JP3192058B2 - Ｐｗｍコンバータの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御装置Info
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- JP3192058B2 JP3192058B2 JP01492695A JP1492695A JP3192058B2 JP 3192058 B2 JP3192058 B2 JP 3192058B2 JP 01492695 A JP01492695 A JP 01492695A JP 1492695 A JP1492695 A JP 1492695A JP 3192058 B2 JP3192058 B2 JP 3192058B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを含む交流
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギー等を電
源側へ回生する機能を有したＰＷＭコンバータの制御装
置に係り、特にＰＷＭコンバータ起動時に過大な電源電
流が流れないようにするＰＷＭコンバータの制御装置に
関する。
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギー等を電
源側へ回生する機能を有したＰＷＭコンバータの制御装
置に係り、特にＰＷＭコンバータ起動時に過大な電源電
流が流れないようにするＰＷＭコンバータの制御装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭコンバータの主回路はスイッチン
グ素子をブリッジ結線し、各スイッチング素子にはダイ
オードが逆並列に接続されている。ここでスイッチング
素子のゲートを遮断するとコンバータの出力側には交流
電源をダイオードで整流した直流電圧が得られる。これ
をダイオード整流モードと称し、このモードからＰＷＭ
コンバータをＰＷＭ制御するモードへ切り替えるコンバ
ータ起動時において過大な電源電流が流れる。このため
コンバータ主回路素子の破損や、過電流トリップが生じ
る等問題が発生する。そこで、この対策方法として、例
えば特開平1− 160364号に記載されている。これは、
コンバータ起動前は平滑コンデンサ間の直流電圧検出値
を直流電圧指令とし、起動後はコンバータ定常運転時の
直流電圧指令まで徐々に直流電圧指令を上げている。こ
のような処理により、直流電圧の指令と検出値の偏差を
小さくすることで、この偏差をＰＩ補償した出力である
電源電流振幅指令を小さくして起動している。これによ
り、電源電流が過大にならないようにしている。この場
合、コンバータ起動時のコンバータ入力電圧指令は電源
電流振幅指令が小さいので、ほぼコンバータ定常運転時
の電圧指令となり、電源電圧の大きさに近いコンバータ
入力電圧指令になっていると考えられる。
グ素子をブリッジ結線し、各スイッチング素子にはダイ
オードが逆並列に接続されている。ここでスイッチング
素子のゲートを遮断するとコンバータの出力側には交流
電源をダイオードで整流した直流電圧が得られる。これ
をダイオード整流モードと称し、このモードからＰＷＭ
コンバータをＰＷＭ制御するモードへ切り替えるコンバ
ータ起動時において過大な電源電流が流れる。このため
コンバータ主回路素子の破損や、過電流トリップが生じ
る等問題が発生する。そこで、この対策方法として、例
えば特開平1− 160364号に記載されている。これは、
コンバータ起動前は平滑コンデンサ間の直流電圧検出値
を直流電圧指令とし、起動後はコンバータ定常運転時の
直流電圧指令まで徐々に直流電圧指令を上げている。こ
のような処理により、直流電圧の指令と検出値の偏差を
小さくすることで、この偏差をＰＩ補償した出力である
電源電流振幅指令を小さくして起動している。これによ
り、電源電流が過大にならないようにしている。この場
合、コンバータ起動時のコンバータ入力電圧指令は電源
電流振幅指令が小さいので、ほぼコンバータ定常運転時
の電圧指令となり、電源電圧の大きさに近いコンバータ
入力電圧指令になっていると考えられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この従来例は、電源電
流指令を絞って起動するので過大電源電流をかなり抑制
できると考えられる。しかし、ダイオード整流モードか
らＰＷＭコンバータ制御モードへ切り替える際、過大な
電源電流が流れる第１の原因は直流電圧が低いためコン
バータの入力電圧が電源電圧よりかなり低くなり、この
差電圧がインピーダンスが小さい交流リアクトルに加わ
り過大電流が流れるからである。例えば、三相２００Ｖ
受電の場合、ダイオード整流電圧は電源電圧のピークま
で充電するので２８３Ｖとなる。この直流電圧で振幅比
１（搬送波ピーク値に対する変調波ピーク値の比が１）
におけるコンバータ入力電圧の大きさは、正弦波変調の
場合、受電電圧の０.８６６ 倍なので１７３Ｖとなり、
２７Ｖの差電圧が生じる。これにより、過大電流が流れ
ると考えられる。なお、直流電圧が上昇していくとコン
バータ入力電圧が大きくなり差電圧が小さくなるので過
大電流が収束する。このようなことから、電源電流指令
を小さくして起動するだけでは過大電源電流の抑制効果
は十分でないと考えられる。
流指令を絞って起動するので過大電源電流をかなり抑制
できると考えられる。しかし、ダイオード整流モードか
らＰＷＭコンバータ制御モードへ切り替える際、過大な
電源電流が流れる第１の原因は直流電圧が低いためコン
バータの入力電圧が電源電圧よりかなり低くなり、この
差電圧がインピーダンスが小さい交流リアクトルに加わ
り過大電流が流れるからである。例えば、三相２００Ｖ
受電の場合、ダイオード整流電圧は電源電圧のピークま
で充電するので２８３Ｖとなる。この直流電圧で振幅比
１（搬送波ピーク値に対する変調波ピーク値の比が１）
におけるコンバータ入力電圧の大きさは、正弦波変調の
場合、受電電圧の０.８６６ 倍なので１７３Ｖとなり、
２７Ｖの差電圧が生じる。これにより、過大電流が流れ
ると考えられる。なお、直流電圧が上昇していくとコン
バータ入力電圧が大きくなり差電圧が小さくなるので過
大電流が収束する。このようなことから、電源電流指令
を小さくして起動するだけでは過大電源電流の抑制効果
は十分でないと考えられる。
【０００４】本発明の目的は、ＰＷＭコンバータのゲー
トを遮断したダイオード整流モードからＰＷＭコンバー
タ制御モードへ切り替えるコンバータ起動の際、過大な
電源電流が流れないようにしたＰＷＭコンバータの制御
装置を提供することにある。
トを遮断したダイオード整流モードからＰＷＭコンバー
タ制御モードへ切り替えるコンバータ起動の際、過大な
電源電流が流れないようにしたＰＷＭコンバータの制御
装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】コンバータ起動時におけ
る過大電源電流の主たる原因は、直流電圧が低いために
通常運転時のコンバータ入力電圧指令ではコンバータ入
力電圧が小さくなるためである。
る過大電源電流の主たる原因は、直流電圧が低いために
通常運転時のコンバータ入力電圧指令ではコンバータ入
力電圧が小さくなるためである。
【０００６】そこで、上記目的を達成するための手段と
して、コンバータ起動時にコンバータ入力電圧指令値を
コンバータ定常運転時の指令値より大きい状態で起動す
る手段を設け、これにより、平滑コンデンサ間の直流電
圧が低い起動時において、コンバータ入力電圧をできる
だけ大きくするようにした。つまり、電源電流は電源電
圧ベクトルと、コンバータ入力電圧ベクトルとの差電圧
ベクトルの大きさにほぼ比例して流れる。そこで、直流
電圧が低い起動時、コンバータ入力電圧指令をできるだ
け大きくして、差電圧ベクトルが小さくなるようにし
た。
して、コンバータ起動時にコンバータ入力電圧指令値を
コンバータ定常運転時の指令値より大きい状態で起動す
る手段を設け、これにより、平滑コンデンサ間の直流電
圧が低い起動時において、コンバータ入力電圧をできる
だけ大きくするようにした。つまり、電源電流は電源電
圧ベクトルと、コンバータ入力電圧ベクトルとの差電圧
ベクトルの大きさにほぼ比例して流れる。そこで、直流
電圧が低い起動時、コンバータ入力電圧指令をできるだ
け大きくして、差電圧ベクトルが小さくなるようにし
た。
【０００７】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第１の手段として、平滑コンデンサ電圧の指令
値と検出値が一致するようにＰＩ（比例＋積分）補償
し、有効パワー分電流指令Ｉq*を出力する手段と、有効
パワー分電流の指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するよう
にＰＩ補償し、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧
補正量△Ｖq を出力する手段を設け、コンバータ起動時
までにｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分
器出力を、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常
運転時の指令値より、大きい状態になる値に初期設定し
ておき、コンバータを起動するようにした。
きくする第１の手段として、平滑コンデンサ電圧の指令
値と検出値が一致するようにＰＩ（比例＋積分）補償
し、有効パワー分電流指令Ｉq*を出力する手段と、有効
パワー分電流の指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致するよう
にＰＩ補償し、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧
補正量△Ｖq を出力する手段を設け、コンバータ起動時
までにｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分
器出力を、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常
運転時の指令値より、大きい状態になる値に初期設定し
ておき、コンバータを起動するようにした。
【０００８】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第２の手段として、第１の手段に加えて有効パ
ワー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力も
コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転時の指
令値より、大きい状態になる値に初期設定しておき、コ
ンバータを起動するようにした。
きくする第２の手段として、第１の手段に加えて有効パ
ワー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力も
コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転時の指
令値より、大きい状態になる値に初期設定しておき、コ
ンバータを起動するようにした。
【０００９】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第３の手段として、コンバータ起動前は平滑コ
ンデンサ電圧指令値Ｖdc* を平滑コンデンサ電圧検出値
Ｖdcより小さい値に設定しておき、これにより有効パワ
ー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力と、
ｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力
とを、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転
時の指令値より、大きい状態になる値に動作させてお
き、コンバータ起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧指
令値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値に上げてコンバ
ータ制御するようにした。
きくする第３の手段として、コンバータ起動前は平滑コ
ンデンサ電圧指令値Ｖdc* を平滑コンデンサ電圧検出値
Ｖdcより小さい値に設定しておき、これにより有効パワ
ー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出力と、
ｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力
とを、コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転
時の指令値より、大きい状態になる値に動作させてお
き、コンバータ起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧指
令値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値に上げてコンバ
ータ制御するようにした。
【００１０】次に、コンバータ入力電圧をできるだけ大
きくする第４の手段として、有効パワー分電流の指令値
Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ補償し、コンバ
ータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力す
る手段と、この△Ｖq と無効パワー分電流Ｉd による交
流リアクトル電圧降下量と電源電圧の振幅指令値Ｖr*を
加えてコンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧指令Ｖq*
を出力する手段を設け、コンバータ起動時、平滑コンデ
ンサ電圧（直流電圧）の検出値がコンバータ制御時の平
滑コンデンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源
電圧の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大き
くするようにした。
きくする第４の手段として、有効パワー分電流の指令値
Ｉq*に検出値Ｉq が一致するようにＰＩ補償し、コンバ
ータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力す
る手段と、この△Ｖq と無効パワー分電流Ｉd による交
流リアクトル電圧降下量と電源電圧の振幅指令値Ｖr*を
加えてコンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧指令Ｖq*
を出力する手段を設け、コンバータ起動時、平滑コンデ
ンサ電圧（直流電圧）の検出値がコンバータ制御時の平
滑コンデンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源
電圧の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大き
くするようにした。
【００１１】
【作用】まず、第１の手段においては、ＰＷＭコンバー
タ起動前にｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の
積分器出力を負の値又は負のリミット値に初期設定して
いる。そこで、△Ｖq の符号を反転して電源電圧の振幅
指令Ｖr*と加算後ｑ軸の電圧指令Ｖq*としているのでＶ
q*が非常に大きくなりコンバータ入力電圧をできるだけ
大きく制御するように動作する。この結果、電源電圧と
コンバータ入力電圧との差電圧が小さくなり過大な電源
電流は流れない。なお、直流電圧が上昇し定常運転時の
直流電圧指令に到達すると△Ｖq は、ほぼ零に収束す
る。
タ起動前にｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の
積分器出力を負の値又は負のリミット値に初期設定して
いる。そこで、△Ｖq の符号を反転して電源電圧の振幅
指令Ｖr*と加算後ｑ軸の電圧指令Ｖq*としているのでＶ
q*が非常に大きくなりコンバータ入力電圧をできるだけ
大きく制御するように動作する。この結果、電源電圧と
コンバータ入力電圧との差電圧が小さくなり過大な電源
電流は流れない。なお、直流電圧が上昇し定常運転時の
直流電圧指令に到達すると△Ｖq は、ほぼ零に収束す
る。
【００１２】次に、第２の手段においては、更に、コン
バータ起動前に有効パワー分電流指令Ｉq*を出力するＰ
Ｉ補償の積分器出力を負の値にして起動するので有効パ
ワー分電流指令Ｉq*が比較的小さい値からスタートす
る。更にｑ軸電圧補正量△Ｖqを出力するＰＩ補償の積
分器出力を負の値又は負のリミット値に初期設定してＰ
ＷＭ制御に切り替わる。この結果、第一の手段と同様に
Ｖq*が非常に大きくなった状態でＰＷＭ制御に切り替わ
るので、電源電圧とコンバータ入力電圧との差電圧が小
さくなり過大な電源電流は流れない。なお、直流電圧が
上昇し定常運転時の直流電圧指令に到達すると△Ｖ
q は、ほぼ零に収束する。
バータ起動前に有効パワー分電流指令Ｉq*を出力するＰ
Ｉ補償の積分器出力を負の値にして起動するので有効パ
ワー分電流指令Ｉq*が比較的小さい値からスタートす
る。更にｑ軸電圧補正量△Ｖqを出力するＰＩ補償の積
分器出力を負の値又は負のリミット値に初期設定してＰ
ＷＭ制御に切り替わる。この結果、第一の手段と同様に
Ｖq*が非常に大きくなった状態でＰＷＭ制御に切り替わ
るので、電源電圧とコンバータ入力電圧との差電圧が小
さくなり過大な電源電流は流れない。なお、直流電圧が
上昇し定常運転時の直流電圧指令に到達すると△Ｖ
q は、ほぼ零に収束する。
【００１３】次に、第３の手段においては、コンバータ
起動前は平滑コンデンサ電圧指令値Ｖdc* が平滑コンデ
ンサ電圧検出値Ｖdcより小さい値に設定されるので、有
効パワー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出
力が負の値になり、実際の有効パワー分電流Ｉq が零な
のでｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器
出力が負の値又は負のリミット値となる。この結果、Ｉ
q*と△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力が負の値で
起動するので第１の手段と同様にｑ軸の電圧指令Ｖq*が
非常に大きい状態で起動することになり、コンバータ入
力電圧をできるだけ大きく制御するように動作する。
起動前は平滑コンデンサ電圧指令値Ｖdc* が平滑コンデ
ンサ電圧検出値Ｖdcより小さい値に設定されるので、有
効パワー分電流指令Ｉq*を出力するＰＩ補償の積分器出
力が負の値になり、実際の有効パワー分電流Ｉq が零な
のでｑ軸電圧補正量△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器
出力が負の値又は負のリミット値となる。この結果、Ｉ
q*と△Ｖq を出力するＰＩ補償の積分器出力が負の値で
起動するので第１の手段と同様にｑ軸の電圧指令Ｖq*が
非常に大きい状態で起動することになり、コンバータ入
力電圧をできるだけ大きく制御するように動作する。
【００１４】次に、第４の手段においては、平滑コンデ
ンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コンデンサ
電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源電圧の振幅指
令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大きくすることで
第１の手段と同様にｑ軸の電圧指令Ｖq*が非常に大きい
状態で起動することになり、コンバータ入力電圧をでき
るだけ大きく制御するように動作する。
ンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コンデンサ
電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源電圧の振幅指
令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より大きくすることで
第１の手段と同様にｑ軸の電圧指令Ｖq*が非常に大きい
状態で起動することになり、コンバータ入力電圧をでき
るだけ大きく制御するように動作する。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１において、交流電源１から交流電力が交流
リアクトル２を介して、コンバータ３に供給されてお
り、この交流電力はコンバータ３において、直流電力に
変換され、平滑コンデンサ４と負荷５に供給されてい
る。また、コンバータ３を制御する際は、平滑コンデン
サ両端の電圧を検出する直流電圧検出器６の出力と直流
電圧指令Ｖdc* との偏差に応じて有効パワー分電流指令
Ｉq*をＰＩ（比例＋積分）補償器７で生成している。次
に、交流電圧を絶縁して検出する電圧検出器８と電源位
相検出手段９により、Ｒ相の電源電圧位相θr を検出し
ている。次に、電源電流を電流検出器１０で二相分（Ｒ
相検出値をｉr とし、Ｔ相検出値をｉt とする。）検出
し、固定座標軸（ｕｖｗ軸）から回転座標軸（ｄｑ軸）
へ変換するｕｖｗ／ｄｑ変換手段１１により、数１，数
２の演算を行い、無効パワー分電流Ｉd と、有効パワー
分電流Ｉq を求めている。
明する。図１において、交流電源１から交流電力が交流
リアクトル２を介して、コンバータ３に供給されてお
り、この交流電力はコンバータ３において、直流電力に
変換され、平滑コンデンサ４と負荷５に供給されてい
る。また、コンバータ３を制御する際は、平滑コンデン
サ両端の電圧を検出する直流電圧検出器６の出力と直流
電圧指令Ｖdc* との偏差に応じて有効パワー分電流指令
Ｉq*をＰＩ（比例＋積分）補償器７で生成している。次
に、交流電圧を絶縁して検出する電圧検出器８と電源位
相検出手段９により、Ｒ相の電源電圧位相θr を検出し
ている。次に、電源電流を電流検出器１０で二相分（Ｒ
相検出値をｉr とし、Ｔ相検出値をｉt とする。）検出
し、固定座標軸（ｕｖｗ軸）から回転座標軸（ｄｑ軸）
へ変換するｕｖｗ／ｄｑ変換手段１１により、数１，数
２の演算を行い、無効パワー分電流Ｉd と、有効パワー
分電流Ｉq を求めている。
【００１６】
【数１】Ｉd ＝（０.５７７ｉr＋１.１５５ｉt）cosθd
＋ｉr・sinθd
＋ｉr・sinθd
【００１７】
【数２】Ｉq ＝ｉr・cosθd−（０.５７７ｉr＋１.１５
５ｉt）sinθd ここで、θd は、Ｒ相電源電圧位相をθr とすると、θ
d＝θr−π／２である。なお、ｑ軸は電源電圧ベクトル
方向とし、これよりπ／２遅れをｄ軸としている。次
に、非干渉電流制御手段１２により、ＰＩ補償器７の出
力である有効パワー分電流指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一
致し、無効パワー分電流指令Ｉd*に無効パワー分電流Ｉ
d が一致するように、基本となるコンバータ入力電圧ベ
クトルの回転座標軸成分の指令Ｖq*，Ｖd*を出力し、こ
れを基にＰＷＭ信号発生手段１３でＰＷＭ信号を作成
し、コンバータ３へ与えている。
５ｉt）sinθd ここで、θd は、Ｒ相電源電圧位相をθr とすると、θ
d＝θr−π／２である。なお、ｑ軸は電源電圧ベクトル
方向とし、これよりπ／２遅れをｄ軸としている。次
に、非干渉電流制御手段１２により、ＰＩ補償器７の出
力である有効パワー分電流指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一
致し、無効パワー分電流指令Ｉd*に無効パワー分電流Ｉ
d が一致するように、基本となるコンバータ入力電圧ベ
クトルの回転座標軸成分の指令Ｖq*，Ｖd*を出力し、こ
れを基にＰＷＭ信号発生手段１３でＰＷＭ信号を作成
し、コンバータ３へ与えている。
【００１８】次に、非干渉電流制御手段１２の詳細は、
減算器１４ａの出力である有効パワー分電流の偏差をＰ
Ｉ補償器１５ａを介してＰＩ補償し、その出力△Ｖq と
電源電圧の大きさの指令Ｖr*と、Ｉd にゲイン１６ｂを
乗じたＩd・ωＬとを符号付き加算器１７ａで数３の演算
を行い、その出力をｑ軸の電圧指令Ｖq*としている。
減算器１４ａの出力である有効パワー分電流の偏差をＰ
Ｉ補償器１５ａを介してＰＩ補償し、その出力△Ｖq と
電源電圧の大きさの指令Ｖr*と、Ｉd にゲイン１６ｂを
乗じたＩd・ωＬとを符号付き加算器１７ａで数３の演算
を行い、その出力をｑ軸の電圧指令Ｖq*としている。
【００１９】
【数３】Ｖq*＝Ｖr*−△Ｖq−Ｉd・ωＬ ここで、ωは電源電圧の角周波数でＬは交流リアクトル
容量である。一方ｄ軸の電圧指令Ｖd*も同様でありＩq・
ωＬから無効パワー分電流の偏差をＰＩ補償した出力を
減じてＶd*としている。また、有効パワー分電流指令Ｉ
q*は電源から負荷側へパワーを供給する力行モードで正
の値となる。一方、負荷として接続されるインバータ駆
動モータが減速する場合等回生モードではＩq*が負とな
る。
容量である。一方ｄ軸の電圧指令Ｖd*も同様でありＩq・
ωＬから無効パワー分電流の偏差をＰＩ補償した出力を
減じてＶd*としている。また、有効パワー分電流指令Ｉ
q*は電源から負荷側へパワーを供給する力行モードで正
の値となる。一方、負荷として接続されるインバータ駆
動モータが減速する場合等回生モードではＩq*が負とな
る。
【００２０】次に、本発明の主要部を説明する。図２に
図１に示す制御系の詳細ブロック図を示す。ＰＩ補償器
７及び１５ａ，１５ｂは積分器１８ａ，１８ｂ，１８
ｃ，リミッタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，比例ゲイン２０
ａ，２０ｂ，２０ｃ，加算器２１ａ，２１ｂ，２１ｃか
らそれぞれ構成している。そこで、ＰＷＭ信号をサプレ
スした状態で交流電源を投入し、平滑コンデンサをダイ
オード整流電圧まで初充電する。この場合、一般的に突
入電流抑制抵抗等を介して初充電する。この後、コンバ
ータ起動指令２２が出力されるまではＰＩ積分器出力初
期設定手段２３で、△Ｖq を出力するＰＩ補償器１５ａ
の積分器１８ｂの出力を常に負の値又は負のリミット値
に設定しておく。この結果、Ｉq*が正であっても積分器
１８ｂの初期値が比例ゲイン２０ｂの出力より小さいた
め△Ｖq は負の値となる。そこで、数３からＶq*は最大
値に近い値となり、コンバータ起動時、比較的直流電圧
が低いダイオード整流電圧においてもコンバータ入力電
圧が比較的大きくなる。この結果、電源電圧とコンバー
タ入力電圧との差電圧が小さくなり過大な電源電流は流
れない。なお、直流電圧が上昇し定常運転時の直流電圧
指令に到達すると△Ｖq や積分器１８ｂの出力は、ほぼ
零に収束する。このようにコンバータ起動前にＰＩ補償
の積分器１８ｂの出力を負の値又は負のリミッタに設定
した状態で起動することで、コンバータ起動時の過大電
源電流を抑制できると言う効果がある。
図１に示す制御系の詳細ブロック図を示す。ＰＩ補償器
７及び１５ａ，１５ｂは積分器１８ａ，１８ｂ，１８
ｃ，リミッタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，比例ゲイン２０
ａ，２０ｂ，２０ｃ，加算器２１ａ，２１ｂ，２１ｃか
らそれぞれ構成している。そこで、ＰＷＭ信号をサプレ
スした状態で交流電源を投入し、平滑コンデンサをダイ
オード整流電圧まで初充電する。この場合、一般的に突
入電流抑制抵抗等を介して初充電する。この後、コンバ
ータ起動指令２２が出力されるまではＰＩ積分器出力初
期設定手段２３で、△Ｖq を出力するＰＩ補償器１５ａ
の積分器１８ｂの出力を常に負の値又は負のリミット値
に設定しておく。この結果、Ｉq*が正であっても積分器
１８ｂの初期値が比例ゲイン２０ｂの出力より小さいた
め△Ｖq は負の値となる。そこで、数３からＶq*は最大
値に近い値となり、コンバータ起動時、比較的直流電圧
が低いダイオード整流電圧においてもコンバータ入力電
圧が比較的大きくなる。この結果、電源電圧とコンバー
タ入力電圧との差電圧が小さくなり過大な電源電流は流
れない。なお、直流電圧が上昇し定常運転時の直流電圧
指令に到達すると△Ｖq や積分器１８ｂの出力は、ほぼ
零に収束する。このようにコンバータ起動前にＰＩ補償
の積分器１８ｂの出力を負の値又は負のリミッタに設定
した状態で起動することで、コンバータ起動時の過大電
源電流を抑制できると言う効果がある。
【００２１】次に、他の実施例を図３に示す。図２の実
施例と異なる部分はコンバータ起動前にＰＩ積分器出力
初期設定手段２３で、△Ｖq を出力するＰＩ補償器１５
ａの積分器１８ｂの出力を負の値又は負のリミット値に
設定するのに加えて、Ｉq*を出力するＰＩ補償器７の積
分器１８ａの出力を負の値又は負のリミット値に設定し
ている点である。これにより、積分器１８ａ出力の初期
値と、比例ゲイン20ａの出力との加算値がＩq*となり、
Ｉq*を比較的小さくできる。この結果、Ｉq*とＩq の偏
差を小さくでき比例ゲイン２０ｂの出力は小さくなる。
そこで、△Ｖqを出力するＰＩ補償器１５ａの積分器１
８ｂの出力は負のリミット値に設定されるので数３から
Ｖq*は最大値に近い値となる。この結果、図２の実施例
と同様にコンバータ入力電圧が比較的大きくなり、コン
バータ起動時の過大電源電流を抑制できると言う効果が
ある。
施例と異なる部分はコンバータ起動前にＰＩ積分器出力
初期設定手段２３で、△Ｖq を出力するＰＩ補償器１５
ａの積分器１８ｂの出力を負の値又は負のリミット値に
設定するのに加えて、Ｉq*を出力するＰＩ補償器７の積
分器１８ａの出力を負の値又は負のリミット値に設定し
ている点である。これにより、積分器１８ａ出力の初期
値と、比例ゲイン20ａの出力との加算値がＩq*となり、
Ｉq*を比較的小さくできる。この結果、Ｉq*とＩq の偏
差を小さくでき比例ゲイン２０ｂの出力は小さくなる。
そこで、△Ｖqを出力するＰＩ補償器１５ａの積分器１
８ｂの出力は負のリミット値に設定されるので数３から
Ｖq*は最大値に近い値となる。この結果、図２の実施例
と同様にコンバータ入力電圧が比較的大きくなり、コン
バータ起動時の過大電源電流を抑制できると言う効果が
ある。
【００２２】なお、図３ではコンバータ起動時、積分器
１８ａの出力を負のリミット値に設定してＩq*を小さく
したが、Ｉq*の前段であるリミッタ１９ｄのリミット値
を起動直後は絞っておき、時間と共に徐々に大きくして
も良い。
１８ａの出力を負のリミット値に設定してＩq*を小さく
したが、Ｉq*の前段であるリミッタ１９ｄのリミット値
を起動直後は絞っておき、時間と共に徐々に大きくして
も良い。
【００２３】次に、他の実施例を図４に示す。図２の実
施例と異なる部分は直流電圧指令設定手段２４を設けて
コンバータ起動前は平滑コンデンサ電圧指令値Ｖdc* を
平滑コンデンサ電圧検出値Ｖdcより小さい値に設定する
ことで、ＰＩ補償器の積分器１８ａと１８ｂの出力を負
の値又は負のリミッタに設定している。次に、この状態
でコンバータ起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧指令
値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値まで上げてコンバ
ータ制御する。
施例と異なる部分は直流電圧指令設定手段２４を設けて
コンバータ起動前は平滑コンデンサ電圧指令値Ｖdc* を
平滑コンデンサ電圧検出値Ｖdcより小さい値に設定する
ことで、ＰＩ補償器の積分器１８ａと１８ｂの出力を負
の値又は負のリミッタに設定している。次に、この状態
でコンバータ起動指令と共に、平滑コンデンサ電圧指令
値Ｖdc* をコンバータ制御電圧指令値まで上げてコンバ
ータ制御する。
【００２４】この結果、図２の実施例と同様にＶq*は最
大値に近い状態で起動するのでコンバータ入力電圧が比
較的大きくなり、コンバータ起動時の過大電源電流を抑
制できると言う効果がある。
大値に近い状態で起動するのでコンバータ入力電圧が比
較的大きくなり、コンバータ起動時の過大電源電流を抑
制できると言う効果がある。
【００２５】次に、本発明の他の実施例を図５に示す。
図２の実施例と異なる部分はコンバータ起動指令後、電
源電圧指令フォーシング手段２５で、電源電圧の振幅指
令値Ｖr*を短時間大きくしている点である。つまり、平
滑コンデンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コ
ンデンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源電圧
の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より、かなり
大きくすることで、ｑ軸の電圧指令Ｖq*が非常に大きい
状態で起動することになる。
図２の実施例と異なる部分はコンバータ起動指令後、電
源電圧指令フォーシング手段２５で、電源電圧の振幅指
令値Ｖr*を短時間大きくしている点である。つまり、平
滑コンデンサ電圧の検出値がコンバータ制御時の平滑コ
ンデンサ電圧指令値にほぼ一致するまでの間、電源電圧
の振幅指令値Ｖr*を実際の電源電圧の振幅より、かなり
大きくすることで、ｑ軸の電圧指令Ｖq*が非常に大きい
状態で起動することになる。
【００２６】この結果、図２の実施例と同様にコンバー
タ入力電圧が比較的大きくなるので、コンバータ起動時
の過大電源電流を抑制できると言う効果がある。又、図
２〜図５の実施例を組み合わせて起動しても同様な効果
がある。
タ入力電圧が比較的大きくなるので、コンバータ起動時
の過大電源電流を抑制できると言う効果がある。又、図
２〜図５の実施例を組み合わせて起動しても同様な効果
がある。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、ｑ軸のコンバータ入力
電圧指令Ｖq*が非常に大きい状態でコンバータ制御に切
り替えるので比較的直流電圧が低いダイオード整流電圧
においてもコンバータ入力電圧が比較的大きくなる。こ
の結果、電源電圧とコンバータ入力電圧との差電圧が小
さくなり過大な電源電流は流れないという効果がある。
電圧指令Ｖq*が非常に大きい状態でコンバータ制御に切
り替えるので比較的直流電圧が低いダイオード整流電圧
においてもコンバータ入力電圧が比較的大きくなる。こ
の結果、電源電圧とコンバータ入力電圧との差電圧が小
さくなり過大な電源電流は流れないという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。
【図２】図１に示す制御系の詳細ブロック図。
【図３】図２に示す実施例を改良した他の実施例を示す
