JP3193809B2 - 三相整流装置 - Google Patents
三相整流装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は整流装置に関するもの
で、詳しくは三相の交流入力電流波形を正弦波状に整形
し、かつ力率を１になるように制御し、また交流入力と
は絶縁した直流電力を得る三相整流装置に関する。
で、詳しくは三相の交流入力電流波形を正弦波状に整形
し、かつ力率を１になるように制御し、また交流入力と
は絶縁した直流電力を得る三相整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】商用電力系統に負荷側で生じた高調波電
流が流れ、これが交流電圧波形に歪をもたらし需要者側
に設置されている進相コンデンサ，トランス，リアクタ
の焼損を引き起こす等の公害が目立つようになってき
た。これを受けて高調波電流の商用電力系統への流入を
規制しようとする動きが出ている。交流電力を直流電力
に変換するいわゆる整流装置は入力側に高調波電流を発
生する典型的な負荷である。そこでこの整流装置から高
調波電流を発生しないようにする工夫が種々検討されて
いる。高調波電流を生じない、つまり入力電流が正弦波
状に制御され、しかも入力力率を１にするコンバータが
その１つで、一般に高力率コンバータといわれている。
ここで、総合力率は（有効電力）／（皮相電力）で定義
され、高調波成分が大きいほど皮相電力が増加するの
で、力率は低下する。この高力率コンバータの構成例を
図７に示す。この回路は一般的なものであるので動作の
詳細は省略する。出力のコンデンサＣｄの直流電圧は交
流入力電圧のピーク値より高いレベルに昇圧制御され
る。三相ブリッジダイオード整流器の各ダイオードと並
列に半導体スイッチとしてトランジスタを逆並列に接続
してある。各トランジスタには、リアクタＬｕ，Ｌｖ，
Ｌｗに流れる電流の波形が正弦波状になるようにＰＷＭ
制御信号を与える（制御装置は図示されていない）。こ
の装置では半導体スイッチが６組あり、これに対応して
制御信号を得るための制御回路を必要とするので、回路
構成が複雑になり部品点数も多くなる。これは装置の信
頼性低下の要因になるものである。この装置にはまた次
のような欠点がある。すなわち、装置の始動時にコンデ
ンサＣｄを充電するための大きな突入電流がダイオード
を通して流れる。これを抑制するために抑制手段を設け
るが（図示されていない）、これは装置を大きくした
り、複雑にして信頼性を低下させるという結果をまね
く。さらに、トランジスタの制御を止めてもダイオード
を介して整流電流を流すルートが残っているので、直流
出力側の負荷に異常があり、過電流が流れた場合にはこ
れを抑制できない。過電流から整流装置を保護するには
別に付加設備を備えなければならない。これも装置を大
きくしたり、信頼性を低下させる要因になる。
流が流れ、これが交流電圧波形に歪をもたらし需要者側
に設置されている進相コンデンサ，トランス，リアクタ
の焼損を引き起こす等の公害が目立つようになってき
た。これを受けて高調波電流の商用電力系統への流入を
規制しようとする動きが出ている。交流電力を直流電力
に変換するいわゆる整流装置は入力側に高調波電流を発
生する典型的な負荷である。そこでこの整流装置から高
調波電流を発生しないようにする工夫が種々検討されて
いる。高調波電流を生じない、つまり入力電流が正弦波
状に制御され、しかも入力力率を１にするコンバータが
その１つで、一般に高力率コンバータといわれている。
ここで、総合力率は（有効電力）／（皮相電力）で定義
され、高調波成分が大きいほど皮相電力が増加するの
で、力率は低下する。この高力率コンバータの構成例を
図７に示す。この回路は一般的なものであるので動作の
詳細は省略する。出力のコンデンサＣｄの直流電圧は交
流入力電圧のピーク値より高いレベルに昇圧制御され
る。三相ブリッジダイオード整流器の各ダイオードと並
列に半導体スイッチとしてトランジスタを逆並列に接続
してある。各トランジスタには、リアクタＬｕ，Ｌｖ，
Ｌｗに流れる電流の波形が正弦波状になるようにＰＷＭ
制御信号を与える（制御装置は図示されていない）。こ
の装置では半導体スイッチが６組あり、これに対応して
制御信号を得るための制御回路を必要とするので、回路
構成が複雑になり部品点数も多くなる。これは装置の信
頼性低下の要因になるものである。この装置にはまた次
のような欠点がある。すなわち、装置の始動時にコンデ
ンサＣｄを充電するための大きな突入電流がダイオード
を通して流れる。これを抑制するために抑制手段を設け
るが（図示されていない）、これは装置を大きくした
り、複雑にして信頼性を低下させるという結果をまね
く。さらに、トランジスタの制御を止めてもダイオード
