JPH11299243A

JPH11299243A - 高調波レス電力変換装置

Info

Publication number: JPH11299243A
Application number: JP10104346A
Authority: JP
Inventors: Yoshinao Iwaji; 善尚岩路; Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1998-04-15
Filing date: 1998-04-15
Publication date: 1999-10-29

Abstract

(57)【要約】【課題】高調波が原理的に零となり、且つ、力率１を実
現できる高性能な電力変換装置を実現することを目的と
する。【解決手段】三相交流電源に、二次電圧の位相差が３０
°である変圧器を接続し、この変圧器の二次を２つの電
力変換器に接続し、これら２つの電力変換器の直流側を
直列、あるいは並列に接続した構成とし、この２つの電
力変換器のそれぞれの直流電流に対して、交流電源周期
の６分の１の周期である脈動成分を重畳できる単相交流
電源を接続し、この脈動成分をsin(ｘ）で定義される関
数のｘ＝０〜３０°、ならびにｘ＝１５０〜１８０°を
交互に繰り返す波形に相似な波形になるように制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、三相交流電源を直
流に変換する電力変換装置、ならびに直流電源を三相交
流に変換する電力変換装置に係り、特に交流側に発生す
る高調波の抑制と、電源力率の改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源から直流を得る場合、ダイオー
ド整流器（全波整流器）や、サイリスタ変換器が広く用
いられている。ダイオード整流器は回路構成が簡単であ
り、容易に直流電圧が得られるため、家電製品から一般
産業機器まで、広範囲にわたって使用されている。ま
た、サイリスタ変換器は、直流出力の電圧（電流）調節
が可能であり、産業用の直流電源として広く用いられて
いる。

【０００３】大容量の変換器においては、電源高調波の
低減や直流側の電圧脈動の低減を目的に、上記の変換器
を２個組み合わせた変換装置（１２相整流器）が使用さ
れる場合がある。図１７に、ダイオード整流器を２台使
用した１２相整流器の構成を示す。この装置は、一方の
整流器の入力電圧位相を変圧器を用いて３０°ずらし、
両者の出力（直流側）を直列接続（あるいは並列接続）
することで構成されている。この動作原理を以下に示
す。

【０００４】図１７における入力電流Ｉｕ１，Ｉｕ２，
Ｉｕ、ならびに各整流器の出力電流Ｉrec１，Ｉrec２の
波形は、図１８のようになる。図１８（ｂ）のＩｕ１の
波形には、５次，７次，１１次，１３次等の高調波が多
く含まれている。同図（ｃ）のＩｕ２にも、Ｉｕ１と等
しい量の高調波が含まれている。ただし、Ｉｕ２の５，
７次の高調波（６ｍ±１次成分、ｍ＝１，３，５，…）
は、Δ−Ｙ結線の変圧器により、Ｉｕ１の高調波に比べ
て位相が１８０°変化している。よって、電源側では、
Ｉｕ１とＩｕ２が加算されるため、５，７，１７，１９
次等の高調波成分が消去され、図１８（ｄ）のようにな
り、Ｉｕの高調波は低減される。

【０００５】また、近年では、ＧＴＯやＩＧＢＴ等の自
己消弧素子を用いて電力変換器を構成し、これをＰＷＭ
制御（パルス幅変調制御）で駆動する装置が普及してお
り、これによって力率１と、高調波の抑制が実現されて
いる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来のダイオード整流
器やサイリスタ変換器の場合、入力電流に多量の高調波
が発生する。特に、５，７，１１，１３次等の低次高調
波成分が多く発生する。これらの成分を除去しようとす
ると、それぞれの各次高調波を除去するフィルタを接続
する必要がある。

【０００７】図１７に示す１２相整流器の場合は、５，
７，１１，１９次成分の高調波成分は原理的に消去され
るため、単一の場合に比べると高調波は低減される。し
かし、１１次，１３次等（１２ｎ±１次成分、ｎ＝１，
２，３，…）の高調波成分に関してはそのまま残留する
ため、これらの成分を抑制するフィルタを設ける必要が
ある。

【０００８】また、Ｉｕに含まれる無効電流は、電源と
変換器の間の総合インダクタンス（変圧器２，３の漏れ
インダクタンスと系統インダクタンスの総和）に比例し
て発生する。よって、力率を改善するには、変圧器の漏
れインダクタンスをできるだけ小さくする必要がある。
しかし、漏れインダクタンスを減少させると、入力電流
のピーク値が増加し、高調波成分が増加してしまう。

