JP2002315355A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JP2002315355A JP2002315355A JP2001113830A JP2001113830A JP2002315355A JP 2002315355 A JP2002315355 A JP 2002315355A JP 2001113830 A JP2001113830 A JP 2001113830A JP 2001113830 A JP2001113830 A JP 2001113830A JP 2002315355 A JP2002315355 A JP 2002315355A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- phase
- voltage
- value
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力消費に応じて高調波電流を抑制し、かつ
安価で小型な電力変換装置を提供する。 【解決手段】 ３相交流電流検出値ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの
有効電力成分電流値と、倍率算出器１８で算出される係
数とを乗算器２０で乗算し、消費した電力より小さな直
流電流指令を発生する。係数は電源電圧と直流電圧との
偏差によって補正され、直流電圧が上昇しない臨界点に
保たれる。３相交流電圧の電源電圧位相値θから交流信
号発生器２２により電源電圧の各相に同期した交流信号
を発生し、直流電流指令と乗算することで得られた３相
交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*に基づいて、有効電
力成分電流値が所定レベル以上の場合に、３相交流電流
をフィードバック制御する。
安価で小型な電力変換装置を提供する。 【解決手段】 ３相交流電流検出値ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの
有効電力成分電流値と、倍率算出器１８で算出される係
数とを乗算器２０で乗算し、消費した電力より小さな直
流電流指令を発生する。係数は電源電圧と直流電圧との
偏差によって補正され、直流電圧が上昇しない臨界点に
保たれる。３相交流電圧の電源電圧位相値θから交流信
号発生器２２により電源電圧の各相に同期した交流信号
を発生し、直流電流指令と乗算することで得られた３相
交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*に基づいて、有効電
力成分電流値が所定レベル以上の場合に、３相交流電流
をフィードバック制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を直流に
変換する電力変換装置に関する。
変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】機械の駆動源に使用される各種モータを
可変速運転するインバータの直流電源である電力変換装
置は、交流を直流に変換するときに高調波電流が流れ
る。近年、この高調波電流による進相コンデンサやリア
クトル等の電源設備への悪影響が問題となっており、各
種の高調波電流の抑制機能をもった電力変換装置が実用
化されている。
可変速運転するインバータの直流電源である電力変換装
置は、交流を直流に変換するときに高調波電流が流れ
る。近年、この高調波電流による進相コンデンサやリア
クトル等の電源設備への悪影響が問題となっており、各
種の高調波電流の抑制機能をもった電力変換装置が実用
化されている。
【０００３】第一の従来例を図４を用いて説明する。
【０００４】第一の従来例では、入力される交流電流が
電流検出器６を介して検出され、この検出値に基づい
て、入出力される交流電流が正弦波波形になる様にフィ
ードバック制御する。
電流検出器６を介して検出され、この検出値に基づい
て、入出力される交流電流が正弦波波形になる様にフィ
ードバック制御する。
【０００５】３相交流電源１は電力変換装置Ｃの入力端
子５１に接続される。入力端子５１はチョークコイル７
を介して、トランジスタおよびダイオードによって構成
されるコンバータ４に接続される。コンバータ４で交流
電圧が直流電圧に変換され、出力端子５２から出力され
る。出力された直流電圧は、平滑コンデンサ５によって
平滑され、インバータ回路２の直流電源として接続され
る。インバータ回路２では、再び直流から交流へ変換
し、交流モータ３の可変速度制御が行われる。
子５１に接続される。入力端子５１はチョークコイル７
を介して、トランジスタおよびダイオードによって構成
されるコンバータ４に接続される。コンバータ４で交流
電圧が直流電圧に変換され、出力端子５２から出力され
る。出力された直流電圧は、平滑コンデンサ５によって
平滑され、インバータ回路２の直流電源として接続され
る。インバータ回路２では、再び直流から交流へ変換
し、交流モータ３の可変速度制御が行われる。
【０００６】ここで、図４中の枠の制御回路Ｄの動作を
説明する。
説明する。
【０００７】直流電圧Ｖｄｃの目標電圧としては、電源
電圧に応じて変化するように、アイソレータ８を介して
絶縁され、ピークホールド回路２４によって検出された
電源電圧のピーク値と基準電圧２６とを加算器２８によ
って加算した値が設定される。この目標電圧からは、減
算器２５において直流電圧Ｖｄｃの検出値が引き算さ
れ、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差信号は、誤
差増幅器２７によって増幅され、直流電流指令が作成さ
れる。
電圧に応じて変化するように、アイソレータ８を介して
絶縁され、ピークホールド回路２４によって検出された
電源電圧のピーク値と基準電圧２６とを加算器２８によ
って加算した値が設定される。この目標電圧からは、減
算器２５において直流電圧Ｖｄｃの検出値が引き算さ
れ、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差信号は、誤
差増幅器２７によって増幅され、直流電流指令が作成さ
れる。
【０００８】次に、アイソレータ８を介して絶縁された
３相交流電源電圧を入力として、位相検出器９が電源電
圧位相値を出力する。位相検出方法については、本出願
