JP6983289B1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】制御部が所望の入出力電力条件で電力変換装置を動作させる際の制御遅れを改善し、制御が定常化するまでの時間の短縮を実現する電力変換装置を提供する。【解決手段】入力側が交流電源に接続される第１の電力変換回路と、出力側が負荷としての高圧バッテリ３に接続される第２の電力変換回路と、制御部とを備える電力変換装置において、制御部４は、第２の電力変換回路の出力電流の指令値である出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化時に、出力電流指令値に応じて第１の電力変換回路の入力電流の指令値である入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成する入力電流振幅指令値生成手段５０を有し、入力電流振幅指令値生成手段５０が生成した入力電流振幅指令値に基づいて生成した入力電流指令値に入力電流が追従するように、第一の電力変換回路を制御するとともに、出力電流指令値に出力電流が追従するよう第２の電力変換回路を制御する。【選択図】図２

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。
電源の電圧および電流を所望の値に変換して負荷に供給する電力変換装置の例として、従来、電源の交流電力を入力とし、入力力率を改善しつつ交流電力と直流電力との間の電力変換を行う第１の電力変換回路と、第１の電力変換回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、第１の電力変換回路により平滑コンデンサに供給された直流電力を交流電力に変換して負荷へ供給する第２の電力変換回路と、入力力率を改善しつつ平滑コンデンサの電圧が所望の直流電圧になるように第１の電力変換回路を動作させつつ、負荷へ所望の電力を供給するように第２の電力変換回路を動作させる制御部と、を備えた電力変換装置が存在する。
この種の電力変換装置の制御部は、たとえばバッテリなどの負荷へ電力を供給する際に、電力が急増することによる負荷の故障を避けるために、負荷へ供給する電流値を変更する際には、出力電流指令値を所望の電流値に向けて漸増するように第２の電力変換回路を動作させるように構成されている。また、このとき、制御部は、平滑コンデンサの電圧がその指令値に追従するよう第１の電力変換回路の入力電流振幅指令値を操作している。すなわち、出力電流指令値の漸増により平滑コンデンサから負荷へ電力が供給されて平滑コンデンサの電圧が低下した後、入力電流振幅指令値が操作される。このため、操作の制御遅れにより、電力変換装置の入力電力の増加速度が出力電力の所望の増加速度に対して遅くなる。
以上のように、出力電流指令値の漸増などの変化中は、所望の出力電力の変化量が大きく、入力電力が所望の出力電力に相当するだけの量に至らない期間が生じ、所望の入出力電力条件となるように制御部が操作して定常化するまでには時間を要する。これにより、負荷がたとえばバッテリなどの場合には、充電時間が延長することになる。
前述のような出力電流指令値の変化時における入力電力の応答遅れを改善するため、たとえば、特許文献１に開示された従来の電力変換装置では、第２の電力変換器の出力電流指令値に基づいて、その出力電流指令値の変化率を加味した演算により、第２の電力変換器の入力電力および直流入力電流を推定し、第１の電力変換器の交流入力電流値を、その推定値に基づいて演算し、これに応じて第１の電力変換器の交流入力電流を制御することにより、出力電流指令値の変化中における電力変換装置の入力電力と出力電力を一致させ、平滑コンデンサの電圧変動を抑制し、制御遅れに起因する応答性の改善を図るようにしている。
特許第３３８１４６５号公報
特許文献１に開示された従来の電力変換装置によれば、出力電流指令値の変化率を加味した演算により第２の電力変換器の直流入力電流を推定するために、平滑コンデンサの電圧を検出し、その検出値を用いて第２の電力変換器の直流入力電流を推定する必要がある。そのため、平滑コンデンサの電圧を検出し、その検出値を演算用にＡ／Ｄ変換処理することが必要となるなどにより，制御遅れが発生する。すなわち、前述の推定演算に使用される平滑コンデンサ電圧値が制御遅れを含んでいるため、制御部が所望の入出力条件になるように制御するまでの制御遅れが発生し、これにより平滑コンデンサの電圧に変動が生じる。
以上の通り、電源の電圧および電流を所望の値に変換して負荷に供給する従来の電力変換装置は、平滑コンデンサの電圧値を演算に用いているので、制御部が操作する電力変換装置の入力電力と出力電力の不一致が依然として生じ、所望の入出力電力条件となるように制御部が第１の電力変換回路および第２の電力変換回路を制御して動作が定常化するまでに時間を要するという課題があった。
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、制御遅れを改善し、制御が定常化するまでの時間の短縮を実現する電力変換装置を提供することを目的とする。
本願に開示される電力変換装置は、
入力側から供給される電源の電力を第１の電力に変換し、出力側から前記第１の電力を出力する第１の電力変換回路と、
前記第１の電力変換回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサを介して入力側に入力される電力を第２の電力に変換し、出力側に接続された負荷に前記第２の電力に基づく電力を供給する第２の電力変換回路と、
前記平滑コンデンサの電圧が電圧目標値に追従するように、前記第１の電力変換回路および前記第２の電力変換回路を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記第２の電力変換回路の出力電流の指令値である出力電流指令値の変化時に、前記出力電流指令値に応じて前記第１の電力変換回路の入力電流の振幅指令値である入力電流振幅指令値を生成する入力電流振幅指令値生成手段を有し、
前記入力電流振幅指令値生成手段が生成した前記入力電流振幅指令値に基づいて、前記第１の電力変換回路の入力電流の指令値である入力電流指令値を生成し、
前記第１の電力変換回路の入力電流が前記入力電流指令値に追従するように、前記第１の電力変換回路を制御するとともに、
前記第２の電力変換回路の出力電流が前記出力電流指令値に追従するように、前記第２の電力変換回路を制御するように構成されている、
ことを特徴とする。
本願に開示される電力変換装置によれば、制御遅れを改善し、制御が定常化するまでの時間の短縮を実現する電力変換装置が得られる。
実施の形態１から実施の形態３による電力変換装置の構成を示す構成図である。 実施の形態１から実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する機能構成図である。 実施の形態１による電力変換装置における、第１の電力変換回路の動作を説明する波形図である。 実施の形態１による電力変換装置における、第２の電力変換回路の動作を説明する説明図である。 実施の形態２による電力変換装置における、第１の電力変換回路の動作を説明する波形図である。 実施の形態３による電力変換装置における、第１の電力変換回路の動作を説明する波形図である。 実施の形態３による電力変換装置における、第２の電力変換回路の動作を説明する説明図である。
