ｃ）
積分手段２０４の積分ゲインは、数式４を考慮して、振幅ΔＥ相当の正弦波が出力されるように調整する。この積分手段２０４の出力をリプル電圧予測値として加算手段２０５により電圧Ｅから差し引き、その結果を加算手段１０２に入力する。

ところで、上述したような制御構成により、電圧調節手段１０７→乗算手段２０２→ハイパスフィルタ２０３→積分手段２０４→加算手段２０５からなるフィードバックループが形成され、瞬時値レベルの値が循環すると、条件によっては発振が起こることが懸念される。
上記の発振を防止するには、図示されていないホールド手段により、Ｉ_Ｌ振幅指令を乗算手段２０２に入力する前に、交流入力電圧Ｖ_ｉｎの半周期または１周期等の期間でホールドする方法がある。この場合、積分手段２０４から出力されるリプル電圧予測値の振幅ΔＥは、ホールド期間中、変化しないが、過渡変動による電圧Ｅの変化は加算手段２０５，１０２を介して遅滞なく電圧調節手段１０７に入力されるので、直流電圧制御系の応答速度を損なうことはない。

なお、Ｉ_Ｌ振幅指令の入力周期内での変動は、電圧調節手段１０７によりＩ_Ｌ振幅指令自体を半周期または１周期ホールドすることによっても防止可能であるが、この方法ではホールド期間中、電圧Ｅの過渡変動に対して応答できず、本来意図している高速応答性が損なわれるため、好ましくはない。

一方、積分手段２０４の出力は、僅かな演算誤差の積算により、本来存在しないはずの直流量を持つ可能性がある。これを回避するには、正弦波の積分波形は、微分して符号を反転した波形と相似になることから、ハイパスフィルタ２０３及び積分手段２０４の代わりに微分手段を設け、その出力を加算手段２０５により電圧Ｅから差し引く代わりに電圧Ｅに加算する動作としても良い。この場合、ゲインは積分の場合と等価になるように調整しておくものとする。

次に、図２は、本発明の第２実施形態に係る制御装置のブロック図である。
図２において、２０６はＰＬＬ（Phase Locked Loop）手段である。このＰＬＬ手段２０６により、電圧Ｖ_ｉｎに同期し、かつＶ_ｉｎの２倍周波数の正弦波を直接出力し、乗算手段２０２によりＩ_Ｌ振幅指令と乗算する。そして、この乗算手段２０２の出力を、リプル電圧予測値として加算手段２０５に入力する。
なお、ＰＬＬ手段２０６及び乗算手段２０２は、請求項におけるリプル予測手段を構成している。

ここで、予め、ＰＬＬ手段２０６から出力される２倍周波数の正弦波が電流に対して９０°（基本波周波数のＶ_ｉｎに関しては、電流に対して４５°）の位相差を持つようにしておけば、図１の積分手段２０４に相当する移相手段が不要になり、また、乗算手段２０２の出力には直流分が含まれないため、図１のハイパスフィルタ２０３に相当する直流分除去手段も不要になる。
この第２実施形態によれば、第１実施形態に比べて制御装置の構成を一層簡略化することができる。

１：交流電源
２〜５：ダイオード
６：リアクトル
７：半導体スイッチング素子
８：ダイオード
９：コンデンサ
１０：負荷
１０２〜１０５：加算手段
１０６：絶対値演算手段
１０７：電圧調節手段
１０８：乗算手段
１０９：電流調節手段
１１０：比較手段
１１１：論理反転手段
１１２：三角波発生手段
２０１：二乗手段
２０２：乗算手段
２０３：ハイパスフィルタ
２０４：積分手段
２０５：加算手段
２０６：ＰＬＬ手段
ＤＢ：ダイオードブリッジ

Claims (3)

1. 単相の交流入力電圧を整流して得た直流電圧を、半導体スイッチング素子のオン，オフにより所定の大きさの直流電圧に変換する交流−直流変換器の制御装置であって、
   前記直流電圧の指令値と検出値との偏差に応じて電流振幅指令を生成する電圧調節手段と、前記電流振幅指令と前記交流入力電圧に同期した正弦波とを乗算して電流瞬時値指令を生成する第１の乗算手段と、前記交流−直流変換器の交流入力電流が前記電流瞬時値指令に一致するように制御する電流調節手段と、を備え、
   前記電流調節手段の出力と前記交流入力電圧とから生成した電圧瞬時値指令を用いて前記半導体スイッチング素子を駆動することにより、前記交流−直流変換器の交流入力電流を前記交流入力電圧と位相がほぼ等しい正弦波に制御可能とした制御装置において、
   前記交流入力電圧及び前記電流振幅指令に基づいて、整流後の前記直流電圧に含まれるリプル電圧を予測演算するリプル予測手段と、
   前記リプル予測手段により演算したリプル電圧予測値を、前記電圧調節手段の入力側において前記直流電圧の検出値から減算する手段と、
   を有することを特徴とする交流−直流変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流−直流変換器の制御装置において、
   前記リプル予測手段は、
   前記交流入力電圧と同期した正弦波の瞬時値を二乗する二乗手段と、
   前記二乗手段の出力と前記電流振幅指令とを乗算する第２の乗算手段と、
   前記第２の乗算手段の出力から直流量を除去した波形の位相を９０°ずらして前記リプル電圧予測値を生成する移相手段と、
   を備えたことを特徴とする交流―直流変換器の制御装置。
3. 請求項１に記載した交流−直流変換器の制御装置において、
   前記リプル予測手段は、
   前記交流入力電圧と同期して前記交流入力電圧の２倍周波数の正弦波を出力するＰＬＬ手段と、
   前記ＰＬＬ手段の出力と前記電流振幅指令とを乗算して前記リプル電圧予測値を生成する第２の乗算手段と、
   を備えたことを特徴とする交流−直流変換器の制御装置。

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