【０００９】電力変換器としてサイリスタ変換器を用い
た場合には、制御遅れ角等の影響で、力率はさらに劣化
するため、交流側に力率補償用の進相コンデンサを付加
する必要がある。

【００１０】また、ＧＴＯやＩＧＢＴ等の自己消弧素子
を使用した電力変換器では、高調波を抑制するには、こ
れらの素子のスイッチング周波数を高く設定する必要が
あり、大容量の変換器には適さない。また、スイッチン
グ周波数を増加させると、変換器の損失が増加し、効率
が低下する。

【００１１】

【課題を解決するための手段】三相交流電源に、一次側
と二次側の電圧位相が等しい変圧器と、一次側に対して
二次電圧の位相が３０°ずれる変圧器を接続し、これら
２つの変圧器の二次側にそれぞれ電力変換器（ダイオー
ド整流器等）を接続し、これら２つの電力変換器の直流
側を直列、あるいは並列に接続した構成とし、この２つ
の電力変換器のそれぞれの直流電流に対して、交流電源
周期の６分の１の周期である脈動成分を重畳する単相交
流電源を接続し、各電力変換器の直流電流をsin(ｘ）で
定義される関数のｘ＝０〜３０°、ならびにｘ＝１５０
〜１８０°を交互に繰り返す波形に相似な波形になるよ
うに制御することで実現できる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。

【００１３】本発明の一実施形態であるダイオード整流
器を用いた電力変換装置の構成を図１に示す。図１にお
いて、１は三相交流電源、２はΔ−Δ結線の変圧器、３
はΔ−Ｙ結線の変圧器、４，４′は６個のダイオードか
ら構成されるダイオード整流器、５，５′は平滑コンデ
ンサ、６は負荷装置、７，８は特定の交流波形を出力す
る単相交流電源である。

【００１４】次に図１の基本動作を説明する。

【００１５】各ダイオード整流器４，４′は、１次側が
三相交流電源１に接続される変圧器２，３の二次側に接
続されており、各整流器４，４′は直列に接続されてい
る。変圧器２は、Δ−Δ結線であり、二次側と一次側の
電圧は同位相となるが、変圧器３はΔ−Ｙ結線であるた
め、二次側の電圧は一次側に比べて３０°の位相差を持
つ。なお、変圧器２，３の一次と二次の電圧比、ならび
に漏れインダクタンスは等しいものとする。ダイオード
整流器の出力電圧Ｖrec１，Ｖrec２には、電源周波数の
６倍の脈動成分が含まれている。この脈動成分を平滑コ
ンデンサ５，５′によって低減し、負荷装置６へ直流電
圧を供給する。負荷装置６は、インバータ等の任意の負
荷が接続されるが、場合によっては、中間電圧点（Ｃ１
とＣ２の接続点）を、負荷の中間電圧点と接続すること
もある。

【００１６】次に、本発明の特長である単相交流電源の
基本動作について説明する。

【００１７】単相交流電源７，８には、任意の波形の電
圧（あるいは電流）を出力できる理想的な増幅器、ある
いはＰＷＭインバータ等の電力用変換器を用いるものと
する。図２に図１の動作波形を示す。単相交流電源７，
８の出力電圧を制御し、各整流器の出力電流Ｉrec１，
Ｉrec２を図２（ｂ）ならびに（ｃ）の太線で示す波形
に制御する。Ｉrec１ならびにＩrec２の波形は、各々、
電源周波数に同期した正弦波の一部分を組み合わせた波
形になっている。この正弦波を、

【００１８】

【数１】ｆ（ｘ）＝sinｘ …（数１）とすると、Ｉrec１，Ｉrec２をそれぞれｘ＝０〜３０°
と、ｘ＝１５０〜180°の波形を交互に繰り返す波形に
制御する。この結果、Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｕ２′は、そ
れぞれ図２（ｄ),（ｅ),（ｇ）のようになり、電源電流
Ｉｕは、同図(ｈ)のような完全な正弦波になる。