以下、本願の実施の形態１から実施の形態３による電力変換装置について、図に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１から実施の形態３による電力変換装置の構成を示す構成図である。図１において、電力変換装置１０００は、入力側が交流電源１に接続され、出力側が平滑コンデンサ２に接続された第１の電力変換回路１００と、入力側が平滑コンデンサ２に接続され、出力側が負荷としての高圧バッテリ３に接続された第２の電力変換回路２００と、第１の電力変換回路１００と、第２の電力変換回路２００を制御する制御部４と、を備えている。第１の電力変換回路１００は、入力側から供給される電源の電力を第１の電力に変換し、出力側から第１の電力を出力する。第２の電力変換回路２００は、平滑コンデンサ２を介して入力側に入力される電力を第２の電力に変換し、出力側に接続された負荷に第２の電力に基づく電力を供給する。実施の形態１では、電源は交流電源であり、第１の電力は直流電力であり、第２の電力は交流電力である例を示しているが、これに限定されるものではない。
第１の電力変換回路１００は、半導体スイッチング素子７のスイッチング動作により電力変換を行う回路であり、第２の電力変換回路２００は、半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２のスイッチング動作により電力変換を行う回路である。また、後述するように、第１の電力変換回路１００および第２の電力変換回路２００には、あらかじめ定められた部位に電流および電圧を検出する検出回路が取り付けられており、これらの検出回路により検出された電流値および電圧値が制御部４へ伝えられる。制御部４は、外部の充電目標値送信機２０００から入力される充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆに基づいて、電流指令値としての入力電流指令値ならびに出力電流指令値を生成し、検出された電流値が電流指令値に追従するように、第１の電力変換回路１００の半導体スイッチング素子７、ならびに第２の電力変換回路２００の半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。このとき、制御部４は、直前に生成した出力電流指令値（初期値は「０」）から、充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆに向けて漸増又は漸減したのちに、充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆに達するように出力電流指令値を生成する。
前述の第１の電力変換回路１００の半導体スイッチング素子７、および第２の電力変換回路２００の半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２は、たとえば、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）により構成されている。
第１の電力変換回路１００は、交流入力電源としての交流電源１から平滑コンデンサ２までの要素で構成されている。整流回路としてのダイオードブリッジ５は、入力電流検出回路２１を介して交流電源１に接続されている。入力電圧検出回路２０は、ダイオードブリッジ５の入力側でダイオードブリッジ５と並列に接続されている。ダイオードブリッジ５の出力側には、限流回路としてのリアクトル６が接続されている。
リアクトル６の後段には、半導体スイッチング素子７の一端と、整流ダイオード８のアノード側と、が接続されている。整流ダイオード８のカソード側は、第１の電力変換回路１００の出力側に接続された平滑コンデンサ２の正極に接続されている。リアクトル６の後段に接続された半導体スイッチング素子７の他端は、平滑コンデンサ２の負極に接続されている。また、平滑コンデンサ２に並列に平滑コンデンサ２の電圧を検出する直流電圧検出回路２２が接続されている。
第２の電力変換回路２００は、平滑コンデンサ２から負荷としての高圧バッテリ３までの要素で構成されている。４個の半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２からなるブリッジ回路の入力側は、平滑コンデンサ２の両端に接続されている。半導体スイッチング素子９、１１のドレインは、平滑コンデンサ２の正極側に接続され、半導体スイッチング素子１０、１２のソースは、平滑コンデンサ２の負極側に接続されている。
また、トランス１３の一次巻線１３１の一端が、半導体スイッチング素子９のソースと半導体スイッチング素子１０のドレインとの接続点に接続され、トランス１３の一次巻線の他端は、半導体スイッチング素子１１のソースと半導体スイッチング素子１２のドレインとの接続点に接続されている。トランス１３の二次巻線１３２は、４個の整流用ダイオード１４、１５、１６、１７からなるフルブリッジ回路で構成された整流回路の入力側に接続されている。整流用ダイオード１４、１５、１６、１７からなる整流回路の出力側には、平滑用リアクトル１８と、出力電流検出回路２３と、平滑用コンデンサ１９が接続されている。平滑用コンデンサ１９に並列に、出力電圧検出回路２４が接続されている。第２の電力変換回路２００の出力側には、負荷としての高圧バッテリ３が接続されている。
つぎに、第１の電力変換回路１００の動作について説明する。図２は、実施の形態１から実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する機能構成図である。まず、出力電流指令値が、漸増していないとき又は漸減していないとき、の動作について説明する。図１および図２において、電力変換装置１０００の制御部４は、電力変換装置１０００の出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、第２の電力変換回路２００が高効率で動作するように平滑コンデンサ２の電圧目標値Ｖｄｃ＊を調整する。そして制御部４に含まれる入力電流振幅指令値生成手段５０は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を、出力電流指令値変化判定部５１で判定して検出する。
出力電流指令値変化判定部５１での判定の結果、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を検出しない場合、入力電流振幅指令値生成手段５０は、直流電圧検出回路２２が検出した直流電圧Ｖｄｃと平滑コンデンサ２の電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分３１を比例積分（ＰＩ）制御した値を、電力変換装置１０００の入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。制御部４は、この入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊と、入力電圧検出回路２０が検出した入力電圧Ｖｉｎに同期した振幅「１」の信号として生成した交流電源同期正弦波３３と、から入力電流指令値Ｉｉｎ＊を生成する。
つぎに、入力電流指令値Ｉｉｎ＊と、入力電流Ｉｉｎとの差分３５をフィードバック量として比例積分（ＰＩ）制御した値を、リアクトル６への印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｉｎとして、制御部４に含まれるゲート信号生成器６０に与える。