人らは電源電圧が歪んだ場合にも位相検出可能な電力変
換装置を特願平７−１３３８８１号において提案してお
り、詳細な説明は省略する。
３相交流電源電圧を入力として、位相検出器９が電源電
圧位相値を出力する。位相検出方法については、本出願
人らは電源電圧が歪んだ場合にも位相検出可能な電力変
換装置を特願平７−１３３８８１号において提案してお
り、詳細な説明は省略する。
【０００９】この位相検出値をもとに交流信号発生器１
１では各相電圧と同位相，同周波数の交流信号を指令周
期毎に発生する。この交流信号と直流電流指令を乗算器
１２によって乗算して交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ
*を作成する。
１では各相電圧と同位相，同周波数の交流信号を指令周
期毎に発生する。この交流信号と直流電流指令を乗算器
１２によって乗算して交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ
*を作成する。
【００１０】この交流電流指令は、減算器１５によっ
て、電流検出器６で検出した電流検出値ｉｒ，ｉｓ，ｉ
ｔと引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅されて交
流電圧指令となり、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。
この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力
された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、こ
れによってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制
御信号が作成される。このＰＷＭ制御回路１０の動作は
インバータの制御回路に一般的に用いられるものであ
り、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによっ
て、コンバータ４に流れる電流は、電源電圧と直流電圧
検出値から作られた正弦波の電流指令の通りにフィード
バック制御される。よって、コンバータ４の各相に流れ
る電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは、図７のような正弦波電流と
なる。
て、電流検出器６で検出した電流検出値ｉｒ，ｉｓ，ｉ
ｔと引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅されて交
流電圧指令となり、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。
この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力
された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、こ
れによってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制
御信号が作成される。このＰＷＭ制御回路１０の動作は
インバータの制御回路に一般的に用いられるものであ
り、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによっ
て、コンバータ４に流れる電流は、電源電圧と直流電圧
検出値から作られた正弦波の電流指令の通りにフィード
バック制御される。よって、コンバータ４の各相に流れ
る電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは、図７のような正弦波電流と
なる。
【００１１】しかしながら、高調波のない正弦波状に電
流制御を行うため、常にＰＷＭ制御を行う必要があり、
トランジスタのスイッチング損失による発熱が大きく、
この熱を冷却する高価で大容量の放熱板を必要とし、結
果として電力変換装置の小型化および低価格化が困難と
なっていた。また、正弦波電流にするには直流電圧Ｖｄ
ｃの目標電圧を通常電源電圧のピーク値に対して数十Ｖ
昇圧する必要があり、結果として高価な耐圧の高い素子
を選定する必要があった。さらには、正弦波電流に含ま
れる通常数ｋ〜十数ｋＨｚの高周波のキャリヤ周波数成
分電流により、電源ラインに接続されたコンデンサと電
源インダクタンスとの間で発生する共振電流を誘発する
恐れがあり、共振電流によるコンデンサの破損を防ぐた
めキャリヤ周波数成分電流を吸収するフィルタを必要と
していた。
流制御を行うため、常にＰＷＭ制御を行う必要があり、
トランジスタのスイッチング損失による発熱が大きく、
この熱を冷却する高価で大容量の放熱板を必要とし、結
果として電力変換装置の小型化および低価格化が困難と
なっていた。また、正弦波電流にするには直流電圧Ｖｄ
ｃの目標電圧を通常電源電圧のピーク値に対して数十Ｖ
昇圧する必要があり、結果として高価な耐圧の高い素子
を選定する必要があった。さらには、正弦波電流に含ま
れる通常数ｋ〜十数ｋＨｚの高周波のキャリヤ周波数成
分電流により、電源ラインに接続されたコンデンサと電
源インダクタンスとの間で発生する共振電流を誘発する
恐れがあり、共振電流によるコンデンサの破損を防ぐた
めキャリヤ周波数成分電流を吸収するフィルタを必要と
していた。
【００１２】これらの問題を解決するため、本出願人ら
は特願平１０−２１２７４１号の電力変換装置におい
て、トランジスタの発熱を抑え、高調波電流を抑制しつ
つ、安価で小型の電力変換装置を提案している。
は特願平１０−２１２７４１号の電力変換装置におい
て、トランジスタの発熱を抑え、高調波電流を抑制しつ
つ、安価で小型の電力変換装置を提案している。
【００１３】この特願平１０−２１２７４１号の電力変
換装置を第二の従来例として図５を用いて説明する。な
お、図５は図４に対応させて示した図であり、同一構成
個所は同符号を付けてその説明を省略する。
換装置を第二の従来例として図５を用いて説明する。な
お、図５は図４に対応させて示した図であり、同一構成
個所は同符号を付けてその説明を省略する。
【００１４】以下に電力変換装置Ｅ内の制御回路Ｆの動
作を説明する。
作を説明する。
【００１５】まず、電流検出器６で検出した３相交流電
流は、３相２相変換を行うことにより
流は、３相２相変換を行うことにより