を介して整流電流を流すルートが残っているので、直流
出力側の負荷に異常があり、過電流が流れた場合にはこ
れを抑制できない。過電流から整流装置を保護するには
別に付加設備を備えなければならない。これも装置を大
きくしたり、信頼性を低下させる要因になる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の欠点を
改善するために提案されたもので、その目的は、交流入
力と直流出力間を直流的に絶縁し、力率が１に近く、か
つ交流入力電流波形を正弦波とする、簡素な構成をもつ
三相整流装置を提供することにある。
改善するために提案されたもので、その目的は、交流入
力と直流出力間を直流的に絶縁し、力率が１に近く、か
つ交流入力電流波形を正弦波とする、簡素な構成をもつ
三相整流装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は、１次側に三相入力が与えられ、２次側に
各相に対応した３個の単相電圧を出力する三相絶縁トラ
ンスまたは３組の単相絶縁トランスと、それぞれの２次
巻線に接続されたダイオード整流回路と、前記ダイオー
ド整流回路の交流入力側または直流出力側のいずれか一
方、あるいは両方に前記ダイオード整流回路と並列に接
続されたコンデンサと、前記ダイオード整流回路に直列
に接続された高周波スイッチング回路と、前記それぞれ
のスイッチング回路の出力側に並列に接続されたダイオ
ードと、前記ダイオードを直列に接続し、この直列に接
続したダイオードと負荷との間に挿入された平滑フィル
タ回路と、前記高周波スイッチング回路をＰＷＭ制御す
る制御装置とを具備し、この制御装置は、直流出力電圧
と基準電圧との誤差を増幅する第１の誤差増幅器と、交
流入力電圧に第１の誤差増幅器の出力を乗算する乗算器
と、交流入力電流と乗算器の出力との誤差を増幅する第
２の誤差増幅器と、第２の誤差増幅器の出力と三角波発
生器の出力とを比較するコンパレータと、コンパレータ
出力からＰＷＭを生成するアンド回路を備えており、３
組の高周波スイッチング回路を同期させてスイッチング
動作させることを特徴とする三相整流装置を発明の要旨
とするものである。
め、本発明は、１次側に三相入力が与えられ、２次側に
各相に対応した３個の単相電圧を出力する三相絶縁トラ
ンスまたは３組の単相絶縁トランスと、それぞれの２次
巻線に接続されたダイオード整流回路と、前記ダイオー
ド整流回路の交流入力側または直流出力側のいずれか一
方、あるいは両方に前記ダイオード整流回路と並列に接
続されたコンデンサと、前記ダイオード整流回路に直列
に接続された高周波スイッチング回路と、前記それぞれ
のスイッチング回路の出力側に並列に接続されたダイオ
ードと、前記ダイオードを直列に接続し、この直列に接
続したダイオードと負荷との間に挿入された平滑フィル
タ回路と、前記高周波スイッチング回路をＰＷＭ制御す
る制御装置とを具備し、この制御装置は、直流出力電圧
と基準電圧との誤差を増幅する第１の誤差増幅器と、交
流入力電圧に第１の誤差増幅器の出力を乗算する乗算器
と、交流入力電流と乗算器の出力との誤差を増幅する第
２の誤差増幅器と、第２の誤差増幅器の出力と三角波発
生器の出力とを比較するコンパレータと、コンパレータ
出力からＰＷＭを生成するアンド回路を備えており、３
組の高周波スイッチング回路を同期させてスイッチング
動作させることを特徴とする三相整流装置を発明の要旨
とするものである。
【０００５】
【作用】本発明によれば、三相交流を整流してえられた
直流出力電圧と平滑回路との間に高周波スイッチング回
路を挿入し、このスイッチング回路を構成する半導体ス
イッチを正弦波ＰＷＭ制御するように構成されているた
め、交流入力電流波形を正弦波とし、力率が１に近い三
相整流装置をうることができる。
直流出力電圧と平滑回路との間に高周波スイッチング回
路を挿入し、このスイッチング回路を構成する半導体ス
イッチを正弦波ＰＷＭ制御するように構成されているた
め、交流入力電流波形を正弦波とし、力率が１に近い三
相整流装置をうることができる。
【０００６】次に本発明の原理について説明する。本発
明では各相の電流の波形が１８０°通電の方形波になる
ような条件をつくり、さらにこの方形波電流を正弦波状
に整形するようにＰＷＭ制御し、これによって得たＰＷ
Ｍ電流からコンデンサで高周波リップル分を除いて正弦
波状入力電流とする。図１は本発明の原理を説明するた
めの図で、単相交流回路で１８０°通電角の方形波電流
を発生する方法を示したものである。図１（ａ）は単相
ダイオード整流回路の構成図である。図１（ｂ）は各部
の電圧，電流の波形を示す。図１（ａ）でｅｓ，ｉａは
それぞれ商用交流電源の電圧と電流である。Ｒecはダイ
オード整流回路で、Ｌｄ，Ｃｄはそれぞれリアクタとコ