ここで、半導体スイッチング素子７が任意のデューティ比Ｄ１で動作するとき、半導体スイッチング素子７のスイッチング周期の１周期分について、入力電圧Ｖｉｎと、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃと、目標電圧ＶＬｉｎと、の関係は、下記の式で表わされる。
Ｖｉｎ＝ＶＬｉｎ＋Ｖｄｃ（１−Ｄ１）
これより、ゲート信号生成器６０は、下記の式に基づいてデューティ比Ｄ１を演算し、この演算したデューティ比Ｄ１に基づいて半導体スイッチング素子７をＰＷＭ制御するように、ゲート信号３７を半導体スイッチング素子７へ出力する。
Ｄ１＝１−（Ｖｉｎ−ＶＬｉｎ）／Ｖｄｃ
つぎに、電力変換装置１０００の電力変換動作の開始時における出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が漸増しているときの入力電流振幅指令値生成手段５０の動作について説明する。図３は、実施の形態１による電力変換装置における、第１の電力変換回路の動作を説明する波形図であって、縦軸は、出力電流、出力電流差分、入力電流を示し、横軸は時間ｔを示している。
図３の［ｔ＜ｔ１］の期間において、入力電流振幅指令値生成手段５０は、電力変換動作開始後、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を出力電流指令値変化判定部５１により検出するとともに、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の漸増開始前の値（実施の形態１においては「０」）に対する出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化量の絶対値（実施の形態１においてはＩｏｕｔ＊の瞬時値と等価）が「０」より大きく、漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態１においては「０」）と充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆとの差分の絶対値（実施の形態１においては、充電目標値と等価）よりも低い閾値Ｉｏｕｔ＊_ｔｈよりも小さいか、又は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの差分の絶対値Ｉｄｉｆｆが、「０」より大きく、漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態１では「０」）と充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆとの差分の絶対値（実施の形態１では充電目標値と等価）よりも小さい閾値Ｉｄｉｆｆ_ｔｈよりも大きいか、を判定する。
この場合の条件を式で表現すると、下記のとおりとなる。
｜Ｉｏｕｔ＊−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜＜Ｉｏｕｔ＊_ｔｈ
（ただし、０＜Ｉｏｕｔ＊_ｔｈ＜｜充電目標値−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜）
又は、
｜Ｉｏｕｔ＊−Ｉｏｕｔ｜＝Ｉｄｉｆｆ＞ Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ
（ただし、０＜Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ＜｜充電目標値−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜）
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、図２に示すように、乗算器５２により、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電圧検出回路２４が検出した出力電圧Ｖｏｕｔとの積を演算して出力する。すなわち、乗算器５２の出力は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊における出力電力Ｐｏｕｔを示す。そして、制御部４で入力電圧Ｖｉｎから検出した入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、あらかじめ入力電流振幅指令値生成手段５０が記憶している出力電力Ｐｏｕｔと入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰとの条件による電力変換装置１０００の電力変換効率とで、出力電力Ｐｏｕｔを除算器５３により除算した下記の式に示す値を、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。
ＩｉｎＡＭＰ＊＝（Ｉｏｕｔ＊×Ｖｏｕｔ）／（ＶｉｎＡＭＰ×電力変換効率）
なお、このとき入力電流振幅指令値生成手段５０は、電圧目標値Ｖｄｃ＊と直流電圧Ｖｄｃとの差分３１を比例積分（ＰＩ）制御する処理を停止し、比例積分（ＰＩ）制御の出力値をリセットする。
以降の、ゲート信号生成器６０からのゲート信号３７を半導体スイッチング素子７へ出力するまでの動作は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が、漸増していないとき又は漸減していないとき、と同様である。
以上述べたように、実施の形態１による電力変換装置１０００において、入力電流振幅指令値生成手段５０は、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊の生成時に、直流電圧検出回路２２が検出した平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを使用する必要はない。すなわち、時間的変動の少ない、負荷としての高圧バッテリ３の電圧としての出力電圧Ｖｏｕｔと、入力電圧Ｖｉｎから検出した電力系統から供給される入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、現在の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と、定数である電力変換効率とにより、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するため、直流電圧Ｖｄｃを検出しその検出値をＡＤ変換するなどによる制御遅れの影響を排除することができる。
そのため、出力電流Ｉｏｕｔが出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に追従するために必要な入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を適宜生成することにより、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの低下を抑制でき、電力供給動作が定常化するまでの時間を短縮できる。さらに、高圧バッテリ３の充電時間の短縮を図ることが可能である。
