KR20170007328A - 전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치 - Google Patents

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Abstract

직류 전원(5)으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 각 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 각각 변환하는 각 상의 변환 장치(100)와, 이들을 제어하는 제어부(3)를 구비한 전력 변환 장치로서, 각 변환 장치(100)는, 절연 트랜스(12)를 포함하는 DC/DC 컨버터(10) 및 콘덴서(14)를 가지며, 제어부(3)가 DC/DC 컨버터(10)를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부(1)와, 제1 변환부(1)보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터(21)를 가지며, 제어부(3)가 풀 브릿지 인버터(21)를 제어함으로써, 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부(2)를 구비한다.

Description

전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치{POWER CONVERSION DEVICE AND THREE-PHASE AC POWER SUPPLY DEVICE}
본 발명은 직류 전력으로부터 3상(相) 교류 전력을 생성하는 3상 교류 전원 장치 및 이를 위해 이용되는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 DC/DC 컨버터에 의해 승압하고, 또한, 인버터로 교류 전압으로 변환하여 출력하는 전력 변환 장치는, 자립 전원이나 UPS(Uninterruptible Power Supply: 무정전 전원 장치) 등에 많이 이용되고 있다. 이러한 전력 변환 장치 내에서, DC/DC 컨버터는 항상 스위칭 동작을 행하며, 또한, 인버터도 항상 스위칭 동작을 행하고 있다.
한편, 3상 인버터를 이용함으로써, 직류 전원의 전압을 3상 교류 전압으로 변환할 수도 있다[예컨대, 특허문헌 1(도 7) 참조].
도 25는 직류 전원으로부터 3상 교류 부하에 전력 공급하는 경우에 이용되는 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다. 도면에서, 전력 변환 장치(200)는, 직류 전원(201)으로부터 받은 직류 전력에 기초하여 교류 전력을 생성하여, 3상 교류 부하(220)에 전력을 공급한다.
전력 변환 장치(200)는, 콘덴서(202)와, 예컨대 3조의 승압 회로(203)와, DC 버스(204)의 전압을 평활화하는 평활 회로(205)와, 3상 인버터 회로(207)와, 3조의 AC 리액터(208∼210) 및 콘덴서(211∼213)를 구비하고 있다. 평활 회로(205)는, 내전압 성능 확보를 위해 2직렬, 용량 확보를 위해 6병렬로, 콘덴서(206)를 접속하여 이루어지는 것이다. 이 평활 회로 전체로서의 용량은, 예컨대 수 mF이다.
승압 회로(203)는, 스위칭에 의해 고주파화한 전압을, 절연 트랜스(203t)에 의해 승압하고, 그 후 정류한다. 또한, 3조의 승압 회로(203)는, 공통의 DC 버스(204)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 3조의 승압 회로(203)의 출력은, 대용량의 평활 회로(205)에 의해 평활화되어, DC 버스(204)의 전압이 된다. 이 전압을 3상 인버터 회로(207)로 스위칭함으로써, 고주파 성분을 포함한 3상 교류 전압이 생성된다. 고주파 성분은 AC 리액터(208∼210) 및 콘덴서(211∼213)에 의해 제거되고, 3상 교류 부하(220)에 제공 가능한 3상 교류 전압(전력)이 얻어진다. 또한, 3상 교류 부하(220)의 선간 전압은 400 V로 한다.
여기서, DC 버스(204)의 전압으로서는, 교류 400 V의 파고값 이상이 필요하며, 400×(21/ 2)로 약 566 V이지만, 약간의 여유를 두고, 600 V로 한다. DC 버스(204)의 전압이 600 V인 경우, 3상 인버터 회로(207)에서의 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 부유 인덕턴스와 스위칭 소자의 용량에 의한 공진에 의해 600 V를 크게 넘는 전압이 스위칭 소자에 인가된다. 그 때문에, 스위칭 소자의 절연 파괴를 확실하게 방지하기 위해서는 예컨대, DC 버스의 전압의 2배인 1200 V의 내전압 성능이 필요로 된다. 또한, 평활 회로(205)에도 1200 V의 내전압 성능이 필요하며, 도 25의 구성에서는 각 콘덴서에 600 V의 내전압 성능이 필요로 된다.
특허문헌 1: 일본 특허 제5260092호 공보
상기와 같은 종래의 전력 변환 장치에서는, 변환 효율의 추가적인 개선이 요구된다. 변환 효율을 개선하기 위해서는, 스위칭 손실을 저감하는 것이 효과적이다. 일반적으로, DC 버스의 전압이 높을수록, 스위칭 손실 등이 커진다. 따라서, DC 버스의 전압을 어떻게 내릴지가 과제가 된다. 또한, 전압을 내리는 것 이외에도 스위칭 손실 이외의 전력 손실을 저감하고자 한다.
이러한 과제를 감안하여, 본 발명은 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류 전압으로 변환하는 3상 교류 전원 장치 및 이를 위해 이용되는 전력 변환 장치에서, 변환에 따른 전력 손실을 저감하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류 전압으로 변환하는 전력 변환 장치로서, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 제1 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제1 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제2 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제3 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제3 상변환 장치와, 상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,
상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치의 각각은, 절연 트랜스를 포함하는 DC/DC 컨버터 및 평활용의 콘덴서를 가지며, 상기 제어부가 상기 DC/DC 컨버터를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부와, 상기 제1 변환부보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터를 가지며, 상기 제어부가 상기 풀 브릿지 인버터를 제어함으로써, 상기 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 상기 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부를 구비하고 있다.
또한, 본 발명은, 3상 교류 전원 장치로서, 직류 전원과, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 제1 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제1 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제2 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제3 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제3 상변환 장치와, 상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,
상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치의 각각은, 절연 트랜스를 포함하는 DC/DC 컨버터 및 평활용의 콘덴서를 가지며, 상기 제어부가 상기 DC/DC 컨버터를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부와, 상기 제1 변환부보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터를 가지며, 상기 제어부가 상기 풀 브릿지 인버터를 제어함으로써, 상기 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 상기 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부를 구비하고 있다.
본 발명의 전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치에 따르면, 변환에 따른 전력 손실을 저감할 수 있다.
도 1은 제1 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치를 나타내는 회로도이다.
도 2는 도 1에서의 1상분의 변환 장치의 내부 회로를, 보다 상세하게 나타내는 도면이다.
도 3은 풀 브릿지 회로에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다.
도 4는 게이트 구동 펄스를 만드는 방법의 일례를 나타내는 도면이다.
도 5는 제1 변환부에서의 출력 파형의 지령값을 만드는 방법을 나타내는 그래프이다.
도 6은 제1 변환부의 출력 파형의 지령값(이상값)의 4주기분 및 실제로 출력되는 출력 파형의 4주기분이다.
도 7은 제2 변환부의 풀 브릿지 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 게이트 구동 펄스이다.
도 8은 출력되는 교류 전압(VAC)을 나타내는 그래프로서, (a)는 목표 전압(이상값)이고, (b)는 실제로 전압 센서가 검지하는 교류 전압(VAC)이다.
도 9의 (a)는 전력 변환 장치로부터 출력되는 U, V, W의 상전압을 나타내는 파형도이고, 또한, (b)는 3상 교류 부하에 인가되는 U-V, V-W, W-U의 선간 전압을 나타내는 파형도이다.
도 10은 풀 브릿지 회로에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다.