【００１９】図２（ｄ）のＩｕ１と、図１８（ｂ）のＩ
ｕ１を比べると、図２（ｄ）の波形の方が５次，７次等
（６ｍ±１次成分、ｍ＝１，３，５，…）の高調波が増
加し、総合ひずみ率も増加している。しかし、図２
（ｄ）の波形に含まれる１１次，１３次成分は、原理的
に消去されるため、Ｉｕ１とＩｕ２を足し合わせた結
果、図２（ｈ）のように高調波の存在しない電流波形が
得られる。さらに、電流波形を強制的に整形できるの
で、基本波力率をほぼ１にすることが可能になる。尚、
高調波が消去される原理は、後述する。

【００２０】次に、単相交流電源により印加される電圧
（電流）について説明する。

【００２１】図３を用いて、入力電流と単相交流電源の
関係を説明する。図３は、ダイオード整流器４とその周
辺を描いたものである。ダイオード整流器４を構成する
各ダイオードは、交流入力電圧の相電圧が最高値である
相と最低値である相を含むように導通する。従って、図
３（ｂ）のように、ｕ相の電源電圧Ｅｕが、３０°から
９０°の期間にある場合、ｕ相には正の電流、ｖ相には
負の電流が流れ、ｗ相には電流は流れない。Ｖrec１
は、平滑コンデンサ５の両端の電圧Ｖdc１に、単相交流
電源の電圧Ｖｉ１を重畳させた波形になる。このＶrec
１とＥuvの差がｕ相とｖ相の総合インダクタンスＬに
加わり、電流Ｉｕ１（Ｉｖ１）が流れる。よって、総合
インダクタンスＬに加わる電圧を任意に制御できれば、
入力電流波形を任意に整形できることになる。本発明で
は、単相電源７を用いて、入力電流の整形を行う。

【００２２】次にＩrec１の波形をある関数ｆｉに一致
させるものとして、この関数について説明する。Ｉrec
１の平均電流は、負荷電流（直流出力電流）ＩＬに一
致する必要がある。この条件から、ＩＬを平均値とする
関数ｆｉを求める。図２と対応付けると、図３（ｃ）に
おけるｔ＝ｔ０〜ｔ１の期間は数１のｘ＝０〜３０°の
関数に従ってＩrec１を変化させる必要がある。数１を
書き換えて、

【００２３】

【数２】ｆｉ（ｘ）＝Ｋsinｘ …（数２）ただし、ｘ＝０〜３０° とし、未知数ＫをＩＬとの関係から求める。ＩＬは、数
３の平均値に一致する必要があるため、

【００２４】

【数３】

【００２５】となる。よって、数２は、

【００２６】

【数４】

【００２７】となる。すなわち、数４の周波数を電源周
波数に一致させ（ｘ＝ωｔ）、この関数のｘ＝０〜３０
°、ならびにｘ＝１５０〜１８０°の値に、Ｉrec１を
一致させれば、図２の関係が得られ、高調波が抑制でき
る。また、力率を１にするためには、Ｉrec１とＩrec２
の電源との位相を図２のように固定する必要がある。

【００２８】単相交流電源７として、任意の電流を出力
できる電流制御源を用いれば、Ｉrec１の電流波形を数
４で表わす関数に一致させることが容易に実現できる。
あるいは、電圧源を用いて、目的の電流が得られるよう
に、フィードフォワード的に電圧を与えて、電流を目的
の波形に整形することもできる。その場合の電圧値Ｖｉ
１について、次に述べる。

【００２９】定常状態においては、Ｉrec１の脈動成分
はすべてＬに印加されるものとみなせるので、Ｖｉ１
は、

【００３０】

【数５】

【００３１】となる。上式に数４を代入すると、

【００３２】

【数６】

【００３３】となる。よって、数６の関数のｘ＝０〜３
０°、ならびにｘ＝１５０〜１８０°の値を指令値とし
て、単相交流電源の出力電圧を制御すればよい。この時
のＶi1の波形は、図３（ｄ）のようになり、この電圧を
加えることで、Ｉrec１は図３（ｃ）のようになる。

【００３４】次に、本発明の電源高調波が削除される原
理について、図２の波形、ならびに図４，図５を用いて
詳しく説明する。Ｉｕ１，Ｉｕ２′は、前述したよう
に、単相交流電源７，８を設けることで、図２（ｄ),
（ｅ）のように制御することが可能である。この結果と
して、Ｉｕが完全な正弦波になる原理を説明する。