つぎに、図３の［ｔ≧ｔ１］の期間において、入力電流振幅指令値生成手段５０は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を出力電流指令値変化判定部５１により検出するとともに、漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態１では「０」）に対する出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化量の絶対値（実施の形態１ではＩｏｕｔ＊の瞬時値と等価）が、閾値Ｉｏｕｔ＊_ｔｈ以上であり、かつ、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの差分の絶対値Ｉｄｉｆｆが、Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ以下であるか、を判定する。この場合の条件を式で表現すると、下記のとおりとなる。
｜Ｉｏｕｔ＊−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜≧Ｉｏｕｔ＊_ｔｈ
かつ
Ｉｄｉｆｆ≦Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、［ｔ≧ｔ１］となる直前に生成した入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を初期値として出力し、その後、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が、漸増していないとき又は漸減していないときの制御と同様に、入力電流振幅指令値生成手段５０は、直流電圧Ｖｄｃと電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分３１を比例積分（ＰＩ）制御し、その出力を入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。以降のゲート信号３７を半導体スイッチング素子７へ出力するまでの制御も、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が、漸増していない場合又は漸減していない場合、と同様である。これにより、電力変換装置１０００の動作が定常化したあとも、安定して平滑コンデンサ２の電圧ならびに電力変換装置１０００の入出力電流を制御することが可能である。
つぎに、第２の電力変換回路２００の制御について説明する。図４は、実施の形態１による電力変換装置における、第２の電力変換回路の動作を説明する説明図である。制御部４は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と、出力電流検出回路２３により検出した出力電流Ｉｏｕｔと、の差分４２をフィードバック量として、比例積分（ＰＩ）制御した出力４３を生成する。ここで、出力４３は、平滑用リアクトル１８の印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｏｕｔに相当する
つぎに、半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２がデューティ比Ｄ２で制御されるとき、トランス１３の一次巻線１３１の巻き数をＮ１、二次巻線１３２の巻き数をＮ２とすると、半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２のスイッチング周期の１周期分について、出力電圧検出回路２４により検出した出力電圧Ｖｏｕｔと、直流電圧Ｖｄｃと、目標電圧ＶＬｏｕｔと、の関係は、以下の式で表わされる。
Ｖｏｕｔ＝Ｎ２／Ｎ１・Ｖｄｃ・Ｄ２―ＶＬｏｕｔ
これにより、ゲート信号生成器６０は、下記に示される式に基づいてデューティ比Ｄ２を演算し、デューティ比Ｄ２にしたがってＰＷＭ制御するゲート信号４４、４５、４６、４７を半導体スイッチング素子９、１０、１１、１２へそれぞれ出力する。
Ｄ２＝Ｎ１／Ｎ２（Ｖｏｕｔ＋ＶＬｏｕｔ）／Ｖｄｃ
ここで、ゲート信号４４は半導体スイッチング素子９に与えられ、ゲート信号４５は半導体スイッチング素子１０に与えられ、ゲート信号４６は半導体スイッチング素子１１に与えられ、ゲート信号４７は半導体スイッチング素子１２に与えられる。
以上述べたように、平滑コンデンサ２の直流電圧の値を用いることなく、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に応じて入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成し、それに追従するように出力電流ならびに入力電流を制御することにより、平滑コンデンサ２の電圧値を演算に用いることによる演算遅れが生じることはなく、平滑コンデンサ２の電圧の低下を抑制でき、制御部４が所望の入出力電力の条件で電力変換装置１０００を動作させる際の制御遅れを改善し、電力供給動作が定常化するまでの時間を短縮することができる。
第２の電力変換回路２００の出力電流Ｉｏｕｔを出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に追従させ、かつ、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを制御するように第１の電力変換回路１００の入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成する動作モードを有する第１の電力変換回路１００においては、制御部４が、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変動に伴って入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を適切に変動させる必要があるが、以上述べた実施の形態１による電力変換装置１０００は、入力電流振幅指令値生成手段５０が、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化に応じて入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するので、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変動に伴って入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を適切に変動させることができ、特に有効である。
また、実施の形態１では、制御部４は、たとえばマイコンなどのあらかじめ定められた周期で処理を実行する制御器を含んでいる。このとき、制御部４は、交流電源１から入力される交流の入力電圧Ｖｉｎを力率制御するように入力電流Ｉｉｎを制御している。そのため、入力電圧Ｖｉｎの交流１周期の間、入力電流Ｉｉｎの正弦波振幅を一定の値に保つ必要があり、入力電圧Ｖｉｎの交流周期Ｔ１に同期して入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成処理する必要がある。したがって、このような制約を受けずに漸増又は漸減する出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の生成処理周期Ｔ２に対して、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊の生成周期が長くなる。