ンデンサである。破線部は平滑フィルタを構成してい
る。ｅｄおよびｉｆはリアクタＬｄの入力電圧および電
流である。図１（ｂ）において、リアクタＬｄのインダ
クタンスを十分に大きくすればフィルタの電流ｉｆはリ
ップルのない直流電流となり、従って交流入力電流ｉａ
は１８０°通電角の方形波状となる（実線で示した電流
波形）。リアクタＬｄの大きさを十分に大きくしないと
電流ｉｓおよびｉｆが脈動して交流入力電流ｉａが方形
波からくずれてしまう（破線で示した電流波形）。図１
（ａ）でリアクタＬｄとして大きな値を必要とするの
は、平滑すべき電圧ｅｄ（図１ｂ）の波形が正弦波の半
波になっており、交流入力の２倍周波数をはじめ偶数調
波の低周波数成分を多量に含んでいるためである。
明では各相の電流の波形が１８０°通電の方形波になる
ような条件をつくり、さらにこの方形波電流を正弦波状
に整形するようにＰＷＭ制御し、これによって得たＰＷ
Ｍ電流からコンデンサで高周波リップル分を除いて正弦
波状入力電流とする。図１は本発明の原理を説明するた
めの図で、単相交流回路で１８０°通電角の方形波電流
を発生する方法を示したものである。図１（ａ）は単相
ダイオード整流回路の構成図である。図１（ｂ）は各部
の電圧，電流の波形を示す。図１（ａ）でｅｓ，ｉａは
それぞれ商用交流電源の電圧と電流である。Ｒecはダイ
オード整流回路で、Ｌｄ，Ｃｄはそれぞれリアクタとコ
ンデンサである。破線部は平滑フィルタを構成してい
る。ｅｄおよびｉｆはリアクタＬｄの入力電圧および電
流である。図１（ｂ）において、リアクタＬｄのインダ
クタンスを十分に大きくすればフィルタの電流ｉｆはリ
ップルのない直流電流となり、従って交流入力電流ｉａ
は１８０°通電角の方形波状となる（実線で示した電流
波形）。リアクタＬｄの大きさを十分に大きくしないと
電流ｉｓおよびｉｆが脈動して交流入力電流ｉａが方形
波からくずれてしまう（破線で示した電流波形）。図１
（ａ）でリアクタＬｄとして大きな値を必要とするの
は、平滑すべき電圧ｅｄ（図１ｂ）の波形が正弦波の半
波になっており、交流入力の２倍周波数をはじめ偶数調
波の低周波数成分を多量に含んでいるためである。
【０００７】図２は三相交流電圧、すなわち、順次１２
０°の位相差をもつ３組の交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを
それぞれ単相ダイオード整流回路Ｒecu ，Ｒecv ，Ｒec
w で整流してから加算した回路でリップル電圧に含まれ
る高調波は６倍調波以上と高くし、しかも成分の少ない
整流電圧ｅｄを得る（図２ｂ）。平滑すべき電圧ｅｄに
リップルが少ないので直流電流ｉｆをほぼ一定に保つた
めのリアクタＬｄは容量が小さくてもよいことになる。
従って、リアクタＬｄは小さくて軽い部品となる。各整
流回路Ｒecを流れる電流ｉｆは共通であり、従って１８
０°通電（半サイクルの全期間通電）の方形波状で振幅
の等しい交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが得られる。
０°の位相差をもつ３組の交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを
それぞれ単相ダイオード整流回路Ｒecu ，Ｒecv ，Ｒec
w で整流してから加算した回路でリップル電圧に含まれ
る高調波は６倍調波以上と高くし、しかも成分の少ない
整流電圧ｅｄを得る（図２ｂ）。平滑すべき電圧ｅｄに
リップルが少ないので直流電流ｉｆをほぼ一定に保つた
めのリアクタＬｄは容量が小さくてもよいことになる。
従って、リアクタＬｄは小さくて軽い部品となる。各整
流回路Ｒecを流れる電流ｉｆは共通であり、従って１８
０°通電（半サイクルの全期間通電）の方形波状で振幅
の等しい交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが得られる。
【０００８】１８０°通電角の方形波状電流を正弦波状
に整形する方法を次に示す。図３に単相整流装置の入力
電流を正弦波状に整形する方法の原理を示す。図１と比
較して異なるのはダイオード整流回路ＲecとリアクタＬ
ｄとの間に電流をオン−オフ制御する半導体スイッチＱ
ｃを備えた高周波スイッチング回路および半導体スイッ
チＱｃがオフしているときリアクタＬｄの電流をバイパ
スさせるダイオードＤｃを設けた点である。リアクタＬ
ｄが十分に大きいと電流ｉｆは連続であり、一定とな
る。半導体スイッチＱｃには、これをオンさせている期
間に電流ｉｆと同じレベルの電流ｉadが流れる（図３
ｂ）。半導体スイッチＱｃがオフしている期間には電流
ｉｆはダイオードＤｃにバイパスして流れる。この期間
には電流ｉadはゼロになる。電流ｉadとダイオードＤｃ
に流れる電流の和はリアクタＬｄに流れる電流ｉｆに等