【数１】，
【数２】のような有効電力成分ｉ1dと無効電力成分ｉ1q
に変換し、直流量として扱うことができる。
に変換し、直流量として扱うことができる。
【００１６】
【数１】ｉ1d＝ｉr・sinθ＋ｉs・sin(θ−120°)＋ｉt・s
in(θ＋120°)
in(θ＋120°)
【数２】ｉ1q＝ｉr・cosθ＋ｉs・cos(θ−120°)＋ｉt・c
os(θ＋120°) この３相２相変換を行うため、アイソレータ８を介して
検出された３相交流電源電圧から位相検出器９によって
電源電圧の位相を検出し、この位相値をもとに交流信号
発生器２２では交流信号sinθ，sin(θ−120°)，sin
(θ＋120°)を発生する。この交流信号と電流検出器６
からの電流検出値とから乗算器１３および加算器２１を
用いて積和演算を行い有効電力成分電流ｉ1dを算出す
る。
os(θ＋120°) この３相２相変換を行うため、アイソレータ８を介して
検出された３相交流電源電圧から位相検出器９によって
電源電圧の位相を検出し、この位相値をもとに交流信号
発生器２２では交流信号sinθ，sin(θ−120°)，sin
(θ＋120°)を発生する。この交流信号と電流検出器６
からの電流検出値とから乗算器１３および加算器２１を
用いて積和演算を行い有効電力成分電流ｉ1dを算出す
る。
【００１７】ここで、モータ負荷による電力消費が多く
なった場合、ダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって図６
のような電流が流れ、この電流を３相２相変換して有効
電力成分の電流を算出する。この有効電流には多くのリ
ップル成分があるためフィルタ１９を通して安定化させ
る。そしてこの安定化した有効電流と、通常０．５〜
０．８程度の１以下の係数α２７とを乗算器２０によっ
て乗算し、直流電流指令を作成する。直流電流指令は乗
算器１２によって各相電圧と同位相，同周波数の交流信
号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*
が出力される。
なった場合、ダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって図６
のような電流が流れ、この電流を３相２相変換して有効
電力成分の電流を算出する。この有効電流には多くのリ
ップル成分があるためフィルタ１９を通して安定化させ
る。そしてこの安定化した有効電流と、通常０．５〜
０．８程度の１以下の係数α２７とを乗算器２０によっ
て乗算し、直流電流指令を作成する。直流電流指令は乗
算器１２によって各相電圧と同位相，同周波数の交流信
号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*
が出力される。
【００１８】この交流電流指令からは、減算器１５によ
って電流検出器６で検出した電流検出値が引き算され、
さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令が作成
され、これがＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交
流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された
信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによ
ってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号
が作成される。
って電流検出器６で検出した電流検出値が引き算され、
さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令が作成
され、これがＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交
流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された
信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによ
ってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号
が作成される。
【００１９】交流電流指令とダイオードｄ１〜ｄ６の働
きによって流れるダイオード電流とは図２のような関係
となる。前記係数αは１以下であるので、交流電流指令
の中央付近ではダイオード整流による電流が指令を上回
り、対応する相のコンバータ４のトランジスタはスイッ
チングしない停止状態となる。つまり、図２のＰＷＭ制
御区間部分のみＰＷＭ制御が行われる。ＰＷＭ制御区間
としては、半周期を０〜１８０°で表すとＰＷＭ制御区
間の合計が１２０°から９０°程度、つまり半周期の内
の２／３から１／２となるような電流指令が適正であ
る。部分的なＰＷＭの結果として、他の相電流の影響で
ピーク電流付近が減少し、昇圧することなしに電流歪み
が改善され、高調波成分が大幅に減少した電流となる。
きによって流れるダイオード電流とは図２のような関係
となる。前記係数αは１以下であるので、交流電流指令
の中央付近ではダイオード整流による電流が指令を上回
り、対応する相のコンバータ４のトランジスタはスイッ
チングしない停止状態となる。つまり、図２のＰＷＭ制
御区間部分のみＰＷＭ制御が行われる。ＰＷＭ制御区間
としては、半周期を０〜１８０°で表すとＰＷＭ制御区
間の合計が１２０°から９０°程度、つまり半周期の内
の２／３から１／２となるような電流指令が適正であ
る。部分的なＰＷＭの結果として、他の相電流の影響で
ピーク電流付近が減少し、昇圧することなしに電流歪み
が改善され、高調波成分が大幅に減少した電流となる。
【００２０】基準電圧２３にはＰＷＭ制御回路１０の制
御開始レベルが設定される。制御開始レベルと直流電流
指令とは比較器１７によって比較され、直流電流指令が
制御開始レベルを越えた場合にＰＷＭ制御回路１０の出
力が開始される。これは、電力消費が少ない場合には高
調波電流がもともと少ないこと、さらには、少ない高調
波電流を抑制しようとするとＰＷＭ制御区間が長くなり
トランジスタの発熱の低減効果が少ないことが理由であ
る。このため、電力消費が多くなった場合、つまり高調
波電流が所定のレベル以上の場合に制御を開始する。