このため、実施の形態１による電力変換装置１０００の制御を適用しない場合、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊の制御遅れにより平滑コンデンサ２の電圧の変動が顕著となりやすいが、実施の形態１による電力変換装置１０００の制御を適用すれば、平滑コンデンサ２の電圧値を演算に用いることによる演算遅れなく平滑コンデンサ２の電圧の低下を抑制できる。すなわち、実施の形態１による電力変換装置１０００によれば、制御部４が所望の入出力電力条件で電力変換装置１０００を動作させる際の制御遅れを改善し、安定した電力供給に動作が定常化するまでの時間を短縮することができる。
また、電力変換装置１０００の起動時は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が「０」の状態から、充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆに向けて漸増するよう出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が生成されるため、起動時に前述の制御を適用することで、特に、制御遅れを改善し、電力供給に動作が定常化するまでの時間を短縮することができるという効果が得られる。
なお、実施の形態１においては、出力電力Ｐｏｕｔと入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰの条件による電力変換装置１０００の電力変換効率を、入力電流振幅指令値生成手段５０が記憶しているとしたが、条件中の最低の電力変換効率のみを記憶し、これを常に使用するようにしても良い。これにより、電力変換装置１０００の電力変換効率は最低値であることを前提として入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊が生成される。そのため、条件によっては出力電力Ｐｏｕｔに対し入力電力が大きくなり、平滑コンデンサ２の電圧は上昇し得るが、この種の電力変換装置は、平滑コンデンサ２の耐電圧仕様を満たすために平滑コンデンサ２の電圧上昇保護を図る制御を有しているため、平滑コンデンサ２の故障を発生させることなく前述同様の効果を得ることが可能である。
実施の形態２．
つぎに、実施の形態２による電力変換装置について説明する。実施の形態２による電力変換装置の構成は実施の形態１の図１、図２と同様である。実施の形態２による制御部４および入力電流振幅指令値生成手段５０による制御において、出力電流指令値が漸増していないとき又は漸減していないときの制御は、実施の形態１の場合と同様である。
図５は、実施の形態２による電力変換装置の動作を説明する波形図であって、縦軸は、出力電流、出力電流差分、直流電圧、および入力電流を示し、横軸は時間ｔを示している。第１の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１が制御部４に入力されたのち、第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２が制御部４に入力されたときにおける、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が漸増しているときの入力電流振幅指令値生成手段５０の動作について、図５を用いて説明する。
制御部４に、図５に示す第１の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１が時刻ｔ２までの間入力され、時刻ｔ２のとき第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２が入力されることにより、制御部４は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊を第１の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１から第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２に向けて漸増させる。ここで、図５の［ｔ２≦ｔ＜ｔ３］の期間では、入力電流振幅指令値生成手段５０は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を出力電流指令値変化判定部５１により検出するとともに、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの差分の絶対値Ｉｄｉｆｆが、「０」より大きく、漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態２においては第１の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１と等価）と第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２との差分の絶対値（｜第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２−漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊｜）よりも小さい閾値Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ２よりも小さい、と判定する。この場合の条件は、下記の式で表現される。
Ｉｄｉｆｆ＜Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ２
（ただし、０＜Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ２＜｜第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２−漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊｜）
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が、漸増していないとき又は漸減していないとき、と同様の制御を実行する。制御部４の動作についても同様である。
つぎに、図５の［ｔ３≦ｔ＜ｔ４］の期間において、入力電流振幅指令値生成手段５０は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を出力電流指令値変化判定部５１で検出するとともに、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの差分の絶対値Ｉｄｉｆｆが、閾値Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ２以上で、かつ、直流電圧Ｖｄｃが、電圧目標値Ｖｄｃ＊よりも大きい閾値Ｖｄｃ_ｔｈよりも小さいかを判定する。この場合の条件は、下記の式で表現される。
Ｉｄｉｆｆ≧Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ２
かつ
Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ_ｔｈ
（ただしＶｄｃ_ｔｈ＞Ｖｄｃ＊）