しく一定である。交流入力電圧と同相正弦波状波形にな
るように半導体スイッチＱｃをＰＷＭ（パルス幅変調）
制御すると、電流ｉadは正弦波ＰＷＭ電流パルス列ｉap
となる。コンデンサＣａで高調波成分を減衰させると基
本波成分、すなわち正弦波状の交流電流ｉａが流れる。
交流電圧ｅｓと電流ｉａの位相を合わせるようにＰＷＭ
制御すると力率は１になる。コンデンサＣａはパルス列
電流ｉapに含まれる高調波成分をバイパスさせる機能、
すなわち、ハイパス・フィルタの機能を持ち、従って、
交流電源ｅｓ側には高調波を含まない基本周波数の電流
が流れる。コンデンサＣａに代わってダイオード整流回
路Ｒecの直流側に破線で示したコンデンサＣadを挿入し
ても同等の効果が得られる。この場合、整流コンデンサ
Ｃadには電流ｉadに含まれる高調波電流がバイパスして
流れ、整流回路Ｒecには高調波成分が除かれた連続した
電流が流れる。従って、ダイオード整流回路Ｒecにはコ
ンデンサＣａを使った場合のようなパルス状の断続電流
は流れないので整流ダイオードの電流断続にともなう損
失の発生やノイズの発生が少なくなるという利点があ
る。図３におけるリアクタＬｄは図１の原理と同じく電
流ｉｆを一定に保つために大きな容量が必要であり、従
って大きくて重い部品となる。
に整形する方法を次に示す。図３に単相整流装置の入力
電流を正弦波状に整形する方法の原理を示す。図１と比
較して異なるのはダイオード整流回路ＲecとリアクタＬ
ｄとの間に電流をオン−オフ制御する半導体スイッチＱ
ｃを備えた高周波スイッチング回路および半導体スイッ
チＱｃがオフしているときリアクタＬｄの電流をバイパ
スさせるダイオードＤｃを設けた点である。リアクタＬ
ｄが十分に大きいと電流ｉｆは連続であり、一定とな
る。半導体スイッチＱｃには、これをオンさせている期
間に電流ｉｆと同じレベルの電流ｉadが流れる（図３
ｂ）。半導体スイッチＱｃがオフしている期間には電流
ｉｆはダイオードＤｃにバイパスして流れる。この期間
には電流ｉadはゼロになる。電流ｉadとダイオードＤｃ
に流れる電流の和はリアクタＬｄに流れる電流ｉｆに等
しく一定である。交流入力電圧と同相正弦波状波形にな
るように半導体スイッチＱｃをＰＷＭ（パルス幅変調）
制御すると、電流ｉadは正弦波ＰＷＭ電流パルス列ｉap
となる。コンデンサＣａで高調波成分を減衰させると基
本波成分、すなわち正弦波状の交流電流ｉａが流れる。
交流電圧ｅｓと電流ｉａの位相を合わせるようにＰＷＭ
制御すると力率は１になる。コンデンサＣａはパルス列
電流ｉapに含まれる高調波成分をバイパスさせる機能、
すなわち、ハイパス・フィルタの機能を持ち、従って、
交流電源ｅｓ側には高調波を含まない基本周波数の電流
が流れる。コンデンサＣａに代わってダイオード整流回
路Ｒecの直流側に破線で示したコンデンサＣadを挿入し
ても同等の効果が得られる。この場合、整流コンデンサ
Ｃadには電流ｉadに含まれる高調波電流がバイパスして
流れ、整流回路Ｒecには高調波成分が除かれた連続した
電流が流れる。従って、ダイオード整流回路Ｒecにはコ
ンデンサＣａを使った場合のようなパルス状の断続電流
は流れないので整流ダイオードの電流断続にともなう損
失の発生やノイズの発生が少なくなるという利点があ
る。図３におけるリアクタＬｄは図１の原理と同じく電
流ｉｆを一定に保つために大きな容量が必要であり、従
って大きくて重い部品となる。
【０００９】
【実施例】次に本発明の実施例について説明する。図４
は本発明の三相整流装置の第１の実施例である。ただし
半導体スイッチの制御装置は省略されている。図２の小
さいリアクタＬｄで、１８０°通電角の方形波電流をつ
くる条件と、図３の正弦波ＰＷＭスイッチングの条件と
を組み合わせて三相の交流入力電流波形を正弦波にす
る。図３（ａ）の破線ＡＢの左側の回路を３組使って直
列接続し加算した直流出力電圧を１組の平滑フィルタ系
（図３ａの破線ＡＢの右側）に加える。３組の交流電源
としては順次１２０°の位相差を持って動作する正弦波
交流電源（それぞれ電圧をｅｕ，ｅｖ，ｅｗとする）を
使う。図３に準じて高周波スイッチング回路の半導体ス
イッチＱcu，Ｑcv，Ｑcwをそれぞれオン−オフ動作をさ
せて正弦波ＰＷＭ制御すると正弦波ＰＷＭパルス列の交
流電流ｉapu ，ｉapv ，ｉapw が得られる。コンデンサ
Ｃau，Ｃav，Ｃawでそれぞれ含まれる高調波成分をバイ
パスさせると正弦波状の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをう
る。この場合も図３と同じように交流側のコンデンサＣ
au，Ｃav，Ｃawをそれぞれ破線で示した直流側のコンデ
ンサＣdu，Ｃdv，Ｃdwで代行しても同等の効果が得られ