御開始レベルが設定される。制御開始レベルと直流電流
指令とは比較器１７によって比較され、直流電流指令が
制御開始レベルを越えた場合にＰＷＭ制御回路１０の出
力が開始される。これは、電力消費が少ない場合には高
調波電流がもともと少ないこと、さらには、少ない高調
波電流を抑制しようとするとＰＷＭ制御区間が長くなり
トランジスタの発熱の低減効果が少ないことが理由であ
る。このため、電力消費が多くなった場合、つまり高調
波電流が所定のレベル以上の場合に制御を開始する。
【００２１】これらの回路の働きによって、コンバータ
４に流れる電流は、高調波電流が所定のレベル以上の場
合にフィードバック制御され、高調波電流を抑制した電
流となる。
４に流れる電流は、高調波電流が所定のレベル以上の場
合にフィードバック制御され、高調波電流を抑制した電
流となる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】上述した第一の従来例
においては、電力消費が多くなった場合、常にＰＷＭ制
御する必要があり、トランジスタのスイッチング損失に
よる発熱が大きく、この熱を冷却する高価で大容量の放
熱板を必要とし、結果として電力変換装置の小型化およ
び低価格化することが困難となっていた。また、正弦波
電流にするには直流電圧Ｖｄｃの目標電圧を通常電源電
圧のピーク値に対して数十Ｖ昇圧する必要があり、結果
として高価な耐圧の高い素子を選定する必要があった。
さらには、正弦波電流に含まれる通常数ｋ〜十数ｋＨｚ
の高周波のキャリヤ周波数成分電流により、電源ライン
に接続されたコンデンサと電源インダクタンスとの間で
共振電流を誘発する恐れがあり、共振電流によるコンデ
ンサの破損を防ぐためキャリヤ周波数成分電流を吸収す
るフィルタを必要としていたことが問題となっている。
においては、電力消費が多くなった場合、常にＰＷＭ制
御する必要があり、トランジスタのスイッチング損失に
よる発熱が大きく、この熱を冷却する高価で大容量の放
熱板を必要とし、結果として電力変換装置の小型化およ
び低価格化することが困難となっていた。また、正弦波
電流にするには直流電圧Ｖｄｃの目標電圧を通常電源電
圧のピーク値に対して数十Ｖ昇圧する必要があり、結果
として高価な耐圧の高い素子を選定する必要があった。
さらには、正弦波電流に含まれる通常数ｋ〜十数ｋＨｚ
の高周波のキャリヤ周波数成分電流により、電源ライン
に接続されたコンデンサと電源インダクタンスとの間で
共振電流を誘発する恐れがあり、共振電流によるコンデ
ンサの破損を防ぐためキャリヤ周波数成分電流を吸収す
るフィルタを必要としていたことが問題となっている。
【００２３】第二の従来例においては、電源環境により
電源インピーダンスが異なるため、電源インピーダンス
によって変わるダイオード整流による電流波形も、電源
環境によって変化することになる。しかし、係数αは電
流波形によって最適値を調整する必要があることから、
結果として電源環境に応じて係数α２７を最適に調整す
るという行為が必要となる。係数α２７の設定によって
は制御不能、もしくはトランジスタの発熱が増加した
り、昇圧してしまうといった問題が生じる。
電源インピーダンスが異なるため、電源インピーダンス
によって変わるダイオード整流による電流波形も、電源
環境によって変化することになる。しかし、係数αは電
流波形によって最適値を調整する必要があることから、
結果として電源環境に応じて係数α２７を最適に調整す
るという行為が必要となる。係数α２７の設定によって
は制御不能、もしくはトランジスタの発熱が増加した
り、昇圧してしまうといった問題が生じる。
【００２４】具体的には、係数α２７の設定を小さく設
定した場合、ＰＷＭ制御区間が少なくなりトランジスタ
の発熱は減少するものの、電流指令の半周期つまり０〜
１８０°の内、ＰＷＭ制御区間が合計で９０°から６０
°程度まで減少すると、電流指令に対して実際に流れる
電流に遅れを生じ、無効電流が増加して制御不能とな
る。
定した場合、ＰＷＭ制御区間が少なくなりトランジスタ
の発熱は減少するものの、電流指令の半周期つまり０〜
１８０°の内、ＰＷＭ制御区間が合計で９０°から６０
°程度まで減少すると、電流指令に対して実際に流れる
電流に遅れを生じ、無効電流が増加して制御不能とな
る。
【００２５】また、係数α２７の設定を大きく設定した
場合、実際に流れる電流は電流指令のとおりに流れるも
のの、トランジスタの発熱の増加、さらには、電流を流
しすぎることにより直流電圧が昇圧してしまうという問
題を生じていた。
場合、実際に流れる電流は電流指令のとおりに流れるも
のの、トランジスタの発熱の増加、さらには、電流を流
しすぎることにより直流電圧が昇圧してしまうという問
題を生じていた。
【００２６】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、先に本出願人らが提案した特願平１０
−２１２７４１の電力変換装置の技術に加えて、どのよ
うな電源環境においても設定変更することなしに安定し
て発熱を抑え、高調波電流を抑制しつつ、安価で小型の
電力変換装置を提供することを目的とする。
れたものであり、先に本出願人らが提案した特願平１０
−２１２７４１の電力変換装置の技術に加えて、どのよ
うな電源環境においても設定変更することなしに安定し
て発熱を抑え、高調波電流を抑制しつつ、安価で小型の
電力変換装置を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置
は、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに
それぞれ逆並列に接続された複数のダイオードによって
構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数
のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３
相交流電圧から直流電圧への変換を行う電力変換装置に
おいて、前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を
出力する手段と、前記コンバータに入力される３相交流
電流を検出して３相交流電流検出値を出力する手段と、
前記電源電圧位相値と前記３相交流電流検出値から３相
２相変換を行い有効電力成分電流値を出力する手段と、
前記３相交流電圧を検出して電源電圧ピーク値を出力す