도 11은 제1 변환부에서의 출력 파형의 지령값을 만드는 방법의 다른 예를 나타내는 그래프이며, 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다.
도 12의 (a)는 제1 변환부의 출력 파형의 지령값(이상값)의 4주기분이고, (b)는 실제로 출력되는 출력 파형의 4주기분이다.
도 13은 출력되는 교류 전압(VAC)을 나타내는 그래프로서, (a)는 목표 전압(이상값)이고, (b)는 실제로 전압 센서가 검지하는 교류 전압(VAC)이다.
도 14의 (a)는 전력 변환 장치로부터 출력되는 U, V, W의 상전압을 나타내는 파형도이고, 또한, (b)는 3상 교류 부하에 인가되는 U-V, V-W, W-U의 선간 전압을 나타내는 파형도이다.
도 15는 제2 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치를 나타내는 회로도이다.
도 16은 도 15에서의 1상분의 변환 장치의 내부 회로를, 보다 상세하게 나타내는 도면이다.
도 17은 풀 브릿지 회로에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다.
도 18의 (a)는 도 17의 게이트 구동 펄스에 의해 얻고자 하는 제1 변환부의 출력 파형의 지령값(이상값)이고, (b)는 실제로 콘덴서의 양단부에 나타나는 맥류 파형의 전압이다.
도 19의 (a)는 도 18의 (b)와 동일한 도면으로서, 제로 크로스 근방의 목표 전압의 파형을 점선으로 덧쓴 도면이다. 또한, (b), (c)는 제2 변환부의 풀 브릿지 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 게이트 구동 펄스이다.
도 20은 제2 변환부로부터, AC 리액터 및 콘덴서에 의한 필터 회로를 통해 출력되는 교류 전압(VAC)을 나타내는 그래프이다.
도 21은 풀 브릿지 회로에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다.
도 22의 (a)는 도 17의 게이트 구동 펄스에 의해 얻고자 하는 제1 변환부의 출력 파형의 지령값(이상값)의 다른 예이고, (b)는 실제로 콘덴서의 양단부에 나타나는 맥류 파형의 전압이다.
도 23은 제2 변환부로부터, AC 리액터 및 콘덴서에 의한 필터 회로를 통해 출력되는 교류 전압(VAC)을 나타내는 그래프이다.
도 24는 제3 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치 및 전력 변환 장치에서의, 1상분의 변환 장치의 회로도이다.
도 25는 직류 전원으로부터 3상 교류 부하에 전력 공급하는 경우에 이용되는, 종래의 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다.
[실시형태의 요지]
본 발명의 실시형태의 요지로서는, 적어도 이하의 것이 포함된다.
(1) 이것은, 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류 전압으로 변환하는 전력 변환 장치로서, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 제1 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제1 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제2 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제3 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제3 상변환 장치와, 상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,
상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치의 각각은, 절연 트랜스를 포함하는 DC/DC 컨버터 및 평활용의 콘덴서를 가지며, 상기 제어부가 상기 DC/DC 컨버터를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부와, 상기 제1 변환부보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터를 가지며, 상기 제어부가 상기 풀 브릿지 인버터를 제어함으로써, 상기 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 상기 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부를 구비하고 있다.
상기 (1)의 전력 변환 장치에서는, 변환 장치(제1 상, 제2 상, 제3 상)가 상마다 마련되어, 상전압을 출력하기 때문에, 3상 교류에서의 선간 전압의 1/(31/2)이 변환 장치의 출력하여야 하는 전압(VAC)(실효값)이 된다. DC 버스의 전압(VB)은, 전압(VAC)의 파고값이면 충분하며, VB=(21/2)·VAC가 된다. 이 결과, 선간 전압을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스의 전압이 저감된다. 또한, 3차 고조파의 중첩에 의한 파고값의 저감 효과에 의해, 더욱 DC 버스의 전압이 저감된다.
DC 버스의 전압 저감에 의해, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 저하한다. 또한, 장치 내에 리액터가 있는 경우라도, 그 철손이 작아진다. 또한, DC 버스에 접속되는 스위칭 소자 및 평활용의 콘덴서는, 내전압 성능이 낮은 것이어도 사용할 수 있게 된다. 스위칭 소자는 내전압 성능이 낮은 쪽이, 온 저항이 낮기 때문에, 도통 손실을 저감할 수 있다.
한편, 상기와 같은 전력 변환 장치에서, 제1 변환부의 하드웨어 구성은 DC/DC 컨버터이지만, 직류 전압을, 단순한 직류 전압으로 변환하는 것은 아니고, 교류 파형의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환한다. 따라서, 교류 파형의 기초가 되는 파형은 제1 변환부에 의해 생성된다. 그리고, 제2 변환부는, 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 교류 파형의 목표 전압으로 변환한다. 이 경우의, 제2 변환부의 풀 브릿지 인버터는, 종래의 인버터 동작에 비해서 스위칭 횟수가 격감하고, 또한, 스위칭을 행할 때의 전압이 낮다. 따라서, 제2 변환부의 스위칭 손실이 대폭 저감된다. 또한, 제2 변환부에 리액터가 마련되는 경우여도, 그 철손이 작아진다. 또한, 제1 변환부의 콘덴서는, 고주파의 전압 변동만 평활화하고, 저주파의 맥류 파형은 평활화하지 않는다. 따라서, 저용량의 콘덴서를 사용할 수 있다.
(2) 또한, (1)의 전력 변환 장치에서, 상기 제1 변환부는, 상기 직류 전압을, 연속한 상기 맥류 파형의 전압으로 변환하도록 하여도 좋다.
이 경우, 교류 파형의 기초가 되는 (1/2) 주기의 파형은 전부 제1 변환부에 의해 생성되고, 제2 변환부는 출력하는 교류 파형의 주파수의 2배의 주파수로 극성 반전만을 행한다. 즉, 제2 변환부는, 고주파의 스위칭을 수반하는 인버터 동작을 행하지 않는다. 그 때문에, 제2 변환부의 출력측에 AC 리액터는 불필요해져, AC 리액터에 의한 손실을 배제할 수 있다.
(3) 또한, (1)의 전력 변환 장치에서, 상기 제1 변환부가 출력하는 전압이, 상기 맥류 파형의 파고값에 대하여 미리 정해진 비율 이하가 되는 기간 내에 있을 때, 상기 제어부는, 상기 풀 브릿지 인버터를, 고주파로 인버터 동작시킴으로써, 상기 기간 내의 상기 교류 파형의 전압을 생성하도록 하여도 좋다.
맥류 파형의 파고값에 대하여 미리 정해진 비율 이하가 되는 기간 내란, 목표 전압의 제로 크로스 근방을 의미하고 있다. 즉 이 경우, 목표 전압의 제로 크로스 근방에서는 제2 변환부가 교류 파형의 생성에 기여하고, 그 이외에는 제1 변환부가 교류 파형의 생성에 기여한다. 제1 변환부에 의해서만 맥류 파형의 전역을 생성하고자 하면, 제로 크로스 근방에서 파형의 변형 왜곡이 생기는 경우가 있지만, 제2 변환부의 인버터 동작을 국부적으로 활용함으로써, 이러한 파형의 왜곡을 방지하고, 보다 매끄러운 교류 파형의 출력을 얻을 수 있다. 제2 변환부를 인버터 동작시키는 기간은 짧기 때문에, 종래의 인버터 동작에 비해서 손실이 적다. AC 리액터에 의한 손실도 적어진다.