【００３５】電源電圧Ｅｕの位相θが０〜９０°におけ
るＩｕ１ならびにＩｕ２′の波形を関数で表わすと、図
４の表のようになる。図において、Ｋの値は、数３で得
られた値に一致する。電源側で合成される電流は、Ｉｕ
１とＩｕ２であるので、Ｉu2がどのような関数になるの
かが問題である。このＩｕ２を求めてみる。

【００３６】図５は、変圧器３の内部を理想変圧器で表
現したものである。図５において、ＥuvとＥｕ′の巻数
比は、√３：１であるので、図のＩｕ２″、ならびにＩ
w2″は、

【００３７】

【数７】Ｉｕ２″＝Ｉｕ２′／√３Ｉｗ２″＝Ｉｗ２′／√３ …（数７）となる。よって、図より、Ｉｕ２は、

【００３８】

【数８】

【００３９】となる。この関係を数式で表わすと、図４
の表のようになる。この表において、Ｉｕ１とＩｕ２を
合成（加算）し、整理すると、θ＝０〜９０°の期間に
おいて、

【００４０】

【数９】

【００４１】となり、完全な正弦波になる。θが９０°
〜３６０°の期間においても、同様となる。

【００４２】よって、本発明の電力変換装置を用いるこ
とで、高調波は完全に削除することができる。

【００４３】ところで、図１７に示したように、従来の
１２相ダイオード整流器においても、６ｍ±１次成分
(ｍ＝１，３，５，…)の高調波が打ち消され、１２ｎ±
１次成分(ｎ＝１，２，３，…)はそのまま残留すること
はよく知られているが、この原理からすると、本発明に
おいては、Ｉｕ１ならびにＩｕ２′において、１２ｎ±
１次成分(ｎ＝１，２，３，…)が零になっていることに
なる。これは、Ｉｕ１あるいはＩｕ２′をフーリエ級数
展開することで証明できるが、ここでは省略する。よっ
て、仮に図１の２台の整流器を１台だけ単独で使用した
としても、１２ｎ±１次成分（ｎ＝１，２，３，…）の
高調波の除去は可能となり、使い方によっては、フィル
タの数を減らせる等のメリットが得られる。

【００４４】次に、本発明の他の実施形態を図６，図７
を用いて説明する。

【００４５】図６に、単相交流電源として、インバータ
を用いた場合の実施形態を示す。図において、部品番号
１〜６は、図１の同じ番号のものと同一である。７Ａ，
7A′は、インバータを用いた単相交流電源、９，９′
は、負荷電流を検出する電流検出器、７１は、４つのス
イッチング素子ｓ１〜ｓ４とフリーホイール・ダイオー
ドで構成されたインバータ主回路、７２はインバータの
直流回路電源、７３はＩrec１（Ｉrec２）を検出する電
流検出器、７４は、三相交流電源１の電圧位相、ならび
に負荷電流ＩＬ，電流検出値に基づいて、インバータの
スイッチング素子へゲート信号を出力する電流制御器、
７５は、三相交流電源の電圧を読み込み、電源電圧の位
相を検出する電源位相検出器である。この実施形態の動
作原理は、図１の例とほぼ同じであるので、特徴的な部
分を簡単に説明する。

【００４６】電源位相検出器７５では、電源電圧の検出
値を読み込み、電源位相角θの瞬時値を検出する。Ｉre
c１（Ｉrec２）の脈動成分は、電源電圧に同期する必要
があるため、電源位相の情報が必要になる。

【００４７】次に、図７を用いて、電流制御器７４の動
作を説明する。図７（ａ）において、７４１は、電源位
相θと位相δに基づいてsin(６θ＋δ）を演算するＳＩ
Ｎ演算器、７４２は、入力端子「＋」と「−」の値を比
較し、「＋」の入力値の方が大きい場合に「１」、その
逆の場合に「０」を出力する比較器、７４３は、電流指
令値の元になる関数を出力する関数発生器、７４４は、
負荷電流の検出値と７４３の出力を掛け算する乗算器、
７４５は、入力がある値（正のヒステリシス値）より大
きくなった場合は出力を「１」にして、逆にある値（負
のヒステリシス値）よりも小さくなった場合は「０」を出
力するヒステリシス・コンパレータ、７４６は入力の符
号を反転させる符号反転器（インバータ・ロジック）、
７４７は、インバータ主回路のスイッチング素子へゲー
ト信号を出力するゲートドライバ、７４８は、位相設定
器である。