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、図２に示すように、乗算器５２により、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電圧検出回路２４が検出した出力電圧Ｖｏｕｔとの積を演算して出力する。すなわち、乗算器５２の出力は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊における出力電力Ｐｏｕｔを示す。そして、制御部４で入力電圧Ｖｉｎから検出した入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、あらかじめ入力電流振幅指令値生成手段５０が記憶している電力変換効率とで、出力電力Ｐｏｕｔを除算器５３により除算した下記の式に示す値を、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。
ＩｉｎＡＭＰ＊＝（Ｉｏｕｔ＊×Ｖｏｕｔ）／（ＶｉｎＡＭＰ×電力変換効率）
なお、このとき入力電流振幅指令値生成手段５０は、電圧目標値Ｖｄｃ＊と直流電圧Ｖｄｃとの差分３１を比例積分（ＰＩ）制御する処理を停止し、比例積分（ＰＩ）制御の出力値をリセットする。以降の、ゲート信号３７を半導体スイッチング素子７へ出力するまでの制御は、出力電流指令値が、漸増していない場合又は漸減していない場合、と同様である。
以上述べたように、第２の実施の形態による電力変換装置１０００において、入力電流振幅指令値生成手段５０は、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するための演算に、平滑コンデンサ２の直流電圧検出回路２２が検出した直流電圧Ｖｄｃを使用する必要がない。すなわち、時間的変動の少ない高圧バッテリ３の電圧と等価である出力電圧Ｖｏｕｔと、電力系統から供給される入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、現在の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と、定数である電力変換効率と、により入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するため、直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出値をＡＤ変換するなどによる制御遅れの影響をなくすることができる。
そのため、出力電流Ｉｏｕｔが出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に追従するために必要な入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を適宜生成することにより、平滑コンデンサ２の電圧の低下を抑制でき、電力供給の動作が定常化するまでの時間を短縮できるとともに、高圧バッテリ３の充電時間の短縮を図ることが可能である。
つぎに、図５の［ｔ４≦ｔ］の期間において、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を、出力電流指令値変化判定部５１により検出するとともに、直流電圧Ｖｄｃが閾値Ｖｄｃ_ｔｈ以上であると判定する。この場合は、下記の式で表わされる。
Ｖｄｃ≧Ｖｄｃ_ｔｈ
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、ｔ≧ｔ４となる直前に生成した入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を初期値として出力し、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が、漸増していないとき又は漸減していないとき、の制御と同様に、直流電圧Ｖｄｃと電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分３１を比例積分（ＰＩ）制御し、その値を入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。以降のゲート信号３７を半導体スイッチング素子７へ出力するまでの制御も、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が、漸増していない場合又は漸減していない場合、の制御と同様である。
なお、閾値Ｖｄｃ_ｔｈは、平滑コンデンサ２の耐電圧仕様を満たすために平滑コンデンサ２の耐電圧より低い値に設定する。これにより、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊が出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に応じて漸増するとともに、平滑コンデンサ２の電圧である直流電圧ＶｄｃをＶｄｃ_ｔｈ以下に抑制することが可能であり、安定して平滑コンデンサ２の電圧ならびに電力変換装置１０００の入出力電流を制御することが可能となる。
なお、第２の電力変換回路２００の制御の仕方については、実施の形態１の場合と同様である。
実施の形態２では、第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２が第１の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１より大きく、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が漸増する例について示したが、第２の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２が第１の充電目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１より小さく、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が漸減する場合にも適用することができる。この場合でも、入力電流振幅指令値生成手段５０は、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するための演算に、平滑コンデンサ２の直流電圧検出回路２２が検出した直流電圧Ｖｄｃを使用する必要がない。すなわち、時間的変動の少ない、高圧バッテリ３の電圧に等しい出力電圧Ｖｏｕｔと、電力系統から供給される入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、現在の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と、定数である電力変換効率と、により入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するため、直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出値をＡＤ変換するなどによる制御遅れの影響をなくすることができる。そのため、出力電流Ｉｏｕｔが出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に追従するために必要な入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を適宜生成することにより、平滑コンデンサ２の電圧の低下を抑制でき、電力供給動作が定常化するまでの時間を短縮できるとともに、高圧バッテリ３の充電時間の短縮を図ることが可能である。