る手段と、前記電源電圧ピーク値と前記直流電圧との偏
差に応じて可変する係数を出力する手段と、前記有効電
力成分電流値に前記係数を乗算して直流電流指令値を発
生する手段と、前記電源電圧位相値から電源電圧の各相
に同期した交流信号を発生する手段と、前記直流電流指
令値と前記交流信号とを乗算して３相交流電流指令を発
生する手段と、前記有効電力成分電流値が所定レベル以
上の場合に前記３相交流電流検出値と前記３相交流電流
指令との誤差に基づき前記３相交流電流をフィードバッ
ク制御する手段とを備えたものである。
は、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタに
それぞれ逆並列に接続された複数のダイオードによって
構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数
のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３
相交流電圧から直流電圧への変換を行う電力変換装置に
おいて、前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を
出力する手段と、前記コンバータに入力される３相交流
電流を検出して３相交流電流検出値を出力する手段と、
前記電源電圧位相値と前記３相交流電流検出値から３相
２相変換を行い有効電力成分電流値を出力する手段と、
前記３相交流電圧を検出して電源電圧ピーク値を出力す
る手段と、前記電源電圧ピーク値と前記直流電圧との偏
差に応じて可変する係数を出力する手段と、前記有効電
力成分電流値に前記係数を乗算して直流電流指令値を発
生する手段と、前記電源電圧位相値から電源電圧の各相
に同期した交流信号を発生する手段と、前記直流電流指
令値と前記交流信号とを乗算して３相交流電流指令を発
生する手段と、前記有効電力成分電流値が所定レベル以
上の場合に前記３相交流電流検出値と前記３相交流電流
指令との誤差に基づき前記３相交流電流をフィードバッ
ク制御する手段とを備えたものである。
【００２８】
【作用】本発明による電力変換装置においては、３相交
流電流検出値の有効電力成分電流値と係数とを乗算し、
直流電流指令値を発生する。つまり、消費した電力によ
り供給する電流指令が作成され、ＰＷＭ制御する際スイ
ッチングしない期間を発生するよう作用する。また、前
記係数は、電源電圧のピーク値と直流電圧との偏差に応
じて可変される。３相交流電圧の電源電圧位相値から電
源電圧の各相に同期した交流信号を発生する。この交流
信号と直流電流指令値とを乗算することで３相交流電流
指令を得る。
流電流検出値の有効電力成分電流値と係数とを乗算し、
直流電流指令値を発生する。つまり、消費した電力によ
り供給する電流指令が作成され、ＰＷＭ制御する際スイ
ッチングしない期間を発生するよう作用する。また、前
記係数は、電源電圧のピーク値と直流電圧との偏差に応
じて可変される。３相交流電圧の電源電圧位相値から電
源電圧の各相に同期した交流信号を発生する。この交流
信号と直流電流指令値とを乗算することで３相交流電流
指令を得る。
【００２９】有効電力成分電流値が所定レベル以上の場
合、つまり消費電力が多くなって高調波電流が増加した
場合、３相交流電流指令に基づいて３相交流電流をフィ
ードバック制御するよう作用する。
合、つまり消費電力が多くなって高調波電流が増加した
場合、３相交流電流指令に基づいて３相交流電流をフィ
ードバック制御するよう作用する。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図１を参照し説明する。なお、本実施の形態において
前述の図４，図５に示す要素に付した符号と同一符号を
付した要素は同一機能を有し、説明は省略する。
て図１を参照し説明する。なお、本実施の形態において
前述の図４，図５に示す要素に付した符号と同一符号を
付した要素は同一機能を有し、説明は省略する。
【００３１】図１は本発明に係る電力変換装置の一例で
ある。
ある。
【００３２】以下に電力変換装置Ａ内の制御回路Ｂの動
作を説明する。この回路はマイクロプロセッサ等を利用
して実現され、その動作はソフトウエアによって実現さ
れる。
作を説明する。この回路はマイクロプロセッサ等を利用
して実現され、その動作はソフトウエアによって実現さ
れる。
【００３３】３相交流電流は、電流検出器６により検出
され、交流信号発生器２２、乗算器１３、加算器２１、
フィルタ１９の働きによって有効電流が算出される。
され、交流信号発生器２２、乗算器１３、加算器２１、
フィルタ１９の働きによって有効電流が算出される。
【００３４】この有効電流と、倍率算出器１８から出力
される値とが乗算器２０によって乗算され、直流電流指
令が作成される。
される値とが乗算器２０によって乗算され、直流電流指
令が作成される。
【００３５】直流電流指令は乗算器１２によって、交流
信号発生器１１から出力される各相電圧と同位相・同周
波数の交流信号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，
ｉＳ*，ｉＴ*が出力される。
信号発生器１１から出力される各相電圧と同位相・同周
波数の交流信号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，
ｉＳ*，ｉＴ*が出力される。
【００３６】この交流電流指令は、減算器１５によっ
て、電流検出器６で検出した電流検出値と引き算され、
さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令とな
り、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指
令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキ
ャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによってトラ
ンジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成さ
れる。
て、電流検出器６で検出した電流検出値と引き算され、
さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令とな