る。回路動作は図３の原理図と同じである。入力電源と
して三相交流電源ｅｐを使う。３組の絶縁した相電圧を
得るため交流入力側に絶縁トランスＴを設けるが、三相
トランスＴに代わって３組の単相トランスを使ってもよ
い。また電圧は相電圧を使った例を示してあるが線間電
圧を使っても同等の効果が得られることは言うまでもな
い。高周波スイッチング回路の半導体スイッチＱcu，Ｑ
cv，Ｑcwをオン，オフして入力電流を制御しているの
で、例えば、装置の始動時におけるコンデンサＣｄを充
電するための突入電流や、負荷ＲＬの系統の異常などで
発生した過電流も、この半導体スイッチの制御によって
過大に増加するのを抑制できる。半導体スイッチにはバ
イポーラ・トランジスタ（以下、単にトランジスタとい
う）をもって例示したが、他の半導体スイッチ，例えば
パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipol
ar Transistor ）も使えることは言うまでもない。
は本発明の三相整流装置の第１の実施例である。ただし
半導体スイッチの制御装置は省略されている。図２の小
さいリアクタＬｄで、１８０°通電角の方形波電流をつ
くる条件と、図３の正弦波ＰＷＭスイッチングの条件と
を組み合わせて三相の交流入力電流波形を正弦波にす
る。図３（ａ）の破線ＡＢの左側の回路を３組使って直
列接続し加算した直流出力電圧を１組の平滑フィルタ系
（図３ａの破線ＡＢの右側）に加える。３組の交流電源
としては順次１２０°の位相差を持って動作する正弦波
交流電源（それぞれ電圧をｅｕ，ｅｖ，ｅｗとする）を
使う。図３に準じて高周波スイッチング回路の半導体ス
イッチＱcu，Ｑcv，Ｑcwをそれぞれオン−オフ動作をさ
せて正弦波ＰＷＭ制御すると正弦波ＰＷＭパルス列の交
流電流ｉapu ，ｉapv ，ｉapw が得られる。コンデンサ
Ｃau，Ｃav，Ｃawでそれぞれ含まれる高調波成分をバイ
パスさせると正弦波状の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをう
る。この場合も図３と同じように交流側のコンデンサＣ
au，Ｃav，Ｃawをそれぞれ破線で示した直流側のコンデ
ンサＣdu，Ｃdv，Ｃdwで代行しても同等の効果が得られ
る。回路動作は図３の原理図と同じである。入力電源と
して三相交流電源ｅｐを使う。３組の絶縁した相電圧を
得るため交流入力側に絶縁トランスＴを設けるが、三相
トランスＴに代わって３組の単相トランスを使ってもよ
い。また電圧は相電圧を使った例を示してあるが線間電
圧を使っても同等の効果が得られることは言うまでもな
い。高周波スイッチング回路の半導体スイッチＱcu，Ｑ
cv，Ｑcwをオン，オフして入力電流を制御しているの
で、例えば、装置の始動時におけるコンデンサＣｄを充
電するための突入電流や、負荷ＲＬの系統の異常などで
発生した過電流も、この半導体スイッチの制御によって
過大に増加するのを抑制できる。半導体スイッチにはバ
イポーラ・トランジスタ（以下、単にトランジスタとい
う）をもって例示したが、他の半導体スイッチ，例えば
パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipol
ar Transistor ）も使えることは言うまでもない。
【００１０】図５に本発明の第２の実施例を示す。ただ
し半導体スイッチの制御装置は省略されている。図４の
実施例と異なる点は、交流入力の整流部である。図４の
実施例ではトランスＴの２次巻線の出力電圧をダイオー
ドのフルブリッジ整流回路に与えているので各相とも同
時に２個のダイオードに電流が流れる。従って、ダイオ
ード２個分の電圧ドロップ（２ボルト強）は避けられな
い。これに対して、図５の実施例ではトランスＴの２次
巻線を各相とも２巻線とし、この出力電圧を整流する、
いわゆるセンタータップ整流回路を構成している。通電
時には各相とも１個のダイオードが通電することになる
ので電圧ドロップが１／２に減る。従って整流装置の出
力電圧が低い場合には図５の実施例の方が効率が高くな
るという効果がある。他の回路動作等は図４の実施例と
同様である。
し半導体スイッチの制御装置は省略されている。図４の
実施例と異なる点は、交流入力の整流部である。図４の
実施例ではトランスＴの２次巻線の出力電圧をダイオー
ドのフルブリッジ整流回路に与えているので各相とも同
時に２個のダイオードに電流が流れる。従って、ダイオ
ード２個分の電圧ドロップ（２ボルト強）は避けられな
い。これに対して、図５の実施例ではトランスＴの２次
巻線を各相とも２巻線とし、この出力電圧を整流する、
いわゆるセンタータップ整流回路を構成している。通電
時には各相とも１個のダイオードが通電することになる
ので電圧ドロップが１／２に減る。従って整流装置の出