【００４８】ＳＩＮ演算器７４１において、電源位相θ
と位相設定器７４８の設定値δに基づいて６倍周波数の
正弦波sin(６θ＋δ）が演算される。δは、７Ａではδ
＝０、７Ａ′ではδ＝１８０°に設定される（７Ａと７
Ａ′の違いは、δの設定値のみである）。このＳＩＮ演
算器７４１の出力（Ａ点の波形）とｕ相電源電圧Ｅｕの
関係は、図７（ｂ),（ｃ）のようになる。ＳＩＮ演算器
７４１の出力は、比較器７４２において、正負が判別さ
れ、正の場合は１、負の場合は０の信号に変換される
（同図（ｄ）の波形Ｂ）。関数発生器７４３では、波形
Ｂが「１」である期間は、Ｂの立ち上がりをトリガーと
して、次式の関数を発生する。

【００４９】

【数１０】

【００５０】また、波形Ｂが「０」である期間は、Ｂの
立ち下がりをトリガーとして、

【００５１】

【数１１】

【００５２】の関数を発生する。この結果、関数発生器
の出力Ｃは、図７（ｅ）のようになる。その後、負荷電
流ＩＬ１（ＩＬ２）を乗じて、Ｉrec１（Ｉrec２）の電
流指令値となる。この電流指令と実際の電流検出値Ｉre
c１（Ｉrec２）とが比較され、ヒステリシス・コンパレ
ータを用いた電流制御が行われる。ヒステリシス・コン
パレータの出力はそのままゲートドライバによって増幅
され、インバータ主回路のｓ１，ｓ４をスイッチングす
る（１の時オン、０の時にはオフ）。また、符号反転器
７３３により反転された信号は、ゲートドライバを介し
て、ｓ２，ｓ３をスイッチングする。尚、ヒステリシス
・コンパレータのヒステリシス値は、インバータに使用
されるスイッチングデバイスの能力に応じて設定する。
この結果、Ｉrec１（Ｉrec２）は、図２（ｂ),（ｃ）の
ように整形され、Ｉｕを正弦波にできる。

【００５３】以上、図７は、単相交流電源として、電流
制御形の電源を使用した実施例である。図８には、単相
交流電源として、電圧源を用いた実施例を示す。

【００５４】主回路構成は、図６と同じものを用い、電
流制御器のみを、図８の電圧制御器７４Ｂに変更する。
図８において、部品番号７４１〜７４８は、図７のもの
と同一のものである。ただし、７４３Ｂは、７４３とは
異なる関数を発生する関数発生器である。また、７４９
は除算器、７６は三角波キャリア発生器である。

【００５５】次に、本実施例の動作原理を簡単に説明す
る。部品番号７４１、ならびに742によって得られた方
形波信号（図８（ｄ））が得られる。関数発生器７４３
Ｂでは、この波形の立ち上がり、ならびに立ち下がりの
タイミングに同期して、以下の関数を発生する。

【００５６】波形Ｂが「１」である期間は、Ｂの立ち上
がりをトリガーとして、

【００５７】

【数１２】

【００５８】また、波形Ｂが「０」である期間は、Ｂの
立ち下がりをトリガーとして、

【００５９】

【数１３】

【００６０】の関数を発生する。波形Ｃは電圧指令値で
あり、この指令をインバータの電源電圧Ｖｓで正規化
し、三角波発生器７６より出力される三角波キャリアと
比較し、ＰＷＭパルス（パルス幅変調波）を作成する。
このパルスはゲートドライバ747に送られ、インバータ
のスイッチング素子を駆動する。

【００６１】図８の実施例では、Ｉrec１、ならびにＩr
ec２の検出値を用いる必要がないため、回路の簡略化が
可能となる。しかし、数１２，数１３で表わされる関数
の中に、Ｌの値が含まれるため、この値を実際の値に正
確に合わせる必要がある。

【００６２】以上、図６〜図８の本実施例を用いること
で、インバータを用いて単相交流電源を実現することが
でき、電源高調波を原理的に零にすることができる電力
変換装置が実現できる。これらの発明においては、イン
バータをＰＷＭ制御により駆動しているため、スイッチ
ングに伴う高調波が発生する恐れがある。しかし、イン
バータに使用するスイッチング素子として、ＩＧＢＴや
MOSFETのような高周波スイッチングが可能なデバイスを
用いることで、これらの高調波は低減できる。また、仮
にこれらの高調波流出量が問題となる場合でも、高調波
は高い周波数に集中するため、小容量のフィルタで抑制
することできる。