り、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指
令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキ
ャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによってトラ
ンジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成さ
れる。
【００３７】消費電流が少ない場合は、もともと高調波
電流が少なく、またＰＷＭ制御区間が長くなりトランジ
スタの発熱が増加する傾向にあるため制御は行わない。
このため、基準電圧２３に制御開始レベルが設定され、
比較器１７によって有効電流が制御開始レベルを越えた
場合にＰＷＭ制御回路１０の出力が開始される。これ
は、電力消費が多くなった場合、つまり高調波電流が所
定のレベル以上の場合に制御が開始されることを意味す
る。
電流が少なく、またＰＷＭ制御区間が長くなりトランジ
スタの発熱が増加する傾向にあるため制御は行わない。
このため、基準電圧２３に制御開始レベルが設定され、
比較器１７によって有効電流が制御開始レベルを越えた
場合にＰＷＭ制御回路１０の出力が開始される。これ
は、電力消費が多くなった場合、つまり高調波電流が所
定のレベル以上の場合に制御が開始されることを意味す
る。
【００３８】倍率算出器１８では、ＰＷＭ制御区間の不
足により制御不能となることを防止するため、初期設定
の係数として１程度もしくは１以上のやや高めの数値を
設定する。ここで有効電流が基準電圧２３で設定されて
いる制御開始レベルに達した場合、ＰＷＭ制御が開始さ
れる。倍率算出器１８からは初期設定の値が出力される
ため、消費電流の有効電流以上の電流が流れ、結果とし
て直流電圧Ｖｄｃが上昇する。
足により制御不能となることを防止するため、初期設定
の係数として１程度もしくは１以上のやや高めの数値を
設定する。ここで有効電流が基準電圧２３で設定されて
いる制御開始レベルに達した場合、ＰＷＭ制御が開始さ
れる。倍率算出器１８からは初期設定の値が出力される
ため、消費電流の有効電流以上の電流が流れ、結果とし
て直流電圧Ｖｄｃが上昇する。
【００３９】しかし、ピークホールド回路２４から出力
される電源電圧ピーク値と直流電圧Ｖｄｃとの偏差が減
算器１４によって算出され、その値が倍率算出器１８に
入力される。この電源電圧ピーク値と直流電圧Ｖｄｃと
の偏差によって、倍率算出器１８では出力する値を図３
のように補正する。つまり、直流電圧Ｖｄｃが電源電圧
のピーク値を上回った場合に、係数を下げて直流電圧が
上昇しないように値を小さくする。これによって、直流
電圧が上昇しない臨界点で安定するように、倍率算出器
１８の出力が可変、補正される。
される電源電圧ピーク値と直流電圧Ｖｄｃとの偏差が減
算器１４によって算出され、その値が倍率算出器１８に
入力される。この電源電圧ピーク値と直流電圧Ｖｄｃと
の偏差によって、倍率算出器１８では出力する値を図３
のように補正する。つまり、直流電圧Ｖｄｃが電源電圧
のピーク値を上回った場合に、係数を下げて直流電圧が
上昇しないように値を小さくする。これによって、直流
電圧が上昇しない臨界点で安定するように、倍率算出器
１８の出力が可変、補正される。
【００４０】ダイオード整流による電流は高調波成分を
多く含んでおり、臨界点での電流指令はダイオード整流
電流のピーク値より小さい振幅の適度な電流指令とな
る。このため、正弦波電流制御のような全区間ＰＷＭ制
御とはならず、また、電流指令が小さすぎることにより
ＰＷＭ制御区間が不足して制御不能となることもない。
さらに、電源インピーダンス等の異なる電源環境におい
ても最適な電流指令となるため、係数を調整する行為な
しに安定して制御できる。
多く含んでおり、臨界点での電流指令はダイオード整流
電流のピーク値より小さい振幅の適度な電流指令とな
る。このため、正弦波電流制御のような全区間ＰＷＭ制
御とはならず、また、電流指令が小さすぎることにより
ＰＷＭ制御区間が不足して制御不能となることもない。
さらに、電源インピーダンス等の異なる電源環境におい
ても最適な電流指令となるため、係数を調整する行為な
しに安定して制御できる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、第
一の従来例のようなＰＷＭ制御に比べスイッチング期間
を減らすことができる。つまりトランジスタの発熱を抑
えつつ高調波電流が抑制でき、高周波キャリヤ周波数成
分電流による共振電流の影響も抑制できる。
一の従来例のようなＰＷＭ制御に比べスイッチング期間
を減らすことができる。つまりトランジスタの発熱を抑
えつつ高調波電流が抑制でき、高周波キャリヤ周波数成
分電流による共振電流の影響も抑制できる。
【００４２】つまり、トランジスタの発熱が少ないので
放熱板を安価で小型にでき、共振電流の影響も少ないの
でキャリヤ周波数成分電流用のフィルタを必要としな
い。さらに、昇圧する必要がないので、耐圧の高い高価
な素子を選定する必要がなく、電力変換装置を小型でし
かも安価にできる。
放熱板を安価で小型にでき、共振電流の影響も少ないの
でキャリヤ周波数成分電流用のフィルタを必要としな
い。さらに、昇圧する必要がないので、耐圧の高い高価
な素子を選定する必要がなく、電力変換装置を小型でし
かも安価にできる。
【００４３】また、第二の従来例のように電源環境によ
って設定を変更する必要がなく、また、制御不能化もし
くは昇圧することなく安定して制御することができる。
って設定を変更する必要がなく、また、制御不能化もし
くは昇圧することなく安定して制御することができる。
【図１】 本発明の一実施形態に係る電力変換装置を示
すシステム構成図である。
すシステム構成図である。
【図２】 実施形態における電流と電流指令との関係を
示す図である。
示す図である。
【図３】 実施形態における制御内容を示す図である。
【図４】 第一の従来技術による電力変換装置を示すシ
ステム構成図である。
ステム構成図である。
【図５】 第二の従来技術による電力変換装置を示すシ
ステム構成図である。
ステム構成図である。
【図６】 ダイオード整流電流を示す図である。
【図７】 第一の従来技術による流れる電流を示す図で
ある。
ある。
１ ３相交流電源、２ インバータ回路、３ 交流モー
タ、４ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流検