力電圧が低い場合には図５の実施例の方が効率が高くな
るという効果がある。他の回路動作等は図４の実施例と
同様である。
【００１１】図６に本発明の三相整流装置で使う制御装
置の例を示す。制御装置を必要とする半導体スイッチは
各単相整流回路毎に設けられているので三相整流装置で
は３組の制御装置が必要となる。３組とも同様の構成を
とるので１組分を示す。図６（ａ）において、第１の誤
差増幅器Ｄに直流の基準電圧Ｅref と定電圧に制御すべ
き三相整流装置の直流出力電圧Ｖｄを入力する。一方、
三相整流装置の交流入力電圧をセンシング用トランスで
絶縁して取り出しこれをｅｓとする。この信号ｅｓを、
交流入力電流波形を正弦波状にするためのパターン信号
として使う。乗算器Ｘで正弦波信号ｅｓに第１の誤差増
幅器Ｄの出力を掛けて振幅を調整した正弦波信号Ｓｅを
得る。このＳｅを整流装置の入力電流を正弦波化するた
めの基準信号として使う。第２の誤差増幅器Ａに信号Ｓ
ｅと交流入力電流ｉａ（図３ａ）を入力し両信号の誤差
補正信号ＳＩを得る。三角波発生器Ｔｒは高周波の三角
波信号ＳＴを発生する。信号ＳＩとＳＴをコンパレータ
Ｃに入力し、信号ＳＴがＳＩよりレベルが高い期間に信
号Ｓｃを出力する。図６（ｂ）は交流入力電流の半サイ
クルの内の一部の動作波形を示したものである。信号Ｓ
ｃと電圧Ｈをアンド回路ＡＮＤＯに入力し、電圧Ｈがハ
イレベルの時に出力Ｓｃを得る。このＳｃをアンプＡＭ
Ｐで必要に応じて信号を絶縁したり増幅してトランジス
タＱｃ（図３ａ）に与える。電圧Ｈとしては常時はハイ
レベルを与えておき、信号Ｓｃに相似の信号Ｓｃを得る
が、別途、過電流センサで入力電流が過電流になったこ
とを検出すると電圧Ｈにローレベルを与える。ローレベ
ルの入力がある期間はアンド回路ＡＮＤＯの出力Ｓｃは
ゼロレベルになる。これによってトランジスタＱｃはオ
フとなる。このアンド回路ＡＮＤＯによる割り込み処理
によって入力電流が大きな過電流になることを抑制す
る。この制御装置を３組使って図４の制御装置に適用す
る。交流入力電圧ｅｓから得た信号電圧ｅｓを基準にし
て交流入力電流波形を制御するので電流は交流入力電圧
ｅｓと同相となる。従って入力の力率は１となる。ま
た、電流波形は正弦波状となる。
置の例を示す。制御装置を必要とする半導体スイッチは
各単相整流回路毎に設けられているので三相整流装置で
は３組の制御装置が必要となる。３組とも同様の構成を
とるので１組分を示す。図６（ａ）において、第１の誤
差増幅器Ｄに直流の基準電圧Ｅref と定電圧に制御すべ
き三相整流装置の直流出力電圧Ｖｄを入力する。一方、
三相整流装置の交流入力電圧をセンシング用トランスで
絶縁して取り出しこれをｅｓとする。この信号ｅｓを、
交流入力電流波形を正弦波状にするためのパターン信号
として使う。乗算器Ｘで正弦波信号ｅｓに第１の誤差増
幅器Ｄの出力を掛けて振幅を調整した正弦波信号Ｓｅを
得る。このＳｅを整流装置の入力電流を正弦波化するた
めの基準信号として使う。第２の誤差増幅器Ａに信号Ｓ
ｅと交流入力電流ｉａ（図３ａ）を入力し両信号の誤差
補正信号ＳＩを得る。三角波発生器Ｔｒは高周波の三角
波信号ＳＴを発生する。信号ＳＩとＳＴをコンパレータ
Ｃに入力し、信号ＳＴがＳＩよりレベルが高い期間に信
号Ｓｃを出力する。図６（ｂ）は交流入力電流の半サイ
クルの内の一部の動作波形を示したものである。信号Ｓ
ｃと電圧Ｈをアンド回路ＡＮＤＯに入力し、電圧Ｈがハ
イレベルの時に出力Ｓｃを得る。このＳｃをアンプＡＭ
Ｐで必要に応じて信号を絶縁したり増幅してトランジス
タＱｃ（図３ａ）に与える。電圧Ｈとしては常時はハイ
レベルを与えておき、信号Ｓｃに相似の信号Ｓｃを得る
が、別途、過電流センサで入力電流が過電流になったこ
とを検出すると電圧Ｈにローレベルを与える。ローレベ
ルの入力がある期間はアンド回路ＡＮＤＯの出力Ｓｃは
ゼロレベルになる。これによってトランジスタＱｃはオ
フとなる。このアンド回路ＡＮＤＯによる割り込み処理
によって入力電流が大きな過電流になることを抑制す
る。この制御装置を３組使って図４の制御装置に適用す
る。交流入力電圧ｅｓから得た信号電圧ｅｓを基準にし
て交流入力電流波形を制御するので電流は交流入力電圧
ｅｓと同相となる。従って入力の力率は１となる。ま
た、電流波形は正弦波状となる。
【００１２】以上述べた制御装置は三相のうちの１相分
の制御装置であるが、１組の三角波発生器Ｔｒを各相用
の制御装置に共通して使うと各相のトランジスタを同期
してオン，オフのスイッチングをさせることが出来る。
同期させるとリップルを減らす効果をもつので、フィル
タのリアクタ、コンデンサの定数を小さくても十分フィ
ルタ効果が上げられる。整流装置の入力力率を１に制御
する例を説明したが、入力力率を変えることもできる。