(4) 또한, (3)에서의 미리 정해진 비율이란, 18％∼35％인 것이 바람직하다.
이 경우, 제로 크로스 근방에서의 파형의 왜곡을 방지하고, 또한, 손실 저감의 효과도 충분히 확보할 수 있다. 예컨대, 「미리 정해진 비율」을 18％ 미만으로 하면, 제로 크로스 근방에서의 약간의 왜곡이 남을 가능성이 있다. 35％보다 크게 하면, 제2 변환부(2)에서의 고주파의 인버터 동작 기간이 길어지기 때문에, 그 만큼, 손실 저감의 효과가 줄어든다.
(5) 또한, (1)∼(4) 중 어느 하나의 전력 변환 장치에서, 상기 콘덴서는, 상기 제1 변환부에서의 스위칭에 의한 고주파의 전압 변동을 평활화하지만, 상기 맥류 파형은 평활화하지 않을 정도의 용량을 갖는 것이 바람직하다.
이 경우, 스위칭에 따른 고주파의 전압 변동은 제거하면서, 원하는 맥류 파형을 얻을 수 있다.
(6) 한편, 3상 교류 전원 장치로서는, 직류 전원과, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 제1 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제1 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제2 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 상변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제3 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제3 상변환 장치와, 상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,
상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치의 각각은, 절연 트랜스를 포함하는 DC/DC 컨버터 및 평활용의 콘덴서를 가지며, 상기 제어부가 상기 DC/DC 컨버터를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부와, 상기 제1 변환부보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터를 가지며, 상기 제어부가 상기 풀 브릿지 인버터를 제어함으로써, 상기 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 상기 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부를 구비하고 있다.
이 경우도, (1)의 전력 변환 장치와 동일한 작용 효과를 가져온다.
[실시형태의 상세]
이하, 발명의 실시형태에 대해서, 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
《3상 교류 전원 장치/전력 변환 장치의 제1 실시형태》
(3상 회로도)
도 1은 제1 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치(500)를 나타내는 회로도이다. 3상 교류 전원 장치(500)는, 전력 변환 장치(100P)와, 예컨대 축전지로 이루어지는 직류 전원(5)을 구비하며, 3상 교류 부하(6)에 접속된다.
전력 변환 장치(100P)는, 3상 교류의 각 상에 대응하여 마련된 3조의 변환 장치(제1 변환 장치, 제2 변환 장치, 제3변환 장치)(100)에 의해 구성되어 있다. 변환 장치(100)는, 직류 전원(5)으로부터 입력되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여, 3상 교류 부하(6)에 공급한다. 또한, 3조의 변환 장치(100)는, 각각 단독으로는, 3상 교류의 중성점(N)에 대한 상전압으로 교류 전력을 공급하고, 3조 전체에서는, 각 상부하(6p)[제1 상(u), 제2 상(v), 제3 상(w)]에, 선간 전압으로 교류 전력을 공급한다.
3상 교류 부하(6)의 선간 전압을 400 V라고 하면, 상전압은 약 231 V(400 V/(31/2))이다. 이 상전압을 출력하는 각 변환 장치(100)에는, DC 버스(LB)의 전압으로서, 약 327 V((400 V/(31/2)×(21/2))이 필요로 된다. 이것은, 3상 교류 부하(6)에 대한 선간 전압(400 V)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스(LB)의 전압이 저감(566 V에서 327 V로)되는 것을 의미한다. 따라서, 스위칭 소자 외의 전자 디바이스의 내전압 성능은, 1200 V도 필요하지 않게 되어, 600 V 정도로 충분하다.
(단상 회로도)
도 2는 도 1에서의 1상분의 변환 장치(100)의 내부 회로를, 보다 상세하게 나타내는 도면이다.
이 변환 장치(100)는, 입력되는 직류 전압(VDC)을, 교류 파형의 목표 전압인 교류 전압(VAC)으로 변환하여 출력한다. 또한, 변환 장치(100)는, 교류로부터 직류로의 변환도 가능하지만, 여기서는, 주로 직류로부터 교류로의 변환에 주목하여 설명한다(제2 실시형태 및 제3 실시형태에서도 동일함).
도 2에서, 변환 장치(100)는, 제1 변환부(1)와, 제2 변환부(2)와, 제어부(3)를 주요한 구성 요소로 하여, 구성되어 있다. 제1 변환부(1)에는, 직류 전압(VDC)이, 평활용의 콘덴서(4)를 통해 입력된다. 직류 전압(VDC)은, 전압 센서(5s)에 의해 검지되고, 검지한 전압의 정보는, 제어부(3)에 보내진다. 제2 변환부(2)의 출력 전압인 교류 전압(VAC)은, 전압 센서(6s)에 의해 검지되고, 검지한 전압의 정보는, 제어부(3)에 보내진다.
상기 제1 변환부(1)는, DC/DC 컨버터(10) 및 평활용의 콘덴서(14)를 구비하고 있다.
DC/DC 컨버터(10)는, 입력측으로부터 순서대로, 4개의 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3, Q4)에 의해 구성되는 풀 브릿지 회로(11)와, 절연 트랜스(12)와, 4개의 스위칭 소자(Q5, Q6, Q7, Q8)에 의해 구성되는 정류 회로(13)를 구비하고, 이들은 도시와 같이 접속되어 있다.
제2 변환부(2)는, 4개의 스위칭 소자(Q9, Q10, Q11, Q12)에 의해 구성되는 풀 브릿지 인버터(21)와, 콘덴서(22)를 구비하고 있다. 제2 변환부(2)의 출력은, 원하는 교류 파형의 교류 전압(VAC)이 된다.
상기 스위칭 소자(Q1∼Q12)는, 제어부(3)에 의해 제어된다. 스위칭 소자(Q1∼Q12)로서는, 예컨대 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)나 FET(Field Effect Transistor)를 이용할 수 있다.
전술한 바와 같이, 3상 교류 부하(6)에 대하는 선간 전압(400 V)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스(LB)의 전압이 저감되기 때문에, 변환 장치(100) 내의 스위칭 소자(Q5∼Q12)의 스위칭 손실이 저하한다. 또한, 절연 트랜스(12)의 철손도 저하한다.
또한, DC 버스(LB)에 접속되는 스위칭 소자(Q5∼Q12) 및 평활용의 콘덴서(14)는, 내전압 성능이 낮은 것이어도 사용할 수 있게 된다. 스위칭 소자는 내전압 성능이 낮은 쪽이, 온 저항이 낮기 때문에, 도통 손실을 저감할 수 있다.
(변환 장치의 동작)
(파형의 제1 예)
다음에, 상기 변환 장치(100)의 동작에 대해서 설명한다. 먼저, 제어부(3)는, 제1 변환부(1)의 풀 브릿지 회로(11)[스위칭 소자(Q1∼Q4)]를, PWM 제어한다.
도 3은 풀 브릿지 회로(11)에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다. 도면 중, 이점 쇄선으로 나타내는 파형이, 목표 전압인 교류 전압(VAC)이다. 단, 후술하지만, 이 파형은 통상의 정현파가 아니다. 게이트 구동 펄스의 주파수는, 교류 전압(VAC)의 주파수(50 ㎐ 또는 60 ㎐)에 비해서 현격히 고주파(예컨대 20 ㎑)이기 때문에, 개개의 펄스는 묘사할 수 없지만, 교류 파형의 절대값의 피크에서 펄스폭이 가장 넓어지고, 절대값이 0에 근접할수록 좁아진다.
도 4는 게이트 구동 펄스의 만드는 방법의 일례를 나타내는 도면이다. 상단은, 고주파의 반송파와, 참조파로서의 교류 파형의 정현파의 절대값을 나타내는 도면이다. 또한, 횡축의 시간은, 매우 짧은 시간을 확대하고 있기 때문에, 참조파는 직선형으로 보이고 있지만, 예컨대 0∼π/2를 향하여 상승하고 있는 바이다. 반송파는 2조(굵은 선과, 가는 선) 겹쳐 표시하고 있고, 시간적으로 서로 반주기 어긋난 2개의 사다리꼴형 파형으로 이루어진다. 즉, 비스듬하게 상승하여 레벨 1을 잠시 유지하고, 그 후 0으로 급락하는 것이 하나의 사다리꼴 파형의 1 사이클이며, 이러한 파형이 연속적으로 출현하고, 또한, 2조의 파형은 반주기 어긋나 있다.
상기와 같은 반송파와 참조파를 비교하여, 정현파의 절대값 쪽이 큰 구간에 대응한 펄스를 출현시키면, 하단에 나타내는 PWM 제어된 게이트 구동 펄스가 얻어진다. 또한, 게이트 구동 펄스는, 스위칭 소자(Q1, Q4)를 온으로 하는 펄스와, 스위칭 소자(Q2, Q3)를 온으로 하는 펄스가 교대로 출력된다. 이에 의해, 절연 트랜스(12)의 1차 권선에 정전압과 부전압이 교대로, 또한, 균등하게 부여된다. 또한, 참조파(정현파)의 제로 크로스 근방은, 펄스폭이 생기기 어렵기 때문에, 도 3에 나타낸 바와 같이, 제로 크로스 근방은 게이트 구동 펄스가 출력되지 않는 것과 동일한 상태가 된다.
상기와 같은 게이트 구동 펄스로 구동된 풀 브릿지 회로(11)의 출력은 절연 트랜스(12)에 의해 미리 정해진 권수비로 변압된 후, 정류 회로(13)에 의해 정류되며, 콘덴서(14)에 의해 평활화된다. 평활은 고주파의 스위칭의 흔적을 지우는 정도로는 작용하지만, 상용 주파수 정도의 저주파를 평활화할 수는 없다. 즉, 그와 같은 결과가 되도록, 콘덴서(14)의 용량은, 적정값으로 선정되어 있다. 용량이 적정값보다 현격히 크면, 상용 주파수 정도의 저주파까지 평활화되어, 파형의 형상이 완만해져 버린다. 적정값을 선택함으로써, 스위칭에 따른 고주파의 전압 변동은 제거하면서, 원하는 맥류 파형을 얻을 수 있다.
또한, 정류 회로(13)는, 제어부(3)로부터 게이트 구동 펄스를 부여하지 않아도[스위칭 소자(Q5∼Q8)가 전부 오프여도], 소자 내장의 다이오드에 의해 정류를 행할 수 있지만, 게이트 구동 펄스를 부여하면 동기 정류를 행할 수 있다. 즉, 다이오드 정류를 하는 경우에 다이오드에 전류가 흐르는 타이밍에, 제어부(3)로부터 스위칭 소자(Q5∼Q8)에 게이트 구동 펄스를 부여한다. 그렇게 하면 동기 정류 방식으로 되어, 전류는 반도체 소자 쪽을 흐르기 때문에, 정류 회로(13) 전체의 전력 손실을 저감할 수 있다.
도 5는 제1 변환부(1)에서의 출력 파형의 지령값을 만드는 방법을 나타내는 그래프이다. 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다. 지령값의 파형은, (a)에 나타내는 파고값 327 V에서 상용 주파수(50 ㎐, 0.02초/1주기)의 정현파를 기본파로 하면, 이것에, 그 3배의 주파수를 갖는 3차 고조파를 중첩시켜 얻어진다. 3차 고조파의 진폭은, 예컨대, 기본파의 진폭의 10％이다. 2개의 파형을 겹치면, (b)에 나타내는 것과 같은 3차 고조파를 포함하는 교류 파형이 얻어진다. 이 교류 파형은, 그 파형이기 때문에, 피크값(파고값)이 (a)의 기본파보다 내려가, 327×(31/2)/2=283[V]가 된다. 그리고, (b)의 파형의 절대값인 (c)의 파형이, 제1 변환부(1)에서의 출력 파형의 지령값이 된다.
도 6의 (a)는 이와 같이 하여 설정한 제1 변환부(1)의 출력 파형의 지령값(이상값)의 4주기분이다. 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다. 즉, 이것은, 교류 전압(VAC)의 교류 파형을 전파 정류한 맥류 파형에 근사하고 있지만, 3차 고조파를 포함하고 있기 때문에, 파고값은 327 V에서 283 V로 저하하고 있다.
또한, 도 6의 (b)는 실제로 콘덴서(14)의 양단부에 나타나는 맥류 파형의 전압이다. (a)와의 비교에 의해 분명한 바와 같이, 거의, 지령값대로의 맥류 파형이 얻어진다.
도 7은 제2 변환부(2)의 풀 브릿지 인버터를 구성하는 스위칭 소자(Q9∼Q12)의 게이트 구동 펄스이다. (a)는 스위칭 소자(Q9, Q12)에 대한 게이트 구동 펄스이고, (b)는 스위칭 소자(Q10, Q11)에 대한 게이트 구동 펄스이다. 도시와 같이, 교대로 1/0이 됨으로써, 도 6의 맥류 파형은, 맥류 1주기마다 극성 반전한다.
도 8은 이와 같이 하여 출력되는 교류 전압(VAC)의 1주기분을 나타내는 그래프로서, (a)는 목표 전압(이상값)이고, (b)는 실제로 전압 센서(6s)가 검지하는 교류 전압(VAC)이다. 제로 크로스 부근에 약간의 왜곡은 있지만, 거의 목표대로의 교류 파형이 얻어지고 있다.
(정리)
이상과 같이, 상기 변환 장치(100)에 따르면, 제1 변환부(1)의 하드웨어 구성은 DC/DC 컨버터이지만, 직류 전압을, 단순한 직류 전압으로 변환하는 것은 아니고, 3차 고조파를 포함하는 교류 파형의 절대값에 상당하는 맥류 파형으로 변환한다. 따라서, 교류 파형의 기초가 되는 파형은 제1 변환부(1)에 의해 생성된다. 그리고, 제2 변환부(2)는, 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 교류 파형의 목표 전압으로 변환한다.
이와 같이 하여 상전압을 출력하면, 3상 교류 부하(6)에 대한 선간 전압(400 V)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스(LB)의 전압이 저감되고, 또한 3차 고조파의 중첩에 의한 파고값의 저감 효과도 있기 때문에, 변환 장치(100) 내의 스위칭 소자(Q5∼Q12)의 스위칭 손실이 저하한다. 또한, 절연 트랜스(12)의 철손도 저하한다.
또한, 제2 변환부(2)의 풀 브릿지 인버터는, 종래의 인버터 동작에 비해서 스위칭 횟수가 격감한다. 즉, 예컨대 20 ㎑ 정도의 고주파로부터, 100 ㎐(예컨대 50 ㎐의 교류 1주기당에 2회)로 격감(1/200)한다. 또한, 제2 변환부(2)가 스위칭을 행하는 것은, 제로 크로스의 타이밍이기 때문에, 스위칭을 할 때의 전압이 매우 낮다(이상적으로는 0 V). 따라서, 제2 변환부(2)의 스위칭 손실이 대폭 저감된다. 또한, 제2 변환부(2)는, 고주파의 스위칭을 수반하는 인버터 동작을 행하지 않기 때문에, 제2 변환부(2)의 출력측에 AC 리액터는 불필요해져, AC 리액터에 의한 전력의 손실을 배제할 수 있다.
이상과 같은 전력 손실의 저감에 의해, 변환 장치(100)의 변환 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 제1 변환부(1)의 콘덴서(14)는, 고주파의 전압 변동만 평활화하면 좋고, 저주파의 맥류 파형은 평활화하지 않는다. 따라서, 저용량(예컨대 10 μF나 22 μF)의 콘덴서를 사용할 수 있다.
(3상 파형)
도 9의 (a)는 전력 변환 장치(100P)로부터 출력되는 U, V, W의 상전압을 나타내는 파형도이고, 또한, (b)는 3상 교류 부하에 인가되는 U-V, V-W, W-U의 선간 전압을 나타내는 파형도이다.
제어부(3)는, 각 상의 변환 장치(제1 변환 장치, 제2 변환 장치, 제3 변환 장치)(100)를, 이들이 출력하는 교류 파형의 위상이 서로 (2/3)π 어긋나도록 제어한다. 상전압에 3차 고조파가 포함되어 있어도, 선간 전압에서는 3차 고조파가 없어져, 통상의 정현파의 상전압의 경우와 마찬가지로, 위상이 서로 (2/3)π 어긋난 파고값 566 V(=400×(21/2)=283×2)의 3상의 선간 전압이 얻어진다.
이에 의해, 전력 변환 장치(100P)는, 3상 교류 전압을 3상 교류 부하(6)에 대하여 인가하여, 교류 전력을 공급할 수 있다.
(파형의 제2 예)
도 10은 풀 브릿지 회로(11)에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다. 도면 중, 이점 쇄선으로 나타내는 파형이, 목표 전압인 교류 전압(VAC)이다. 단, 이 파형은 통상의 정현파가 아니다. 게이트 구동 펄스의 주파수는, 교류 전압(VAC)의 주파수(50 ㎐ 또는 60 ㎐)에 비해서 현격히 고주파(예컨대 20 ㎑)이기 때문에, 개개의 펄스는 묘사할 수 없지만, 교류 파형의 절대값의 피크에서 펄스폭이 가장 넓어지고, 절대값이 0에 근접할수록 좁아진다.
도 11은 제1 변환부(1)에서의 출력 파형의 지령값을 만드는 방법의 다른 예를 나타내는 그래프이다. 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다. 지령값의 파형은, (a)에 나타내는 파고값 327 V에서 상용 주파수(50 ㎐, 0.02초/1주기)의 정현파를 기본파로 하면, 이것에, 그 3배의 주파수를 갖는 3차 고조파를 중첩시켜 얻어진다. 3차 고조파의 진폭은, 예컨대, 기본파의 진폭의 20％이다. 2개의 파형을 겹치면, (b)에 나타내는 것과 같은 3차 고조파를 포함하는 교류 파형이 얻어진다. 이 교류 파형은, 그 파형이기 때문에, 피크값(파고값)이 (a)의 기본파보다 내려가, 327×(31/2)/2=283[V]가 된다. 그리고, (b)의 파형의 절대값인 (c)의 파형이, 제1 변환부(1)에서의 출력 파형의 지령값이 된다.
도 12의 (a)는 이와 같이 하여 설정한 제1 변환부(1)의 출력 파형의 지령값(이상값)의 4주기분이다. 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다. 즉, 이것은, 교류 전압(VAC)의 교류 파형을 전파 정류한 맥류 파형에 근사하고 있지만, 3차 고조파를 포함하고 있기 때문에, 파고값은 327 V에서 283 V로 저하하고 있다.
또한, 도 12의 (b)는 실제로 콘덴서(14)의 양단부에 나타나는 맥류 파형의 전압이다. (a)와의 비교에 의해 분명한 바와 같이, 거의, 지령값대로의 맥류 파형이 얻어진다.
제2 변환부(2)의 풀 브릿지 인버터(21)를 구성하는 스위칭 소자(Q9∼Q12)는, 제1 예와 마찬가지로, 도 7에 나타낸 바와 같은 게이트 구동 펄스에 의해 구동된다. 그 결과, 도 12의 맥류 파형은, 맥류 1주기마다 극성 반전한다.
도 13은 이와 같이 하여 출력되는 교류 전압(VAC)의 1주기분을 나타내는 그래프로서, (a)는 목표 전압(이상값)이고, (b)는 실제로 전압 센서(6s)가 검지하는 교류 전압(VAC)이다. 제로 크로스 부근에 약간의 왜곡은 있지만, 거의 목표대로의 교류 파형이 얻어지고 있다.
(정리)
이상과 같이, 상기 변환 장치(100)에 따르면, 제1 변환부(1)의 하드웨어 구성은 DC/DC 컨버터이지만, 직류 전압을, 단순한 직류 전압으로 변환하는 것은 아니고, 3차 고조파를 포함하는 교류 파형의 절대값에 상당하는 맥류 파형으로 변환한다. 따라서, 교류 파형의 기초가 되는 파형은 제1 변환부(1)에 의해 생성된다. 그리고, 제2 변환부(2)는, 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 교류 파형의 목표 전압으로 변환한다.
이와 같이 하여 상전압을 출력하면, 3상 교류 부하(6)에 대한 선간 전압(400 V)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스(LB)의 전압이 저감되고, 또한 3차 고조파의 중첩에 의한 파고값의 저감 효과도 있기 때문에, 변환 장치(100) 내의 스위칭 소자(Q5∼Q12)의 스위칭 손실이 저하한다. 또한, 절연 트랜스(12)의 철손도 저하한다.
또한, 제2 변환부(2)의 풀 브릿지 인버터는, 종래의 인버터 동작에 비해서 스위칭 횟수가 격감한다. 즉, 예컨대 20 ㎑ 정도의 고주파로부터, 100 ㎐(예컨대 50 ㎐의 교류 1주기당에 2회)로 격감(1/200)한다. 또한, 제2 변환부(2)가 스위칭을 행하는 것은, 제로 크로스의 타이밍이기 때문에, 스위칭을 할 때의 전압이 매우 낮다(이상적으로는 0 V). 따라서, 제2 변환부(2)의 스위칭 손실이 대폭 저감된다. 또한, 제2 변환부(2)는, 고주파의 스위칭을 수반하는 인버터 동작을 행하지 않기 때문에, 제2 변환부(2)의 출력측에 AC 리액터는 불필요해져, AC 리액터에 의한 전력의 손실을 배제할 수 있다.
이상과 같은 전력 손실의 저감에 의해, 변환 장치(100)의 변환 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 제1 변환부(1)의 콘덴서(14)는, 고주파의 전압 변동만 평활화하면 좋고, 저주파의 맥류 파형은 평활화하지 않는다. 따라서, 저용량(예컨대 10 μF나 22 μF)의 콘덴서를 사용할 수 있다.
(3상 파형)
도 14의 (a)는 전력 변환 장치(100P)로부터 출력되는 U, V, W의 상전압을 나타내는 파형도이고, 또한, (b)는 3상 교류 부하에 인가되는 U-V, V-W, W-U의 선간 전압을 나타내는 파형도이다.
제어부(3)는, 각 상의 변환 장치(제1 변환 장치, 제2 변환 장치, 제3 변환 장치)(100)를, 이들이 출력하는 교류 파형의 위상이 서로 (2/3)π 어긋나도록 제어한다. 상전압에 3차 고조파가 포함되어 있어도, 선간 전압에서는 3차 고조파가 없어져, 통상의 정현파의 상전압의 경우와 마찬가지로, 위상이 서로 (2/3)π 어긋난 파고값 566 V(=400×(21/2)=283×2)의 3상의 선간 전압이 얻어진다.
이에 의해, 전력 변환 장치(100P)는, 3상 교류 전압을 3상 교류 부하(6)에 대하여 인가하여, 교류 전력을 공급할 수 있다.
(보충)
또한, 전술한 바와 같이, 변환 장치(100)는, 교류로부터 직류로의 변환에도 사용 가능하다. 단, 이 경우는, 스위칭 소자(Q9, Q10)의 상호 접속점으로부터 콘덴서(22)까지의 전기 회로에 AC 리액터[후술하는 제2 실시형태에서의 AC 리액터(23)(도 16)와 동일함]를 삽입하는 것이 바람직하다.
이 경우, AC 리액터는 콘덴서(22)와 함께, 필터 회로(로우패스 필터)를 구성한다. 도 2에서, 교류측으로부터 급전하는 경우에는, 제2 변환부(2)는 「정류 회로」가 되며, 제1 변환부(1)의 정류 회로(13)가 「인버터」가 된다. 이 「인버터」가 발생하는 고주파 성분은, 상기 필터 회로의 존재에 의해 교류측에는 누출되지 않는다.
또한, 이 경우의 풀 브릿지 회로(11)는, 「정류 회로」가 된다. 제어부(3)는, 절연 트랜스(12)가 자기 포화하지 않을 정도의 적절한 스위칭 주파수로 스위칭 소자(Q5 및 Q8)와, 스위칭 소자(Q6 및 Q7)를, 교대로 온시킴으로써 절연 트랜스(12)에 전력을 보낸다. 절연 트랜스(12)의 출력은 「정류 회로」로서의 풀 브릿지 회로(11)에 의해 정류되어, 직류 전압이 된다.
《3상 교류 전원 장치/전력 변환 장치의 제2 실시형태》
(3상 회로도)
도 15는 제2 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치(500)를 나타내는 회로도이다. 3상 교류 전원 장치(500)는, 전력 변환 장치(100P)와, 예컨대 축전지로 이루어지는 직류 전원(5)을 구비하며, 3상 교류 부하(6)에 접속된다.
또한, 도 16은 도 15에서의 1상분의 변환 장치(100)의 내부 회로를, 보다 상세하게 나타내는 도면이다.
(단상 회로도)
도 16이 도 2와 상이한 것은, 도 16에서, 제2 변환부(2)에서의 풀 브릿지 인버터(21)의 출력측에, AC 리액터(23)를 마련한 점 및 제1 변환부(1)의 출력 전압을 검지하는 전압 센서(9)를 마련한 점이며, 그 외의 하드웨어 구성은 동일하다. AC 리액터(23) 및 콘덴서(22)는, 제2 변환부(2)의 출력에 포함되는 고주파 성분을 제거하는 필터 회로(로우패스 필터)를 구성한다. 전압 센서(9)가 검지한 전압의 정보는, 제어부(3)에 보내진다.
(변환 장치의 동작)
(파형의 제1 예)
도 17은 풀 브릿지 회로(11)에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다. 도면 중, 이점 쇄선으로 나타내는 파형이, 목표 전압의 교류 전압(VAC)이다. 단, 이 파형은 통상의 정현파가 아니다. 게이트 구동 펄스의 주파수는, 교류 전압(VAC)의 주파수(50 ㎐ 또는 60 ㎐)에 비해서 현격히 고주파(예컨대 20 ㎑)이기 때문에, 개개의 펄스는 묘사할 수 없지만, 교류 파형의 절대값의 피크에서 펄스폭이 가장 넓어지고, 절대값이 0에 근접할수록 좁아진다. 도 3과의 차이는, 교류 파형의 제로 크로스 근방에 있어서 도 3보다 넓은 범위에서, 게이트 구동 펄스가 출력되지 않는 점이다.
도 18의 (a)는 도 17의 게이트 구동 펄스에 의해 얻고자 하는 제1 변환부(1)의 출력 파형의 지령값(이상값) 4주기분이다. 또한, 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다. 즉, 이것은, 교류 전압(VAC)의 교류 파형을 전파 정류한 것과 같은 맥류 파형(단, 하한을 컷트한 것 같은 형태)에, 전술한 바와 같이, 진폭비 10％의 3차 고조파를 중첩한 것으로 되어 있다. 이 경우, 목표 전압인 교류 전압(VAC)의 주파수는, 예컨대 50 ㎐이다. 따라서, 맥류 파형의 1주기는, (1/50)초=0.02초의 더욱 1/2이며, 0.01초이다. 또한, 이 예에서는, 파고값이 283 V(200×(21/2))이다.
또한, 도 18의 (b)는 실제로 콘덴서(14)의 양단부에 나타나는 맥류 파형의 전압이다. (a)와의 비교에 의해 분명한 바와 같이, 거의, 지령값대로의 맥류 파형이 얻어지지만, 목표 전압의 파고값에 대하여 미리 정해진 비율 이하, 예컨대 100 V 이하의 전압이 되는 기간 내에서, 파형이 조금 왜곡되어 있다.
도 19의 (a)는 도 18의 (b)와 동일한 도면에, 제로 크로스 근방의 목표 전압의 파형을 점선으로 덧쓴 도면이다. 또한, 도 19의 (b), (c)는 제2 변환부(2)의 풀 브릿지 인버터를 구성하는 스위칭 소자(Q9∼Q12)의 게이트 구동 펄스이다. (b)는 스위칭 소자(Q9, Q12)에 대한 게이트 구동 펄스이고, (c)는 스위칭 소자(Q10, Q11)에 대한 게이트 구동 펄스이다. 도면 중의 세로 방향의 가는 선이 들어가 있는 영역은, 고주파의 스위칭에 의해 PWM 제어가 행해진다.
도시와 같이, (b), (c)의 게이트 구동 펄스는 교대로 1/0이 된다. 이에 의해, (a)의 맥류 파형은, 맥류 1주기마다 반전한다. 또한, 제어부(3)는, (b)즉 스위칭 소자(Q9, Q12)의 제어에 관해서, (a)에 나타내는, 제1 변환부(1)가 출력하는 전압이 예컨대 100 V 이하인 경우에는, 스위칭 소자(Q9, Q12)를 고주파로 스위칭시켜, 인버터 동작을 행하게 한다. 이에 의해, 제로 크로스 근방에서의 목표 전압에 근접하도록 제2 변환부(2)로부터 전압이 출력된다. 또한, 제어부(3)는, (c)에서도 마찬가지로, 예컨대 100 V 이하의 전압인 경우에는, 스위칭 소자(Q10, Q11)를 고주파로 스위칭시켜, 인버터 동작을 행하게 한다. 이에 의해, 제로 크로스 근방에서의 목표 전압에 근접하도록, 제2 변환부(2)로부터 전압이 출력된다.