実施の形態３．
つぎに、実施の形態３による電力変換装置について説明する。実施の形態３による電力変換装置の構成は実施の形態１における図１と図２と同様である。以下、実施の形態３における、制御部４および入力電流振幅指令値生成手段５０による制御、とくに、電力変換動作開始時における出力電流指令値が漸増しているときの入力電流振幅指令値生成手段５０の動作について、図６を用いて説明する。図６は、実施の形態３による電力変換装置における、第１の電力変換回路の動作を説明する波形図であって、縦軸は、出力電流、出力電流差分、入力電流を示し、横軸は時間ｔを示している。
まず、図６の［ｔ＜ｔ５］の期間において、入力電流振幅指令値生成手段５０は、電力変換動作開始後、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化を出力電流指令値変化判定部５１により検出するとともに、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態３では「０」）に対する出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の変化量の絶対値（実施の形態３では出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の瞬時値と等価）が、「０」より大きく、漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態３では「０」）と充電目標値との差分の絶対値（実施の形態３では充電目標値と等価）よりも低い閾値Ｉｏｕｔ＊_ｔｈよりも小さいか、又は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの差分の絶対値Ｉｄｉｆｆが、「０」より大きく、漸増開始前の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊（実施の形態３では「０」）と充電目標値との差分の絶対値（実施の形態３では充電目標値と等価）よりも小さい閾値Ｉｄｉｆｆ_ｔｈよりも大きい、か否かを判定する。
この場合の条件を式で表現すると、以下の通りとなる。
｜Ｉｏｕｔ＊−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜ ＜ Ｉｏｕｔ＊_ｔｈ
（ただし０＜Ｉｏｕｔ＊_ｔｈ＜｜充電目標値−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜）
又は
｜Ｉｏｕｔ＊−Ｉｏｕｔ｜＝Ｉｄｉｆｆ＞ Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ
（ただし０＜Ｉｄｉｆｆ_ｔｈ＜｜充電目標値−漸増開始前のＩｏｕｔ＊｜）
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、図２に示すように、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と出力電圧検出回路２４が検出した出力電圧Ｖｏｕｔとの積を乗算器５２により求め、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊における出力電力Ｐｏｕｔを演算する。そして、制御部４で入力電圧Ｖｉｎから検出した入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、あらかじめ入力電流振幅指令値生成手段５０が記憶している出力電力Ｐｏｕｔと入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰの条件による電力変換装置１０００の電力変換効率とにより、出力電力Ｐｏｕｔを除算して得た下記の式で示す値を、入力電流振幅指令値生成手段５０が入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。
ＩｉｎＡＭＰ＊＝（Ｉｏｕｔ＊×Ｖｏｕｔ）／（ＶｉｎＡＭＰ×電力変換効率）
なお、このとき入力電流振幅指令値生成手段５０は、直流電圧Ｖｄｃと電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分３１を比例積分（ＰＩ）制御する処理を停止し、比例積分（ＰＩ）制御の出力値をリセットする。以降の、ゲート信号３７を半導体スイッチング素子７へ出力するまでの制御は、実施の形態１の場合と同様である。
実施の形態３によれば、入力電流振幅指令値生成手段５０は、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊の生成時に、平滑コンデンサ２の直流電圧検出回路２２が検出した直流電圧Ｖｄｃを使用する必要がない。すなわち、時間的変動の少ない、高圧バッテリ３の電圧に等しい出力電圧Ｖｏｕｔと、電力系統から供給される入力電圧振幅ＶｉｎＡＭＰと、現在の出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊と、定数である電力変換効率と、により入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成するため、直流電圧Ｖｄｃを検出しその検出値をＡＤ変換するなどによる制御遅れの影響を排除することができる。そのため、出力電流Ｉｏｕｔが出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊に追従するために必要な入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊を適宜生成することにより、平滑コンデンサ２の電圧の低下を抑制でき、電力供給動作が定常化するまでの時間を短縮できるとともに、高圧バッテリ３の充電時間の短縮を図ることが可能である。
なお、このときの第２の電力変換回路２００の制御は、実施の形態１の場合と同様である。
つぎに、図６のｔ≧ｔ５の期間において、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が充電目標値に到達する前に、前述のように生成した入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊が、入力電力系統側からの制約により、あらかじめ設定した入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊の上限値ＩｉｎＡＭＰ＊_ｔｈ以上となる。この場合を式で表現すると、下記のとおりとなる。
ＩｉｎＡＭＰ＊≧ＩｉｎＡＭＰ＊_ｔｈ
このとき、入力電流振幅指令値生成手段５０は、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊をＩｉｎＡＭＰ＊_ｔｈに設定して（ＩｉｎＡＭＰ＊＝ＩｉｎＡＭＰ＊_ｔｈ）出力する。