たとえば交流入力電圧ｅｓを一旦、微分回路を通して位
相を進ませてから乗算器Ｘに入力させると、この位相の
進んだ信号に追従して入力電流ｉａが流れることから結
果として入力力率を進ませることになる。これは通常、
力率改善を目的として設けられる進相コンデンサの役割
と同じであり、整流装置の入力力率を進ませることによ
って進相コンデンサの代替にすることができる。
の制御装置であるが、１組の三角波発生器Ｔｒを各相用
の制御装置に共通して使うと各相のトランジスタを同期
してオン，オフのスイッチングをさせることが出来る。
同期させるとリップルを減らす効果をもつので、フィル
タのリアクタ、コンデンサの定数を小さくても十分フィ
ルタ効果が上げられる。整流装置の入力力率を１に制御
する例を説明したが、入力力率を変えることもできる。
たとえば交流入力電圧ｅｓを一旦、微分回路を通して位
相を進ませてから乗算器Ｘに入力させると、この位相の
進んだ信号に追従して入力電流ｉａが流れることから結
果として入力力率を進ませることになる。これは通常、
力率改善を目的として設けられる進相コンデンサの役割
と同じであり、整流装置の入力力率を進ませることによ
って進相コンデンサの代替にすることができる。
【００１３】
【発明の効果】本発明によれば、三相交流を整流してえ
られた直流出力電圧と平滑回路との間に高周波スイッチ
ング回路を挿入し、このスイッチング回路を構成する半
導体スイッチを正弦波ＰＷＭ制御するように構成されて
いるため、平滑用リアクタＬｄが小容量ですむことか
ら、交流入力電流波形を正弦波状とし、力率が１に近
い、入出力間を絶縁した直流電圧を出力する小形の三相
整流装置を得ることが出来る。半導体スイッチの数が少
ないので制御装置が簡素になり、従って信頼性が向上す
る。装置の始動時に平滑コンデンサを充電する電流は高
周波スイッチング回路によって過大にならないように制
御できるので、従来例のように特別な突入電流抑制の手
段を設けなくてよい。このために装置が簡素になり、こ
の点でも装置の小形化、信頼性の向上に寄与する。同様
に負荷側の異常時に過電流が生じても過大にならないよ
うに抑制できるので装置の簡素化、またその結果として
の装置の小形化、信頼性の向上が期待できる。また、入
力力率を変えることによって進相コンデンサの役割を持
たすこともできる。各単相の高周波スイッチング回路を
同期させて運転させることによって、平滑フィルタを小
さくし、装置の小形化、コスト低下に寄与させられる。
られた直流出力電圧と平滑回路との間に高周波スイッチ
ング回路を挿入し、このスイッチング回路を構成する半
導体スイッチを正弦波ＰＷＭ制御するように構成されて
いるため、平滑用リアクタＬｄが小容量ですむことか
ら、交流入力電流波形を正弦波状とし、力率が１に近
い、入出力間を絶縁した直流電圧を出力する小形の三相
整流装置を得ることが出来る。半導体スイッチの数が少
ないので制御装置が簡素になり、従って信頼性が向上す
る。装置の始動時に平滑コンデンサを充電する電流は高
周波スイッチング回路によって過大にならないように制
御できるので、従来例のように特別な突入電流抑制の手
段を設けなくてよい。このために装置が簡素になり、こ
の点でも装置の小形化、信頼性の向上に寄与する。同様
に負荷側の異常時に過電流が生じても過大にならないよ
うに抑制できるので装置の簡素化、またその結果として
の装置の小形化、信頼性の向上が期待できる。また、入
力力率を変えることによって進相コンデンサの役割を持
たすこともできる。各単相の高周波スイッチング回路を
同期させて運転させることによって、平滑フィルタを小
さくし、装置の小形化、コスト低下に寄与させられる。
【図１】本発明の整流装置の原理を説明する図面であ
る。（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
る。（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
【図２】本発明の三相整流装置を示すもので、（ａ）は
回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
【図３】単相整流装置の入力電流を正弦波状に整形する
方法を示すもので、（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の
波形を示す。
方法を示すもので、（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の
波形を示す。
【図４】本発明の三相整流装置の第１の実施例を示し、
（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
（ａ）は回路構成、（ｂ）は各部の波形を示す。