【００６３】次に、本発明の他の実施形態を図９を用い
て説明する。図において、部品番号１〜６，７３〜７５
は、前記実施例の同一番号のものと同一物である。７１
Ｂは、改良されたインバータであり、図６のインバータ
７１の出力端に変圧器７７を備え、さらに、直流電源を
ダイオード整流器の出力電源と共通化したものである。
この構成の電力変換器の基本動作は、前述した実施例と
同じである。ただし、インバータの出力端に変圧器を備
えることで、電源を共通化することができ、全体の部品
点数を減少させることができる。装置の配線の簡略化，
小型化が実現できる。

【００６４】次に、本発明の他の実施形態を図１０を用
いて説明する。

【００６５】前述した図１、ならびに図６の実施例は、
２つのダイオード整流器の出力を直列に接続し、整流回
路を構成したものであったが、本実施例では各ダイオー
ド整流器の出力を並列に接続している。図９において、
部品番号１〜３，６〜８は、前記実施例の同一番号のも
のと同一物である。４，４′は、変圧器２，３との接続
関係は前記実施例と同一であるが、前述のように直流出
力が並列接続されたダイオード整流器、５は整流器４，
４′の直流側に共通に接続された平滑コンデンサであ
る。また、７，８には、図６〜図９の実施例に示したも
のを用いることも可能である。

【００６６】図１０の動作を簡単に説明する。単相交流
電源７，８は、図１の実施例と同様に、Ｉrec１，Ｉrec
２の電流波形を整形し、図２に示した波形を実現する。

【００６７】ここで、Ｉrecは、

【００６８】

【数１４】Ｉrec＝Ｉrec１＋Ｉrec２ …（数１４）の関係がある。図２（ｂ),（ｃ）の波形からわかるよう
に、Ｉrec１とＩrec２は逆位相の電流リプルが多く含ま
れているため、両者を足し合わせると、電流脈動はほと
んど零になる。この結果、平滑コンデンサ容量を大幅に
低減することが可能になり、小容量のコンデンサを１個
用いるだけで、脈動の少ない直流電圧を出力できる。

【００６９】次に、本発明の他の実施形態を図１１を用
いて説明する。

【００７０】図において、部品番号１〜３、ならびに
５，５′，６は、前記実施例の同じ番号のものと同一の
ものである。４Ａ，４Ａ′は、それぞれ６個のサイリス
タで構成された電動用サイリスタ変換器、４Ｂ，４Ｂ′
は回生用のサイリスタ変換器、７５′は、電源位相を検
出する電源位相検出器、１０は、サイリスタの点弧信号
を発生させる点弧制御回路、１１，１１′は、電動と回
生運転において信号を切り替えるスイッチ、７Ｄ，７
Ｄ′は、単相交流電源である。

【００７１】次に図１１の基本動作を説明する。

【００７２】本実施例は、基本的には図１のものと同じ
であるが、ダイオードの代りにサイリスタを使用するこ
とで、直流出力電圧の調整や、電力の回生が可能になる
特長がある。電動時には、サイリスタ変換器４Ａならび
に４Ａ′が動作し、負荷６に電力を供給し、回生時には
４Ｂ，４Ｂ′のサイリスタ変換器を動作させ、電力を電
源側へ回収する。

【００７３】図１２，図１３を用いて、電動時のサイリ
スタ変換器の動作原理を簡単に説明する。サイリスタ変
換器は、ダイオード整流器とは異なり、サイリスタのゲ
ートに加える点弧信号のタイミングを変えることで、出
力電圧Ｖconv１，Ｖconv２の平均値を制御できる。

【００７４】図１３（ｂ）に示すように、６個のサイリ
スタＵＰ〜ＷＮは、６０°毎に転流が行われ、サイリス
タの導通モードが変化する。同図（ａ）に示すように、
サイリスタＷＰからＵＰへ切り替える場合は、時刻ｔ１
以降のタイミングで点弧信号を加えればよい。ｔ１から
の遅れ角をα（制御遅れ角）とし、この値を変えること
で、直流出力電圧を制御できる。