도 20은 제2 변환부(2)로부터, AC 리액터(23) 및 콘덴서(22)에 의한 필터 회로를 통해 출력되는 교류 전압(VAC)을 나타내는 그래프이다. 도시와 같이, 제로 크로스 부근의 왜곡도 없어, 거의 이상적인 목표 전압대로의 교류 파형이 얻어지고 있다.
또한, 제2 변환부(2)를 인버터 동작시키는 상기 미리 정해진 비율이란, 18％∼35％인 것이 바람직하다.
이 경우, 제로 크로스 근방에서의 파형의 왜곡을 방지하고, 또한, 손실 저감의 효과도 충분히 확보할 수 있다. 예컨대, 「미리 정해진 비율」을 18％ 미만으로 하면, 제로 크로스 근방에서의 약간의 왜곡이 남을 가능성이 있다. 35％보다 크게 하면, 제2 변환부(2)에서의 고주파의 인버터 동작 기간이 길어지기 때문에, 그 만큼, 손실 저감의 효과가 줄어든다.
(3상 파형)
3상 파형의 생성에 대해서는 도 9와 동일하기 때문에, 여기서는 설명을 생략한다.
(파형의 제2 예)
도 21은 풀 브릿지 회로(11)에 대한 게이트 구동 펄스를 나타내는 도면이다. 도면 중, 이점 쇄선으로 나타내는 파형이, 목표 전압의 교류 전압(VAC)이다. 단, 이 파형은 통상의 정현파가 아니다. 게이트 구동 펄스의 주파수는, 교류 전압(VAC)의 주파수(50 ㎐ 또는 60 ㎐)에 비해서 현격히 고주파(예컨대 20 ㎑)이기 때문에, 개개의 펄스는 묘사할 수 없지만, 교류 파형의 절대값의 피크에서 펄스폭이 가장 넓어지고, 절대값이 0에 근접할수록 좁아진다. 도 10과의 차이는, 교류 파형의 제로 크로스 근방에 있어서 도 10보다도 넓은 범위에서, 게이트 구동 펄스가 출력되지 않는 점이다.
도 22의 (a)는 도 21의 게이트 구동 펄스에 의해 얻고자 하는 제1 변환부(1)의 출력 파형의 지령값(이상값)의 다른 예이다. 또한, 횡축이 시간, 종축이 전압을 나타내고 있다. 즉, 이것은, 교류 전압(VAC)의 교류 파형을 전파 정류한 것 같은 맥류 파형(단, 하한을 컷트한 것 같은 형태)에, 전술한 바와 같이, 진폭비 20％의 3차 고조파를 중첩한 것으로 되어 있다. 이 경우, 목표 전압인 교류 전압(VAC)의 주파수는, 예컨대 50 ㎐이다. 따라서, 맥류 파형의 1주기는, (1/50)초=0.02초의 더욱 1/2이며, 0.01초이다. 또한, 이 예에서는, 파고값이 283 V(200×(21/2))이다.
또한, 도 22의 (b)는 실제로 콘덴서(14)의 양단부에 나타나는 맥류 파형의 전압이다. (a)와의 비교에 의해 분명한 바와 같이, 거의, 지령값대로의 맥류 파형이 얻어지지만, 목표 전압의 파고값에 대하여 미리 정해진 비율 이하, 예컨대 100 V 이하의 전압이 되는 기간 내에서, 파형이 조금 왜곡되어 있다.
그래서, 도 19와 동일한 처리를 행하여, 예컨대 100 V 이하의 전압인 경우에는, 스위칭 소자(Q9, Q12 및 Q10, Q11)를 고주파로 스위칭시켜, 인버터 동작을 행하게 한다. 이에 의해, 제로 크로스 근방에서의 목표 전압에 근접하도록, 제2 변환부(2)로부터 전압이 출력된다.
도 23은 제2 변환부(2)로부터, AC 리액터(23) 및 콘덴서(22)에 의한 필터 회로를 통해 출력되는 교류 전압(VAC)을 나타내는 그래프이다. 도시와 같이, 제로 크로스 부근의 왜곡도 없어, 거의 이상적인 목표 전압대로의 교류 파형이 얻어지고 있다.
(3상 파형)
3상 파형의 생성에 대해서는 도 14와 동일하기 때문에, 여기서는 설명을 생략한다.
(정리)
이상과 같이, 제2 실시형태의 변환 장치(100)에 따르면, 제1 변환부(1)의 하드웨어 구성은 DC/DC 컨버터이지만, 직류 전압을, 단순한 직류 전압으로 변환하는 것은 아니고, 3차 고조파를 포함하는 교류 파형의 절대값에 상당하는 맥류 파형(단, 제로 크로스 근방을 제외함)으로 변환한다. 따라서, 교류 파형의 기초가 되는 파형은 주로 제1 변환부(1)에 의해 생성된다. 또한, 제2 변환부(2)는, 제1 변환부(1)가 출력한 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 교류 파형의 목표 전압으로 변환한다. 또한, 제2 변환부(2)는, 제로 크로스 근방에 대해서만, 인버터 동작을 행하여 제1 변환부(1)가 생성하지 않은 제로 크로스 근방의 교류 파형을 생성하여, 출력한다.
이와 같이 하여 상전압을 출력하면, 3상 교류 부하(6)에 대한 선간 전압(400 V)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스(LB)의 전압이 저감되고, 또한 3차 고조파의 중첩에 의한 파고값의 저감 효과도 있기 때문에, 변환 장치(100) 내의 스위칭 소자(Q5∼Q12)의 스위칭 손실이 저하한다. 또한, 절연 트랜스(12)의 철손도 저하한다.
또한, 목표 전압의 제로 크로스 근방에서는 제2 변환부(2)가 교류 파형의 생성에 기여하고, 그 이외에는 제1 변환부(1)가 교류 파형의 생성에 기여한다. 제1 변환부(1)에 의해서만 맥류 파형의 전역을 생성하고자 하면, 제로 크로스 근방에서 파형의 왜곡이 생기는 경우가 있지만, 제2 변환부(2)의 인버터 동작을 국부적으로 활용함으로써, 이러한 파형의 왜곡을 방지하여, 보다 매끄러운 교류 파형의 출력을 얻을 수 있다.
또한, 제2 변환부(2)를 인버터 동작시키는 기간은 짧기 때문에, 종래의 인버터 동작에 비하면 손실이 매우 적다. 또한, AC 리액터(23)에 의한 손실도, 종래의 인버터 동작에 비하면 손실이 적다. 또한, 인버터 동작하는 제로 크로스 근방의 기간은 비교적 전압이 낮은 것도, 스위칭에 의한 손실 및 AC 리액터에 의한 손실을 저감시키는 것에 기여한다.
이상과 같은 손실의 저감에 의해, 변환 장치(100)의 변환 효율을 향상시킬 수 있고, 더구나, 보다 매끄러운 교류 파형의 출력을 얻을 수 있다.
또한, 제2 변환부(2)를 고주파로 인버터 동작시키는 기간을 결정하는 기준은, 제1 예와 동일하다.
《3상 교류 전원 장치/전력 변환 장치의 제3 실시형태》
도 24는 제3 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치 및 전력 변환 장치에서의, 1상분의 변환 장치(100)의 회로도이다. 여기서는, 도 15에 대응하는 도면은 생략한다. 즉, 도 15에서의 변환 장치(100)를, 도 24의 변환 장치(100)로 교체한 것이, 제3 실시형태에 따른 3상 교류 전원 장치 및 전력 변환 장치이다.