出器、７ チョークコイル、８ アイソレータ、９ 位
相検出器、１０ ＰＷＭ制御回路、１１，２２ 交流信
号発生器、１２，１３，２０ 乗算器、１４，１５，２
５ 減算器、１６，２７ 誤差増幅器、１７ 比較器、
１８ 倍率算出器、１９ フィルタ、２１，２８ 加算
器、２３，２６ 基準電圧、２４ ピークホールド回
路。
タ、４ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流検
出器、７ チョークコイル、８ アイソレータ、９ 位
相検出器、１０ ＰＷＭ制御回路、１１，２２ 交流信
号発生器、１２，１３，２０ 乗算器、１４，１５，２
５ 減算器、１６，２７ 誤差増幅器、１７ 比較器、
１８ 倍率算出器、１９ フィルタ、２１，２８ 加算
器、２３，２６ 基準電圧、２４ ピークホールド回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 BB05 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CC01 DA02 DA04 DB05 DC02 DC05 5H007 AA02 AA08 BB06 CA01 CC12 DA05 DC02 DC05 EA02
Claims (1)
- 【請求項１】 複数のトランジスタ及びこの複数のトラ
ンジスタにそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオー
ドによって構成され、入力された交流電圧指令に応じて
これら複数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータ
によって３相交流電圧から直流電圧への変換を行う電力
変換装置において、 前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を出力する
手段と、 前記コンバータに入力される３相交流電流を検出して３
相交流電流検出値を出 力する手段と、前記電源電圧位相値と前記３相交流電流
検出値から３相２相変換を行い有効電力成分電流値を出
力する手段と、 前記３相交流電圧を検出して電源電圧ピーク値を出力す
る手段と、 前記電源電圧ピーク値と前記直流電圧との偏差に応じて
可変する係数を出力する手段と、 前記有効電力成分電流値に前記係数を乗算して直流電流
指令値を発生する手段と、 前記電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流
信号を発生する手段と、 前記直流電流指令値と前記交流信号とを乗算して３相交
流電流指令を発生する手段と、 前記有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合に前記
３相交流電流検出値と前記３相交流電流指令との誤差に
基づき前記３相交流電流をフィードバック制御する手段
とを備えた電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001113830A JP3827286B2 (ja) | 2001-04-12 | 2001-04-12 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001113830A JP3827286B2 (ja) | 2001-04-12 | 2001-04-12 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002315355A true JP2002315355A (ja) | 2002-10-25 |
| JP3827286B2 JP3827286B2 (ja) | 2006-09-27 |
Family
ID=18965000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001113830A Expired - Fee Related JP3827286B2 (ja) | 2001-04-12 | 2001-04-12 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3827286B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504800A (ja) * | 2004-06-28 | 2008-02-14 | インターナショナル レクティファイアー コーポレイション | 高周波部分ブースト力率補正制御回路およびその方法 |
| JPWO2008139518A1 (ja) * | 2007-04-27 | 2010-07-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2017163451A1 (ja) * | 2016-03-25 | 2017-09-28 | 東芝キヤリア株式会社 | ヒートポンプ機器 |
| JP2019533419A (ja) * | 2016-10-19 | 2019-11-14 | イマログ インコーポレイテッド | ハイブリッド整流器 |
-
2001
- 2001-04-12 JP JP2001113830A patent/JP3827286B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504800A (ja) * | 2004-06-28 | 2008-02-14 | インターナショナル レクティファイアー コーポレイション | 高周波部分ブースト力率補正制御回路およびその方法 |
| JPWO2008139518A1 (ja) * | 2007-04-27 | 2010-07-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2017163451A1 (ja) * | 2016-03-25 | 2017-09-28 | 東芝キヤリア株式会社 | ヒートポンプ機器 |
| JPWO2017163451A1 (ja) * | 2016-03-25 | 2018-12-06 | 東芝キヤリア株式会社 | ヒートポンプ機器 |
| US10928112B2 (en) | 2016-03-25 | 2021-02-23 | Toshiba Carrier Corporation | Heat pump device |