【００７５】サイリスタ変換器の問題点は、入力電流に
多量の高調波成分が含まれる点にある。これらの高調波
の低減策として、図１７の１２相ダイオード整流器のよ
うに、２台のサイリスタ変換器を直列（あるいは並列）
に接続して用いる場合があるが、やはり、１１次，１３
次等の１２ｎ±１次（ｎ＝１，２，３…）の成分は残留
する。また、サイリスタ変換器の場合、制御遅れ角α
を、サイリスタの転流のために、所定の値以上にする必
要がある。このため、直流電圧を、ダイオード整流器と
同等まで大きくすることができず、同時に力率も低下す
る。

【００７６】次に、回生時のサイリスタ変換器の動作を
図１４，図１５に示す。回生時には、サイリスタ変換器
４Ｂ（４Ｂ′）が動作し、電力を負荷装置から電源へ回
生する。電力の流れが逆向きであるだけで、基本動作は
図１２，図１３のものとほとんど同じである。図１５
（ｂ）に示すように、ｔ＝ｔ１において、サイリスタを
ＷＰからＵＰへ切り替える場合、従来のサイリスタ変換
器では、電源電圧を用いて転流を行うため、ｅｗ＞ｅｕ
という条件でサイリスタＵＰを点弧する必要がある。つ
まり、制御進み角βを所定以上の値に設定する必要があ
り、結果的に力率が低下してしまうことになる。

【００７７】これら電動、および回生動作における問題
点は、単相交流電源７Ｄ、および７Ｄ′を付加すること
で解決できる。

【００７８】図１１において、７５′では電源電圧の位
相を検出し、その位相と制御遅れ角、あるいは進み角の
設定値（α* 、あるいはβ* ）に基づいて、点弧制御回
路１０において各サイリスタの点弧信号が出力される。
また、α* 、あるいはβ*は、単相交流電源７Ｄ，７
Ｄ′に送られ、これらの値を考慮して、直流側の電流Ｉ
conv１ならびにＩconv２の波形を整形する。この波形の
整形原理は、これまで前述した実施例のものと全く同様
である。

【００７９】次に、単相交流電源７Ｄ，７Ｄ′の動作原
理を図１６を用いて説明する。図の部品番号７１，７
２，７４２，７４４〜７４９，７４３Ｂ、および７５
は、前述した実施例のものと同一のものであり、７４１
Ｄは、制御遅れ角α、ならびに制御進み角βが考慮した
ＳＩＮ演算器である。構成、および動作原理は、図８の
ものと同じである。図８の電圧制御器を用いることで、
α、あるいはβに同期して、単相交流電圧の位相を変化
することができるため、高調波は常に最小化される。

【００８０】また、単相交流電源の印加電圧を用いて、
各サイリスタの転流を行うことができるため、αやβを
原理的に零にすることができ、高力率が達成できる。た
だし、点弧すべきサイリスタに、確実に電圧が印加され
る必要があるので、図１３、ならびに図１５に示すよう
に、Δｔだけ点弧タイミングを遅らせる必要がある。し
かし、この値は従来の制御遅れ角や進み角に比べ、十分
小さく、無視することができる。

【００８１】電動時，回生時の電流波形は、結果的に図
１３（ｃ),（ｄ）、ならびに図１５（ｃ),（ｄ）とな
り、ダイオード整流器の場合と同様に、高調波が低減
し、力率も改善される。

【００８２】尚、本実施例では、Ｉconv１（Ｉconv２）
の制御として、図１６に示した電圧形の単相交流電源を
用いたが、図７に示したような電流制御形の単相交流電
源を使用することも可能である。

【００８３】以上、これまで説明した本発明による整流
回路においては、すべて変圧器２，３を用いて２つのダ
イオード整流器（サイリスタ変換器）に、３０°位相差
の電圧を供給しているが、これらの変圧器を一つにし
て、一次側（電源側）をΔ巻線（またはＹ巻線）、二次
側をΔとＹの２つの巻線として使用しても問題はない。
また、変圧器は、電源電圧の位相を３０°ずらすことが
目的であるから、一方のダイオード整流器（サイリスタ
変換器）にのみΔ−Ｙ結線の変圧器を使用し、もう一方
の整流器には、変圧器の代りに、変圧器の漏れインダク
タンス相当のＡＣリアクトルを挿入することでも同様の
効果が得られる。