도 24에서, 도 16(제2 실시형태)과의 차이는, 절연 트랜스(12)의 1차 측(도면의 좌측) 권선(12p)이 센터 탭을 갖는 것인 점 및 도 16에서는 풀 브릿지 회로(11)인 부분이, 센터 탭을 이용한 푸시풀 회로(11A)인 점이다. 푸시풀 회로(11A)는, DC 리액터(15) 및 스위칭 소자(Qa, Qb)를 구비하며, 도시와 같이 접속되어 있다. 스위칭 소자(Qa, Qb)는, 제어부(3)에 의해 PWM 제어되고, 푸시풀 회로(11A)의 동작 시에는, 한쪽이 온일 때 다른쪽은 오프이다.
도 24에서, 직류 전압(VDC)에 의한 전류는, DC 리액터(15)로부터 스위칭 소자(Qa, Qb) 중 온으로 되어 있는 쪽을 통하여 절연 트랜스(12)에 들어가, 센터 탭으로부터 나온다. 스위칭 소자(Qa, Qb)의 교대의 온·오프가 반복됨으로써, 절연 트랜스(12)에 의한 변압을 행할 수 있다. 스위칭 소자(Qa, Qb)의 게이트 구동 펄스를 PWM 제어함으로써, 제2 실시형태에서의 제1 변환부(1)와 동일한 기능을 실현시킬 수 있다.
즉, 제3 실시형태에서의 제1 변환부(1)의 출력 파형의 지령값(이상값)은, 제2 실시형태와 마찬가지로, 도 18의 (a)에 나타내는 것이다.
또한, 제2 변환부(2)의 풀 브릿지 인버터(21)를 구성하는 스위칭 소자(Q9, Q12)에 대한 게이트 구동 펄스 및 스위칭 소자(Q10, Q11)에 대한 게이트 구동 펄스는, 각각, 제2 실시형태와 마찬가지로, 도 19의 (b), (c)에 나타내는 것이 된다.
이렇게 하여, 제2 실시형태와 마찬가지로, 도 20에 나타내는 바와 같은, 거의 목표 전압대로의 교류 파형이 얻어진다.
이상과 같이, 제3 실시형태의 변환 장치(100)에 따르면, 제2 실시형태와 동일한 기능을 실현하여, 매끄러운 교류 파형의 출력을 얻을 수 있다. 또한, 푸시풀 회로(11A)는, 스위칭 소자의 수가 제2 실시형태의 풀 브릿지 회로(11)(도 16)보다 적기 때문에, 그 만큼, 스위칭 손실이 적다.
《그 외》
또한, 상기 각 실시형태에서는, 전력 변환 장치(100P)를 3상 교류 부하(6)에 접속하는 경우에 대해서 설명하였지만, 이러한 전력 변환 장치(100P)를, 단상 부하나 전력 계통에 접속하는 것도 가능하다.
또한, 제1∼제3 실시형태의 변환 장치(100)는, 축전지 등의 직류 전원으로부터 교류 전력을 공급하는 전원 시스템(주로 사업용), 자립 전원, UPS 등에 널리 이용할 수 있다.
또한, 도 1 또는 도 15에서는, 3조의 변환 장치(100)에 대하여 공통의 직류 전원(5)으로부터 직류 전압을 입력하는 구성으로 하였다. 이와 같이 공통의 직류 전원을 사용할 수 있는 것은, 절연 트랜스(12)를 이용하는 변환 장치(100)의 이점이기도 하다. 그러나, 공통의 직류 전원을 사용하는 것에 한정되는 것이 아니라, 복수의 변환 장치에 대하여 개별로 직류 전원을 마련하여도 좋다.
또한, 이번에 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시로서 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 청구범위에 의해 나타나며, 청구범위와 균등의 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1 제1 변환부
2 제2 변환부
3 제어부
4 콘덴서
5 직류 전원
5s 전압 센서
6 3상 교류 부하
6p 상부하
6s 전압 센서
9 전압 센서
10 DC/DC 컨버터
11 풀 브릿지 회로
11A 푸시풀 회로
12 절연 트랜스
12p 1차측 권선
13 정류 회로
14 콘덴서
15 DC 리액터
21 풀 브릿지 인버터
22 콘덴서
23 AC 리액터
100 변환 장치
100P 전력 변환 장치
200 전력 변환 장치
201 직류 전원
202 콘덴서
203 승압 회로
203t 절연 트랜스
204 DC 버스
205 평활 회로
206 콘덴서
207 3상 인버터 회로
208∼210 AC 리액터
211∼213 콘덴서
220 3상 교류 부하
500 3상 교류 전원 장치
LB DC 버스
N 중성점
Q1∼Q12, Qa, Qb 스위칭 소자

Claims (6)

  1. 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류 전압으로 변환하는 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 제1 상(相)에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제1 상변환 장치와,
    상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제2 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 상변환 장치와,
    상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제3 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제3 상변환 장치와,
    상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,
    상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치 각각은,
    절연 트랜스를 포함하는 DC/DC 컨버터 및 평활용의 콘덴서를 가지며, 상기 제어부가 상기 DC/DC 컨버터를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부와,
    상기 제1 변환부보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터를 가지며, 상기 제어부가 상기 풀 브릿지 인버터를 제어함으로써, 상기 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 상기 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부
    를 구비하고 있는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 변환부는, 상기 직류 전압을, 연속한 상기 맥류 파형의 전압으로 변환하는 것인, 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 변환부의 출력하는 전압이, 상기 맥류 파형의 파고값에 대하여 미리 정해진 비율 이하가 되는 기간 내에 있을 때, 상기 제어부는, 상기 풀 브릿지 인버터를, 고주파로 인버터 동작시킴으로써, 상기 기간 내의 상기 교류 파형의 전압을 생성하는 것인, 전력 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 미리 정해진 비율은 18％∼35％인 것인, 전력 변환 장치.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 콘덴서는, 상기 제1 변환부에서의 스위칭에 의한 고주파의 전압 변동을 평활화하지만, 상기 맥류 파형은 평활화하지 않을 정도의 용량을 갖는 것인, 전력 변환 장치.
  6. 3상 교류 전원 장치에 있어서,
    직류 전원과,
    상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 3상 교류의 중성점에 대한 제1 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제1 상변환 장치와,
    상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제2 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 상변환 장치와,
    상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을, 상기 중성점에 대한 제3 상에 출력하여야 하는 교류 파형의 전압으로 변환하는 제3 상변환 장치와,
    상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,
    상기 제1 상변환 장치, 상기 제2 상변환 장치 및 상기 제3 상변환 장치 각각은,
    절연 트랜스를 포함하는 DC/DC 컨버터 및 평활용의 콘덴서를 가지며, 상기 제어부가 상기 DC/DC 컨버터를 제어함으로써, 입력되는 직류 전압을, 출력하여야 하는 교류 파형으로서 기본파에 3차 고조파를 중첩한 전압의 절대값에 상당하는 맥류 파형을 포함하는 전압으로 변환하는 제1 변환부와,
    상기 제1 변환부보다 후단에 마련되고, 풀 브릿지 인버터를 가지며, 상기 제어부가 상기 풀 브릿지 인버터를 제어함으로써, 상기 맥류 파형을 포함하는 전압을 1주기마다 극성 반전하여 상기 교류 파형의 전압으로 변환하는 제2 변환부
    를 구비하고 있는 3상 교류 전원 장치.
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