制御ブロック図。
制御ブロック図。
【図４】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。
【図５】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図であ
る。
る。
１…交流電源、２…交流リアクトル、３…コンバータ、
４…平滑コンデンサ、５…負荷、６…直流電圧検出器、
７…ＰＩ補償器、８…電圧検出器、９…電源位相検出手
段、１０…電流検出器、１１…ｕｖｗ／ｄｑ変換手段、
１２…非干渉電流制御手段、１３…ＰＷＭ信号発生手
段、１５ａ…ＰＩ補償器、１８ａ，１８ｂ…積分器、２
２…コンバータ起動指令、２３…積分器出力初期設定手
段、２４…直流電圧指令設定手段、２５…電源電圧指令
フォーシング手段。
４…平滑コンデンサ、５…負荷、６…直流電圧検出器、
７…ＰＩ補償器、８…電圧検出器、９…電源位相検出手
段、１０…電流検出器、１１…ｕｖｗ／ｄｑ変換手段、
１２…非干渉電流制御手段、１３…ＰＷＭ信号発生手
段、１５ａ…ＰＩ補償器、１８ａ，１８ｂ…積分器、２
２…コンバータ起動指令、２３…積分器出力初期設定手
段、２４…直流電圧指令設定手段、２５…電源電圧指令
フォーシング手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上総 裕之 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−160364（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−298959（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40
Claims (3)
- 【請求項１】 ゲートを備えたスイッチング素子にダイオ
ードが逆並列接続したコンバータと、該コンバータの出
力側の直流端子間に接続した平滑コンデンサと、該コン
デンサの電圧を検出する直流電圧検出器と、前記コンバ
ータの入力側に接続した交流リアクトルと、前記コンバ
ータの入力側に配置した電源電流検出器と、前記コンバ
ータにＰＷＭ信号を与えるＰＷＭ信号発生手段とを備え
ていて、前記交流リアクトルが三相交流電源に接続する
ＰＷＭコンバータにおいて、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値とが一致する
ようにＰＩ（比例＋積分）補償し、有効パワー分電流指
令Ｉｑ* を出力するＰＩ補償手段と、 前記交流リアクトル電流を、二軸の回転座標軸成分に分
解し、有効パワー分電流Ｉｑと無効パワー分電流Ｉｄを
検出する手段と、 前記有効パワー分電流の指令値Ｉｑ* に検出値Ｉｑが一
致するようにＰＩ補償し、コンバータ入力電圧ベクトル
のｑ軸電圧補正量△Ｖｑを出力する別のＰＩ補償手段
と、 該△Ｖｑ及び電源電圧の振幅指令Ｖｒ* と前記無効パワ
ー分電流Ｉｄを基に算出した有効パワー分電圧の指令値
Ｖｑ * と、無効パワー分電圧の指令値Ｖｄ * とからＰＷＭ
信号を作成して前記コンバータへ与えるＰＷＭ信号発生
手段と、 コンバータ起動指令出力手段と、 ＰＩ積分器出力初期設定手段と を具備し、 前記コンバータのスイッチング素子のゲートを遮断した
ダイオード整流モードから、前記コンバータをＰＷＭ制
御モードへ切り替えるコンバータ起動の際、前記ＰＩ積分器出力初期設定手段で 前記ｑ軸電圧補正量
△Ｖｑを出力するＰＩ補償の積分器出力を、コンバータ
入力電圧指令値がコンバータ定常運転時の指令値より、
大きい状態になる値に初期設定したことを特徴とするＰ
ＷＭコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＰＷＭコンバータ におい
て、前記ＰＩ積分器出力初期設定手段で、前記有効パワー分
電流指令Ｉｑ * を出力 するＰＩ補償手段の積分器出力も
コンバータ入力電圧指令値がコンバータ定常運転時の指
令値より、大きな値に初期設定したことを特徴とするＰ
ＷＭコンバータ。 - 【請求項３】 ゲートを備えたスイッチング素子にダイオ
ードが逆並列接続したコンバータと、該コンバータの出
力側の直流端子間に接続した平滑コンデンサと、該コン
デンサの電圧を検出する直流電圧検出器と、前記コンバ
ータの入力側に接続した交流リアクトルと、前記コンバ
ータの入力側に配置した電源電流検出器と、前記コンバ
ータにＰＷＭ信号を与えるＰＷＭ信号発生手段とを備え
ていて、前記交流リアクトルが三相交流電源に接続する
ＰＷＭコンバータにおいて、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値とが一致する
ようにＰＩ（比例＋積分）補償し、有効パワー分電流指
令Ｉｑ* を出力するＰＩ補償手段と、 前記交流リアクトル電流を、二軸の回転座標軸成分に分
解し、有効パワー分電流Ｉｑと無効パワー分電流Ｉｄを
検出する手段と、 前記有効パワー分電流の指令値Ｉｑ* に検出値Ｉｑが一
致するようにＰＩ補償し、コンバータ入力電圧ベクトル
のｑ軸電圧補正量△Ｖｑを出力する別のＰＩ補償手段
と、該 △Ｖｑ及び電源電圧の振幅指令Ｖｒ* と前記無効パワ
ー分電流Ｉｄを基に算出した有効パワー分電圧の指令値
Ｖｑ * と、無効パワー分電圧の指令値Ｖｄ * とからＰＷＭ
信号を作成して前記コンバータへ与えるＰＷＭ信号発生
手段と、 コンバータ起動指令出力手段と、 直流電圧指令設定手段 を具備し、 前記コンバータのスイッチング素子のゲートを遮断した
ダイオード整流モードから、前記コンバータをＰＷＭ制
御モードへ切り替えるコンバータ起動の際、前記直流電圧指令設定手段で平滑コンデンサ電圧指令値
Ｖｄｃ * を、平滑コンデンサ電圧検出値Ｖｄｃより、小
さな値に初期設定したことを特徴とするＰＷＭコンバー
タ 。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01492695A JP3192058B2 (ja) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01492695A JP3192058B2 (ja) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08214550A JPH08214550A (ja) | 1996-08-20 |
| JP3192058B2 true JP3192058B2 (ja) | 2001-07-23 |
Family
ID=11874579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01492695A Expired - Lifetime JP3192058B2 (ja) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3192058B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008026547A1 (fr) | 2006-08-28 | 2008-03-06 | Daikin Industries, Ltd. | Convertisseur de type régulateur de courant |
| CN100433494C (zh) * | 2003-11-26 | 2008-11-12 | 力博特公司 | 不间断电源中整流器的矢量控制方法 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3367312B2 (ja) * | 1996-01-12 | 2003-01-14 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
| JP3367341B2 (ja) * | 1996-04-12 | 2003-01-14 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
| JPH10117481A (ja) * | 1996-10-09 | 1998-05-06 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
| JP3821270B2 (ja) * | 2000-06-08 | 2006-09-13 | 富士電機システムズ株式会社 | Ｐｗｍ整流装置 |
| WO2003065560A1 (fr) * | 2002-01-30 | 2003-08-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Alimentation electrique et procede de generation d'un signal de commutation pour mettre en/hors circuit un element de commutation d'une unite de convertisseur constituant l'alimentation electrique |
| JP4649940B2 (ja) * | 2004-10-14 | 2011-03-16 | ダイキン工業株式会社 | コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 |
| JP4909857B2 (ja) * | 2007-09-28 | 2012-04-04 | 日立アプライアンス株式会社 | コンバータ装置 |
| JP5026553B2 (ja) | 2010-04-22 | 2012-09-12 | ファナック株式会社 | Ａｃ／ｄｃコンバータの変換動作モードを動的に切替える機能を有するモータ駆動装置 |
| JP2014064447A (ja) * | 2012-08-30 | 2014-04-10 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | コンバータ制御装置、方法、プログラム及び空気調和機 |
| WO2016136634A1 (ja) * | 2015-02-25 | 2016-09-01 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置及び電力変換システム |
| JP6656954B2 (ja) * | 2016-03-04 | 2020-03-04 | 住友重機械工業株式会社 | 射出成形機およびコンバータ |
| JP6983289B1 (ja) * | 2020-08-24 | 2021-12-17 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1995
- 1995-02-01 JP JP01492695A patent/JP3192058B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100433494C (zh) * | 2003-11-26 | 2008-11-12 | 力博特公司 | 不间断电源中整流器的矢量控制方法 |
| WO2008026547A1 (fr) | 2006-08-28 | 2008-03-06 | Daikin Industries, Ltd. | Convertisseur de type régulateur de courant |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08214550A (ja) | 1996-08-20 |
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