ここで、制御部４が第２の電力変換回路２００を制御する仕方について、図７を用いて説明する。図７は、実施の形態３による電力変換装置における、第２の電力変換回路の動作を説明する説明図である。制御部４は、出力電流指令値切替判定器５４が［ＩｉｎＡＭＰ＊≧ＩｉｎＡＭＰ＊_ｔｈ］であると判定すると、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊を充電目標値にむけて漸増する処理を停止し、直流電圧Ｖｄｃと平滑コンデンサ２の電圧目標値Ｖｄｃ＊との差分３１を比例積分（ＰＩ）制御し、その出力を出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊として出力する。
以上のように、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の漸増に応じて入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊も漸増し、その結果、入力電流振幅指令値ＩｉｎＡＭＰ＊が入力電流振幅指令値の上限値ＩｉｎＡＭＰ＊_ｔｈに達し、その後は、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊の漸増を停止し、平滑コンデンサ２の電圧が目標値に追従するように出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊を操作する。そのため、このような場合にも、安定して平滑コンデンサ２の電圧ならびに電力変換装置１０００の入出力電流を制御することが可能である。すなわち、平滑コンデンサ２の電圧の低下を抑制でき、電力供給動作が定常化するまでの時間を短縮することが可能である。
以上述べた実施の形態１から実施の形態３においては、入力電流振幅指令値生成手段は、生成した入力電流振幅指令値が入力電流振幅指令値の上限値を超えるとき、入力電流振幅指令値を前記上限値に制限するように構成されている。
なお、以上述べた実施の形態１から実施の形態３においては、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が漸増又は漸減する例について説明したが、これに限るものではなく、出力電流指令値Ｉｏｕｔ＊が変化する場合に適用可能であり、同様の効果を得ることが可能である。
本願は、例示的な実施の形態１から実施の形態３を記載しているが、こららの実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１ 交流電源、２ 平滑コンデンサ、３ 高圧バッテリ、４ 制御部、５ ダイオードブリッジ、６ リアクトル、８ 整流ダイオード、７、９、１０、１１、１２ 半導体スイッチング素子、１３ トランス、１４、１５、１６、１７ 整流用ダイオード、１８ 平滑用リアクトル、１９ 平滑用コンデンサ、２０ 入力電圧検出回路、２１ 入力電流検出回路、２２ 直流電圧検出回路、２３ 出力電流検出回路、２４ 出力電圧検出回路、５０ 入力電流振幅指令値生成手段、５１ 出力電流指令値変化判定部、５２ 乗算器、５３ 除算器、５４ 出力電流指令値切替判定器、６０ ゲート信号生成器、１００ 第１の電力変換回路、２００ 第２の電力変換回路、１０００ 電力変換装置

Claims (9)

  1. 入力側から供給される電源の電力を第１の電力に変換し、出力側から前記第１の電力を出力する第１の電力変換回路と、
    前記第１の電力変換回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサを介して入力側に入力される電力を第２の電力に変換し、出力側に接続された負荷に前記第２の電力に基づく電力を供給する第２の電力変換回路と、
    前記平滑コンデンサの電圧が電圧目標値に追従するように、前記第１の電力変換回路および前記第２の電力変換回路を制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記第２の電力変換回路の出力電流の指令値である出力電流指令値の変化時に、前記出力電流指令値に応じて前記第１の電力変換回路の入力電流の振幅指令値である入力電流振幅指令値を生成する入力電流振幅指令値生成手段を有し、
    前記入力電流振幅指令値生成手段が生成した前記入力電流振幅指令値に基づいて、前記第１の電力変換回路の入力電流の指令値である入力電流指令値を生成し、
    前記第１の電力変換回路の入力電流が前記入力電流指令値に追従するように、前記第１の電力変換回路を制御するとともに、
    前記第２の電力変換回路の出力電流が前記出力電流指令値に追従するように、前記第２の電力変換回路を制御するように構成されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    電力変換動作開始時において前記出力電流指令値が増加するように変化しているときに、前記出力電流指令値に応じて前記入力電流振幅指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    前記出力電流指令値と前記第２の電力変換回路の出力電流との差分の絶対値が第１の閾値以上のときに、前記出力電流指令値に応じて前記入力電流振幅指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    前記第２の電力変換回路の出力電圧および前記出力電流指令値から得られる出力電力と、前記第１の電力変換回路の入力電圧と、に応じて前記入力電流振幅指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    前記出力電力と前記入力電圧に応じた電力変換装置の電力変換効率を記憶しており、前記出力電力の値を、前記入力電圧の値と前記電力変換効率の値との積の値により除算した値に基づいて、前記入力電流振幅指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    前記出力電流指令値と前記第２の電力変換回路の出力電流との差分の絶対値が、第２の閾値以下であり、かつ、前記出力電流指令値の変化開始前の前記出力電流指令値に対する前記出力電流指令値の変化量の絶対値が、第３の閾値以上であるときに、前記平滑コンデンサの電圧が前記電圧目標値に追従するように、前記入力電流振幅指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    前記平滑コンデンサの電圧が、前記電圧目標値以上に設定した第４の閾値以上であるときに、前記平滑コンデンサの電圧が前記電圧目標値に追従するように前記入力電流振幅指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、
    前記平滑コンデンサの電圧が前記電圧目標値に追従するように前記入力電流振幅指令値を生成する際に、前記入力電流振幅指令値を生成する直前に生成した入力電流振幅指令値を前記入力電流振幅指令値の初期値として設定するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記入力電流振幅指令値生成手段は、生成した前記入力電流振幅指令値が入力電流振幅指令値の上限値を超えるとき、前記入力電流振幅指令値を前記上限値に制限するように構成され、
    前記制御部は、前記平滑コンデンサの電圧が前記電圧目標値に追従するように、前記第２の電力変換回路の前記出力電流指令値を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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