【００８４】また、これまで説明した電力変換装置で
は、変換器として、ダイオード整流器とサイリスタ整流
器を用いた実施例を示したが、ＧＴＯやＩＧＢＴ等をこ
れらの素子に置き換えて、これらと同じスイッチ動作
（１２０°通流）をさせれば、同様の効果が得られる。

【００８５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による電力
変換装置を用いれば、電源高調波を原理的に零にできる
と同時に力率１が実現できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示す電力変換装置。

【図２】本発明の電力変換装置における入力電流ならび
に出力電流波形。

【図３】本発明の動作原理を示す図。

【図４】本発明の各電源位相区間における交流電流波形
の関数表現。

【図５】本発明に使用したΔＹ変圧器の内部構成図。

【図６】本発明のインバータを利用した実施形態の構成
図。

【図７】本発明における単相交流電源の電流制御器の構
成と各部の波形を示す図。

【図８】本発明における単相交流電源の電圧制御器の構
成と各部の波形を示す図。

【図９】本発明の他の実施形態を示す電力変換装置。

【図１０】本発明の他の実施形態を示す電力変換装置。

【図１１】本発明の他の実施形態を示す電力変換装置。

【図１２】本発明の電動時の動作を示す図。

【図１３】本発明の電動時の各部の波形を示す図。

【図１４】本発明の回生時の動作を示す図。

【図１５】本発明の回生時の各部の波形を示す図。

【図１６】本発明の単相交流電源の構成図。

【図１７】従来の１２相ダイオード整流器の構成図。

【図１８】従来の１２相ダイオード整流器の電流波形を
示す図。

【符号の説明】

１…三相交流電源、２…Δ−Δ結線変圧器、３…Δ−Ｙ
結線変圧器、４，４′…ダイオード整流器、５，５′…
平滑コンデンサ、６…負荷装置、７，８…単相交流電
源。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相交流電源を入力し、直流に変換する順
変換器において、前記順変換器の直流側に単相交流電源を備え、該単相交
流電源を用いて、直流出力電流に対して前記交流電源の
周期の６分の１を周期とする脈動成分を生じさせ、前記
直流電流が、sin(ｘ）で定義される正弦波関数のｘが０
°から３０°までの値と、ｘが１５０°から１８０°ま
での値を交互に繰り返す波形に相似な波形となり、か
つ、該波形は、前記交流電源の電圧に所定位相で同期す
るように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】直流電圧を入力して、該直流を交流に変換
し、三相交流電源に出力する逆変換器において、前記逆変換器の直流側に単相交流電源を備え、該単相交
流電源を用いて、該逆変換器へ入力される直流電流に対
して、前記交流電源の周期の６分の１を周期とする脈動
成分を生じさせ、前記直流電流が、sin(ｘ）で定義され
る正弦波関数のｘが０°から３０°までの値と、ｘが１
５０°から１８０°までの値を交互に繰り返す波形に相
似な波形となり、かつ、該波形は、前記交流電源の電圧
に所定位相で同期するように制御することを特徴とする
電力変換装置。
【請求項３】請求項１または２の電力変換装置におい
て、請求項１、あるいは２の電力変換装置を２台用い、２台
の該電力変換装置の直流側を直列、あるいは並列に接続
し、２台の該電力変換装置のそれぞれの交流電源との接
続点における電圧位相差が、互いに３０°の位相差を持
って前記交流電源に接続されることを特徴とする電力変
換装置。
【請求項４】請求項１または２の電力変換装置におい
て、請求項１、あるいは２の各電力変換装置を２台ずつ用
い、２台の該電力変換装置の直流側を並列に接続し、直
流側にコンデンサを接続し、２台の該電力変換装置のそ
れぞれの交流電源との接続点における電圧位相差が、互
いに３０°の位相差を持って前記交流電源に接続される
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】請求項１から４のいずれか１項に記載の電
力変換装置において、前記単相交流電源は、その出力電
流の平均値を可変制御できる装置により構成され、前記
交流出力電流は前記変換器の直流側の平均電流に比例し
て制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】請求項１から５のいずれか１項に記載の前
記単相交流電源は、前記変換器の直流電流の検出値に基
づいて、前記単相交流電源の出力電流を制御するインバ
ータであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】請求項１から５のいずれか１項に記載の前
記単相交流電源は、前記交流電源側の総合インピーダン
ス値と、前記変換器の直流電流の平均値に基づいて、電
圧を制御するインバータであることを特徴とする電力変
換装置。