【図５】本発明の第２の実施例を示す。
【図６】制御装置を示し、（ａ）はブロック図、（ｂ）
は動作波形を示す。
は動作波形を示す。
【図７】高力率コンバータの従来例を示す。
Ｃａ コンデンサ Ｃau コンデンサ Ｃav コンデンサ Ｃaw コンデンサ Ｃｄ コンデンサ Ｌｄ リアクタ Ｄｃ ダイオード Ｑｃ 半導体スイッチ Ｑcu 半導体スイッチ Ｑcv 半導体スイッチ Ｑcw 半導体スイッチ Ｒec ダイオード整流回路 Ｒecu ダイオード整流回路 Ｒecv ダイオード整流回路 Ｒecw ダイオード整流回路 Ｔ 絶縁トランス Ｄ 第１の誤差増幅器 Ｘ 乗算器 Ａ 第２の誤差増幅器
Claims (1)
- 【請求項１】 １次側に三相入力が与えられ、２次側に
各相に対応した３個の単相電圧を出力する三相絶縁トラ
ンスまたは３組の単相絶縁トランスと、 それぞれの２
次巻線に接続されたダイオード整流回路と、 前記ダイオード整流回路の交流入力側または直流出力側
のいずれか一方、あるいは両方に前記ダイオード整流回
路と並列に接続されたコンデンサと、 前記ダイオード整流回路に直列に接続された高周波スイ
ッチング回路と、 前記それぞれのスイッチング回路の出力側に並列に接続
されたダイオードと、 前記ダイオードを直列に接続し、この直列に接続したダ
イオードと負荷との間に挿入された平滑フィルタ回路
と、 前記高周波スイッチング回路をＰＷＭ制御する制御装置
とを具備し、 この制御装置は、直流出力電圧と基準電圧との誤差を増
幅する第１の誤差増幅器と、 交流入力電圧に第１の誤差増幅器の出力を乗算する乗算
器と、 交流入力電流と乗算器の出力との誤差を増幅する第２の
誤差増幅器と、 第２の誤差増幅器の出力と三角波発生器の出力とを比較
するコンパレータと、 コンパレータ出力からＰＷＭを生成するアンド回路を備
えており、 ３組の高周波スイッチング回路を同期させてスイッチン
グ動作させることを特徴とする三相整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20853093A JP3193809B2 (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 三相整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20853093A JP3193809B2 (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 三相整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746846A JPH0746846A (ja) | 1995-02-14 |
| JP3193809B2 true JP3193809B2 (ja) | 2001-07-30 |
Family
ID=16557717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20853093A Expired - Fee Related JP3193809B2 (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 三相整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3193809B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005278270A (ja) * | 2004-03-24 | 2005-10-06 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 整流装置 |
| CN101834538A (zh) * | 2010-05-21 | 2010-09-15 | 浙江大学 | 一种分布式发电的多输入整流电路 |
| BR112015004833A8 (pt) | 2012-09-05 | 2017-12-26 | Abb Technology Ag | Retificador intercalado de 12 pulsos |
| JP6919058B2 (ja) * | 2018-03-09 | 2021-08-11 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-07-30 JP JP20853093A patent/JP3193809B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0746846A (ja) | 1995-02-14 |
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