| JP2019533419A (ja) * | 2016-10-19 | 2019-11-14 | イマログ インコーポレイテッド | ハイブリッド整流器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3827286B2 (ja) | 2006-09-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7359224B2 (en) | Digital implementation of power factor correction | |
| Inazuma et al. | High-power-factor single-phase diode rectifier driven by repetitively controlled IPM motor | |
| KR101594662B1 (ko) | 전력 변환 장치 | |
| JP5288009B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US8385504B2 (en) | DC/AC power inverter control unit of a resonant power converter circuit, in particular a DC/DC converter for use in a high-voltage generator circuitry of a modern computed tomography device or X-ray radiographic system | |
| US11705843B2 (en) | Direct power conversion device | |
| JP2008113514A (ja) | 電源回路、及びこれに用いる制御回路 | |
| US20130181654A1 (en) | Motor drive system employing an active rectifier | |
| JP2008504800A (ja) | 高周波部分ブースト力率補正制御回路およびその方法 | |
| JP6381497B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US20050207192A1 (en) | Vector controller for a polyphase synchronous rectifier, method of vector-controlling a polyphase synchronous rectifier and synchronous rectifier incorporating the same | |
| Nishio et al. | Single-phase to three-phase electrolytic capacitor-less dual inverter-fed IPMSM for suppress torque pulsation | |
| US20200287483A1 (en) | Capacitance reductions | |
| Li et al. | Power-factor compensation for PWM CSR–CSI-fed high-power drive system using flux adjustment | |
| Ohno et al. | Control method of electrolytic capacitorless dual inverter for harmonic compensation under distorted grid voltage | |
| Qiu et al. | High performance current source inverter fed induction motor drive with minimal harmonic distortion | |
| KR101888842B1 (ko) | 모터 제어 장치 및 모터 제어 장치의 제어 방법 | |
| JP3827286B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2001128462A (ja) | インバータ装置の制御方法 | |
| JP2007082317A (ja) | 電力システム | |
| JP3822754B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2001145382A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP3193809B2 (ja) | 三相整流装置 | |
| JP2002315350A (ja) | 並列接続電力変換器の制御装置 | |
| US7233081B2 (en) | Power-supply device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050106 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060619 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060627 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060703 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060703 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090714 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120714 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120714 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150714 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |