JP6935359B2 - 直列多重電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直列多重電力変換装置に関する。

特開２０１３−２５８８４１号公報（特許文献１）には、複数の変換器を直列に多重化した直列多重電力変換装置が開示されている。特許文献１では、交流側を変圧器で多重化する方法を採用している。この方法では、各変換器の交流電圧端子が各変圧器の二次巻線に接続されるとともに、各変圧器の一次巻線が直列接続されて電力系統に接続される。各変換器の交流出力電圧が直列合成された電圧が電力系統に出力される。

特開２０１３−２５８８４１号公報

直列多重電力変換装置は、複数の変換器の出力電圧を合成することで、装置全体の交流出力電圧波形に含まれる高調波成分を低減することができ、結果的に電力系統に流出する高調波電流を低減することができる。しかしながら、多重化される変換器の台数が増えることで、装置体格が大型化することが懸念される。また、各変換器が発生する電力損失によって装置全体の電力損失が増えるため、直列多重電力変換装置の動作効率が低下することが懸念される。

この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであって、その目的は、直列多重電力変換装置において、交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減しつつ、高い動作効率および高い電圧利用率を実現することである。

この発明のある局面に従う直列多重電力変換装置は、交流電力系統に連系される直列多重電力変換装置であって、一次巻線が交流電力系統に直列に多重接続されるＭ台（Ｍは２以上の整数）の変圧器と、Ｍ台の変圧器の二次巻線にそれぞれ接続され、交流電力および直流電力の間で双方向の電力変換を行なう第１段から第Ｍ段の変換器と、各段の変換器の交流出力電圧を直列合成した電圧が交流電圧指令値に一致するように、各段の変換器の交流出力電圧のＰＷＭ制御を行なう制御装置とを備える。各段の変換器は、単相フルブリッジ回路により構成される。ＰＷＭ制御は、交流電圧指令値の半周期において複数のパルス電圧を出力するように変換器の制御指令を生成する多パルスモードと、上記区間において単一のパルス電圧を出力するように変換器の制御指令を生成する単一パルスモードとを有している。制御装置は、第１段から第（Ｍ−１）段の変換器を単一パルスモードによって制御するとともに、第Ｍ段の変換器を多パルスモードによって制御する。

この発明によれば、直列多重電力変換装置において、交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減しつつ、高い動作効率および高い電圧利用率を実現することができる。

本発明の実施の形態１に係る直列多重電力変換装置１の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した変換器の具体的な回路構成を示す図である。 変換器に含まれるｘ相の単相フルブリッジ３レベル回路の回路構成を示す図である。 多パルスモード適用時の変換器の制御を説明するための波形図である。 単一パルスモード適用時の変換器の制御を説明するための波形図である。 ４段直列多重変換器のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 系統電圧の低下時における４段直列多重変換器のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 系統電圧の低下時における４段直列多重変換器のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 系統電圧の低下時における４段直列多重変換器のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 単一長パルスモードおよび単一短パルスモードの切り替えを概念的に説明するための概略図である。 図１に示した制御装置のうちの４段直列多重変換器の制御に関す部分を示す回路ブロック図である。 図１１に示したＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図である。 図１２に示した第４段制御部の構成例を示すブロック図である。 図１２に示した第１段制御部から第３段制御部の構成例を示すブロック図である。 図１４に示した単一長パルスモード制御部の構成例を示すブロック図である。 図１４に示した単一短パルスモード制御部の構成例を示すブロック図である。 定格出力時の４段直列多重変換器の動作波形図である。 二相変調適用時における４段直列多重変換器の動作波形図である。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る直列多重電力変換装置１の主回路構成を示す概略ブロック図である。直列多重電力変換装置１は、代表的には、非同期交流系統や異周波交流系統の電力授受に用いられるＢＴＢ（Back to Back）システムに適用される。具体例では、５０−６０Ｈｚ周波数変換装置などがある。

図１を参照して、直列多重電力変換装置１は、交流周波数が互いに異なる電力系統２および電力系統３の間に接続される。電力系統２および３は複数の相（例えば三相）を有する。直列多重電力変換装置１は、交流電圧検出器１２，５２と、電流検出器１３，５３と、直流電圧検出器１４と、電力変換部１０と、制御装置１１とを備える。

交流電圧検出器１２は、電力系統２の交流電圧を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。電流検出器１３は、電力系統２を流れる電流を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。交流電圧検出器５２は、電力系統３の交流電圧を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。電流検出器５３は、電力系統３を流れる電流を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。

電力変換部１０は、電力系統２および電力系統３の間に接続される。具体的には、電力変換部１０は、一方の電力系統２に変圧器２１〜２４を介して連系され、他方の電力系統３に変圧器６１〜６４を介して連系される。電力変換部１０は、変圧器２１〜２４と、変換器２５〜２８と、直流母線１５〜１７と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、変換器６５〜６８と、変圧器６１〜６４とを含む。直流母線１５〜１７および平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は各変換器の直流回路を構成する。

変圧器２１〜２４の一次巻線は電力系統２に接続される。変圧器２１〜２４の各々の一次巻線は、各相直列接続されて星型結線されている。これにより、変換器２５〜２８の各々の交流出力電圧を各相直列合成した電圧が電力系統２に出力される。変圧器２１〜２４の各相二次巻線の一方端３３には、変換器２５〜２８の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変圧器２１〜２４の各相二次巻線の他方端３４には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に接続された別の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変換器２５〜２８は多相フルブリッジ回路を構成している。

例えば、変圧器２１の各相二次巻線の一方端３３には、直流正母線１５および直流負母線１７間の直流電圧を各相交流電圧に変換する変換器２５の電力変換回路が接続される。変圧器２１の各相二次巻線の他方端３４には、直流正母線１５および直流負母線１７間の直流電圧を各相交流電圧に変換する電力変換回路が接続される。各相二次巻線に接続される２つの電力変換回路の直流回路は共通である。

変換器２５〜２８の各々は、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-Off thyristor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの自己消弧型素子を用いた電力変換器で構成されている。本実施の形態では、変換器２５〜２８はいずれも３レベル回路として構成される。変換器２５〜２８の各々の３つの直流電圧端子は、直流正母線１５、直流中性点母線１６および直流負母線１７にそれぞれ接続される。

平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、直流正母線１５および直流負母線１７の間に直列に接続され、直流正母線１５および直流負母線１７の間の電圧を平滑化する。平滑コンデンサＣ１およびＣ２の接続点には直流中性点母線１６が接続される。

直流電圧検出器１４は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧および平滑コンデンサＣ２の端子間電圧を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１に出力する。

変換器６５〜６８の各々は、変換器２５〜２８と同様、ＧＣＴやＩＧＢＴ等の自己消弧型素子を用いた電力変換器で構成されている。変換器６５〜６８はいずれも３レベル回路として構成される。変換器６５〜６８の各々の３つの直流電圧端子は、直流正母線１５、直流中性点母線１６および直流負母線１７にそれぞれ接続される。

変換器６５〜６８の交流端子は変圧器６１〜６４の二次巻線にそれぞれ接続されている。具体的には、変圧器６１〜６４の二次巻線の各相の一方端６９には、変換器６５〜６８の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変圧器６１〜６４の二次巻線の各相の他方端７０には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に接続された別の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変換器６５〜６８の各々は多相フルブリッジ回路を構成している。

変圧器６１〜６４の一次巻線は電力系統３に接続されている。変圧器６１〜６４の各々の一次巻線は、各相直列接続されて星型結線されている。これにより、変換器６５〜６８の各々の交流出力電圧を各相直列合成した電圧が電力系統３に出力される。

このように、電力変換部１０は、変換器２５〜２８の直流端子と変換器６５〜６８の直流端子とを直流母線１５〜１７を介して接続した構成となっている。なお、図１の例では、変換器２５〜２８の直流端子を共通の直流回路に接続した構成としているが、変換器２５〜２８の直流端子を互いに独立した直流回路に接続する構成としてもよい。同様に、変換器６５〜６８の直流端子を互いに独立した直流回路に接続する構成としてもよい。

電力変換部１０は、一方の電力系統２（または電力系統３）から他方の電力系統３（または電力系統２）へ電力を融通する。具体的には、電力系統２から電力系統３へ電力を融通する場合、変換器２５〜２８は、変圧器２１〜２４からそれぞれ供給される交流電圧を所望の直流電圧に変換し、変換した直流電圧を直流母線１５〜１７を介して変換器６５〜６８へ供給する。変換器６５〜６８は、変換器２５〜２８から直流母線１５〜１７を介して供給される直流電圧を所望の交流電圧にそれぞれ変換する。変圧器６１〜６４は、変換器６５〜６８の各々の交流出力電圧を直列合成した電圧を電力系統３に出力する。

また、電力系統３から電力系統２へ電力を融通する場合には、変換器６５〜６８は、変圧器６１〜６４からそれぞれ供給される交流電圧を所望の直流電圧に変換し、変換した直流電圧を直流母線１５〜１７を介して変換器２５〜２８へ供給する。変換器２５〜２８は、変換器６５〜６８から直流母線１５〜１７を介して供給される直流電圧を所望の交流電圧にそれぞれ変換する。変圧器２１〜２４は、変換器２５〜２８の各々の交流出力電圧を直列合成した電圧を電力系統２に出力する。

ここで、本願明細書では、交流側が変圧器２１〜２４で直列に多重化されている４台の変換器２５〜２８を互いに区別するために、変換器２８を「第１段変換器２８」と称し、変換器２７を「第２段変換器２７」と称し、変換器２６を「第３段変換器２６」と称し、変換器２５を「第４段変換器２５」と称する場合がある。また、変換器２５〜２８全体を「４段直列多重変換器２０」と称する場合がある。

また、交流側が変圧器６１〜６４で直列に多重化されている４台の変換器６５〜６８を互いに区別するために、変換器６８を「第１段変換器６８」と称し、変換器６７を「第２段変換器６７」と称し、変換器６６を「第３段変換器６６」と称し、変換器６５を「第４段変換器６５」と称する場合がある。また、変換器６５〜６８全体を「４段直列多重変換器６０」と称する場合がある。

なお、４段直列多重変換器２０，６０の各々において、第１段変換器から第４段変換器は直列多重接続されていればよく、特にこの並び順に限定されることはない。

図２は、図１に示した変換器２５〜２８および変換器６５〜６８の具体的な回路構成を示す図である。変換器２５〜２８および変換器６５〜６８は回路構成が同じであるため、図２では代表的に変換器２５の回路構成を説明する。

図２を参照して、変換器２５は、３レベル回路として構成され、スイッチング素子Ｓ１Ｒ〜Ｓ８Ｒ，Ｓ１Ｓ〜Ｓ８Ｓ，Ｓ１Ｔ〜Ｓ８Ｔと、ダイオードＤ１Ｒ〜Ｄ１２Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ１２Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ１２Ｔとを有する。スイッチング素子は、例えばＧＣＴであるが、自己消弧型のスイッチング素子であれば、これに限定されるものではない。

ここで、変換器２５の各相の構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔをまとめて符号「ｘ」と示す。スイッチング素子Ｓ１ｘのアノードは、直流正母線１５に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ２ｘのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ２ｘのカソードはｘ相二次巻線の一方端３３に接続される。スイッチング素子Ｓ３ｘのアノードはｘ相二次巻線の一方端３３に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ４ｘのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ４ｘのカソードは直流負母線１７に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ９ｘのカソードはスイッチング素子Ｓ１ｘおよびＳ２ｘの接続点に接続され、そのアノードは直流中性点母線１６に接続される。ダイオードＤ１０ｘのカソードは直流中性点母線１６に接続され、そのアノードはスイッチング素子Ｓ３ｘおよびＳ４ｘの接続点に接続される。

スイッチング素子Ｓ５ｘのアノードは、直流正母線１５に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ６ｘのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ６ｘのカソードはｘ相二次巻線の他方端３４に接続される。スイッチング素子Ｓ７ｘのアノードはｘ相二次巻線の他方端３４に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ８ｘのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ８ｘのカソードは直流負母線１７に接続される。ダイオードＤ５ｘ〜Ｄ８ｘは、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１１ｘのカソードはスイッチング素子Ｓ５ｘおよびＳ６ｘの接続点に接続され、そのアノードは直流中性点母線１６に接続される。ダイオードＤ１２ｘのカソードは直流中性点母線１６に接続され、そのアノードはスイッチング素子Ｓ７ｘおよびＳ８ｘの接続点に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘ，Ｄ５ｘ〜Ｄ８ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ９ｘ〜１２ｘはクランプダイオードとして機能する。

すなわち、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘおよびダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘ，Ｄ９ｘ，Ｄ１０ｘによって１つの電力変換回路が構成されており、スイッチング素子Ｓ２ｘおよびＳ３ｘの接続点が交流端子として、変圧器のｘ相の二次巻線の一方端３３に接続される。また、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘおよびダイオードＤ５ｘ〜Ｄ８ｘ，Ｄ１１ｘ，Ｄ１２ｘによって別の電力変換回路が構成されており、スイッチング素子Ｓ６ｘおよびＳ７ｘの接続点が交流端子として、変圧器のｘ相の二次巻線の他方端３４に接続される。したがって、ｘ相の二次巻線の両端には２つの電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続されており、この２つの電力変換回路によって単相フルブリッジ３レベル回路が構成される。

そして、電力系統２，３が三相である場合、合計６つの電力変換回路が直流母線１５および直流母線１７の間に並列に接続される。言い換えれば、３つの単相フルブリッジ３レベル回路が直流母線１５および直流母線１７の間に並列に接続される。

図１に戻って、制御装置１１は、変換器２５〜２８および変換器６５〜６８の動作を制御する。本実施の形態では、制御装置１１は、各変換器を構成するスイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用する。制御装置１１は、交流電圧検出器１２，５２、電流検出器１３，５３および直流電圧検出器１４からの信号等を受けて、ＰＷＭ制御を実行する。制御装置１１は、ＰＷＭ制御によって、変換器２５〜２８を制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ１〜ＧＣ４を生成し、その生成したゲートパルス信号ＧＣ１〜ＧＣ４を変換器２５〜２８にそれぞれ出力する。また、制御装置１１は、ＰＷＭ制御によって、変換器６５〜６８を制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ５〜ＧＣ８を生成し、その生成したゲートパルス信号ＧＣ５〜ＧＣ８を変換器６５〜６８にそれぞれ出力する。

次に、制御装置１１における各変換器のＰＷＭ制御について説明する。以下の説明では、図３に示すｘ相の単相フルブリッジ３レベル回路を用いて、変換器のＰＷＭ制御を説明する。

図３を参照して、単相フルブリッジ３レベル回路は、直流正母線１５および直流負母線１７の間に並列に接続される、ａ相の電力変換回路（以下、ａ相アームとも称する）と、ｂ相の電力変換回路（以下、ｂ相アームとも称する）とを有する。ａ相アームの交流端子（スイッチング素子Ｓ２ｘおよびＳ３ｘの接続点）はｘ相の二次巻線の一方端３３に接続され、ｂ相アームの交流端子（スイッチング素子Ｓ６ｘおよびＳ７ｘの接続点）はｘ相の二次巻線の他方端３４に接続される。

ここで、本実施の形態において、変換器のＰＷＭ制御には、交流電圧指令値の半周期（電気角０°〜１８０°の区間または電気角１８０°〜３６０°の区間）において複数のパルス電圧を出力するように変換器の制御指令（ゲートパルス信号ＧＣ）を生成する制御モードと、交流電圧指令値の半周期において単一のパルス電圧を出力するように変換器の制御指令を生成する制御モードとがある。本願明細書では、前者の制御モードを「多パルスモード」と称し、後者の制御モードを「単一パルスモード」と称する。以下では、多パルスモードおよび単一パルスモードの各々について詳細に説明する。

図４は、多パルスモード適用時の変換器の制御を説明するための波形図である。図４は、ｘ相の交流電圧Ｖｘとスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフ関係を示している。図中のＶａはａ相アームの交流端子における出力電圧であり、Ｖｂはｂ相アームの交流端子における出力電圧であり、線間出力電圧Ｖａｂ（電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの差分）はｘ相の交流出力電圧に対応する。

多パルスモードでは、交流電圧指令値Ｖｘ＊（線間電圧指令値）と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。また、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。

搬送波ＣＷ１，ＣＷ２は、例えば三角波信号である。搬送波ＣＷ１は最大値が＋Ｖｄであり、最小値が０である。搬送波ＣＷ２は最大値が０であり、最小値が−Ｖｄである。なお、Ｖｄは直流正母線１５および直流負母線１７間の直流電圧に対応する。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の周波数および位相は同じである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２は、交流電圧指令値Ｖｘ＊の２Ｎ倍（例えばＮ＝８）の周波数を有しており、交流電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。

ａ相アームのスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘは、交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との振幅が一致するタイミングでオンオフされる。ｂ相アームのスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘは、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との振幅が一致するタイミングでオンオフされる。なお、ａ相アームでは、交流電圧指令値Ｖｘ＊の極性が正のときにスイッチング素子Ｓ１ｘおよびＳ３ｘのスイッチングが行なわれ、交流電圧指令値Ｖｘ＊の極性が負のときにスイッチング素子Ｓ２ｘおよびＳ４ｘのスイッチングが行なわれる。ｂ相アームでは、交流電圧指令値−Ｖｘ＊の極性が正のときにスイッチング素子Ｓ５ｘおよびＳ７ｘのスイッチングが行なわれ、交流電圧指令値−Ｖｘ＊の極性が負のときにスイッチング素子Ｓ６ｘおよびＳ８ｘのスイッチングが行なわれる。

これにより、図４に示すように、出力電圧Ｖａ，Ｖｂの各々は±Ｖｄ／２，０の３値をとり、線間出力電圧Ｖａｂは±Ｖｄ，±Ｖｄ／２，０の５値をとる。なお、図示は省略するが、交流電圧指令値Ｖｘ＊，−Ｖｘ＊の振幅が搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の振幅の１／２以下の場合には、線間出力電圧Ｖａｂは±Ｖｄ／２，０の３値をとる。

図５は、単一パルスモード適用時の変換器の制御を説明するための波形図である。図５は、ｘ相の交流電圧Ｖｘとスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフ関係を示している。図中のＶａはａ相アームの交流端子における出力電圧であり、Ｖｂはｂ相アームの交流端子における出力電圧であり、線間出力電圧Ｖａｂ（電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの差分）はｘ相の交流出力電圧に対応する。

単一パルスモードでは、交流電圧指令値Ｖｘ＊（線間電圧指令値）と閾値電圧Ｖｔｈとの高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。また、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と閾値電圧／Ｖｔｈとの高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。なお、閾値電圧Ｖｔｈは０＜Ｖｔｈ≦Ｖｄ／２である。閾値電圧／Ｖｔｈは、閾値電圧Ｖｔｈを−Ｖｄだけオフセットさせた電圧である。

ａ相アームのスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘは、交流電圧指令値Ｖｘ＊の振幅と閾値電圧Ｖｔｈとが一致するタイミングでオンオフされる。ｂ相アームのスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘは、交流電圧指令値−Ｖｘ＊の振幅と閾値電圧／Ｖｔｈとが一致するタイミングでオンオフされる。なお、ａ相アームでは、交流電圧指令値Ｖｘ＊の極性が正のときにスイッチング素子Ｓ１ｘおよびＳ３ｘのスイッチングが行なわれ、交流電圧指令値Ｖｘ＊の極性が負のときにスイッチング素子Ｓ２ｘおよびＳ４ｘのスイッチングが行なわれる。ｂ相アームでは、交流電圧指令値−Ｖｘ＊の極性が正のときにスイッチング素子Ｓ５ｘおよびＳ７ｘのスイッチングが行なわれ、交流電圧指令値−Ｖｘ＊の極性が負のときにスイッチング素子Ｓ６ｘおよびＳ８ｘのスイッチングが行なわれる。

図５に示すように、単一パルスモードにおいても、図４に示した多パルスモードと同様に、出力電圧Ｖａ，Ｖｂは±Ｖｄ／２，０の３値をとり、線間出力電圧Ｖａｂは±Ｖｄ，±Ｖｄ／２，０の５値をとる。ただし、多パルスモードでは、交流電圧指令値Ｖｘの半周期間に、ａ相アームおよびｂ相アームの各々から複数のパルス電圧が出力されるのに対し、単一パルスモードでは、交流電圧指令値Ｖｘの半周期間に、ａ相アームおよびｂ相アームの各々から単一のパルス電圧が出力される。

図４および図５から明らかなように、多パルスモードでは、１キャリア周期（搬送波１パルスの周期）間に４つのスイッチング素子のうち２つが１回ずつオンオフし、残りの２つがオンオフしないため、スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数は、搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の周波数の１／２となる。これに対し、単一パルスモードでは、交流電圧指令値Ｖｘ＊の半周期間に４つのスイッチング素子のうちの２つが１回ずつオンオフし、残りの２つがオンオフしないため、スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数は、交流電圧指令値Ｖｘ＊の周波数の１／２となる。このように、単一パルスモードは、多パルスモードに比べて、スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数が低いため、スイッチング素子に発生する電力損失（スイッチング損失）を低減することができる。よって、単一パルスモードは多パルスモードよりも、変換器の動作効率を高めることができる。

また、多パルスモードでは、図４のような正弦波比較ＰＷＭ方式の場合、線間出力電圧の基本波成分の最大値がＶｄｃのため、変換器の交流出力電圧の基本波成分を高めることができず、電圧利用率に限界がある。なお、電圧利用率とは、同じ直流成分に対して交流電圧が最大どこまで出せるのかを示す尺度である。これに対し、単一パルスモードでは、交流電圧指令値Ｖｘ＊の振幅を搬送波の振幅よりも高くすれば、変換器の交流出力電圧の基本波成分を高めることができるため、電圧利用率を高めることができる。

その一方で、単一パルスモードでは、交流出力電圧の高調波成分が増加するという問題がある。これに対し、多パルスモードは、単一パルスモードに比べて、交流出力電圧の波形が細かく変化するので、その波形を正弦波に近づけることができ、結果的に変換器の動作により発生する高調波成分を小さくできる。よって、多パルスモードは単一パルスモードよりも、交流出力電圧に含まれる高調波成分の含有率を低減することができる。

本実施の形態に係る直列多重電力変換装置１では、直列多重接続される複数台（図１では４台）の変換器のＰＷＭ制御において、多パルスモードと単一パルスモードとを併用することで、装置全体で交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減しつつ、高い動作効率および高い電圧利用率を実現する。

以下、変換器２５〜２８からなる４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御について説明する。なお、変換器６５〜６８からなる４段直列多重変換器６０に対しても以下に説明するＰＷＭ制御を適用することが可能である。

図６は、４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図６には、ｘ相（ｘはＲ，Ｓ，Ｔ）の交流電圧指令値Ｖｘ＊が、および第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧Ｖｘの半周期（電気角０°〜１８０°の区間）の波形が示されている。なお、図中の点線は電力系統２の系統電圧の波形を示している。

図６を参照して、本実施の形態においては、交流電圧指令値Ｖｘ＊は、電力系統２の周波数を基本周波数とする正弦波に正弦波の３次高調波成分を重畳することによって生成される。正弦波に３次高調波成分を重畳することによって、交流電圧指令値Ｖｘ＊の振幅は搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の振幅以下となり、全期間でＰＷＭ制御が可能となる。さらに、３次高調波成分は線間電圧に影響を及ぼさないため、この成分を基本波成分に重畳させることで、線間電圧の基本波振幅の最大値が２／√３倍のＶｄとなり、正弦波比較方式と比較して約１５％高い電圧利用率が得られる。

制御装置１１は、第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧を直列合成した電圧が交流電圧指令値Ｖｘに一致するように、各段変換器の交流出力電圧のＰＷＭ制御を行なう。具体的には、制御装置１１は、第１段変換器２８、第２段変換器２７および第３段変換器２６の各々を単一パルスモードによって制御するとともに、第４段変換器２５を多パルスモードによって制御する。

第１段変換器２８の制御では、交流電圧指令値Ｖｘ＊と第１閾値電圧Ｖｔｈ１との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。第１閾値電圧Ｖｔｈ１は０＜Ｖｔｈ１≦Ｖｄ／２である。また、交流電圧指令値Ｖｘ＊と第１閾値電圧／Ｖｔｈ１との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。第１閾値電圧／Ｖｔｈ１＝Ｖｄ−Ｖｔｈ１である。なお、図６中の交流電圧指令値Ｖｘ＊と第１閾値電圧／Ｖｔｈ１との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せは、図５に示した交流電圧指令値−Ｖｘ＊と閾値電圧／Ｖｔｈとの比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘの組合せと実質的に同じである。単一パルスモードの適用により、第１段変換器２８の交流出力電圧は、電気角０°〜１８０°の区間において高さがＶｄの台形形状の単一パルス電圧となる。単一パルス電圧は、０，Ｖｄ／２，Ｖｄの３値をとる。

第２段変換器２７の制御では、交流電圧指令値Ｖｘ＊と第２閾値電圧Ｖｔｈ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。第２閾値電圧Ｖｔｈ２は第１閾値電圧Ｖｔｈ１よりＶｄ大きい（Ｖｔｈ２＝Ｖｔｈ１＋Ｖｄ）。また、交流電圧指令値Ｖｘ＊と第２閾値電圧／Ｖｔｈ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。第２閾値電圧／Ｖｔｈ２＝Ｖｄ×２−Ｖｔｈ１である。なお、図６中の交流電圧指令値Ｖｘ＊と第２閾値電圧／Ｖｔｈ２との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せは、図５に示した交流電圧指令値−Ｖｘ＊と閾値電圧／Ｖｔｈ１との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘの組合せと実質的に同じである。単一パルスモードの適用により、第２段変換器２７の交流出力電圧は、電気角０°〜１８０°の区間において振幅Ｖｄの台形形状の単一パルス電圧となる。単一パルス電圧は、０，Ｖｄ／２，Ｖｄの３値をとる。

第３段変換器２６の制御では、交流電圧指令値Ｖｘ＊と第３閾値電圧Ｖｔｈ３との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。第３閾値電圧Ｖｔｈ３は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２よりＶｄ大きく、第１閾値電圧Ｖｔｈ１よりＶｄ×２大きい（Ｖｔｈ３＝Ｖｔｈ１＋Ｖｄ×２）。また、交流電圧指令値Ｖｘ＊と第３閾値電圧／Ｖｔｈ３との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。第３閾値電圧／Ｖｔｈ３＝Ｖｄ×３−Ｖｔｈ１である。なお、図６中の交流電圧指令値Ｖｘ＊と第３閾値電圧／Ｖｔｈ３との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せは、図５に示した交流電圧指令値−Ｖｘ＊と閾値電圧／Ｖｔｈ１との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘの組合せと実質的に同じである。単一パルスモードの適用により、第３段変換器２６の交流出力電圧は、電気角０°〜１８０°の区間において振幅Ｖｄの台形形状の単一パルス電圧となる。単一パルス電圧は、０，Ｖｄ／２，Ｖｄの３値をとる。

第４段変換器２５の制御では、交流電圧指令値Ｖｘと搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。また、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。ただし、この比較には、交流電圧指令値ＶｘからＶｄ×３を減じたものが用いられるとともに、交流電圧指令値−ＶｘにＶｄ×３を足したものが用いられる。このＶｄ×３は第１段から第３段の変換器２８〜２６の交流出力電圧の合成電圧に値する。

なお、図６の搬送波ＣＷ１，ＣＷ２は、図４の搬送波ＣＷ１，ＣＷ２と振幅および周波数が同じである。図６では搬送波ＣＷ２を正負反転させたものを示している。

第４段変換器２５において、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘは、交流電圧指令値（Ｖｘ＊−Ｖｄ×３）と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との振幅が一致するタイミングでオンオフされ、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘは、交流電圧指令値（−Ｖｘ＊＋Ｖｄ×３）と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との振幅が一致するタイミングでオンオフされる。なお、図６中の交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ２との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せは、図４に示した交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ２との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘの組合せと実質的に同じである。多パルスモードの適用により、第４段変換器２５の交流出力電圧は、電気角０°〜１８０°の区間において、＋Ｖｄ，＋Ｖｄ／２，０の３値をとる。

４段直列多重変換器２０の交流出力電圧は、第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧を直列合成したものとなる。したがって、図６に示すように、電気角０°〜１８０°の区間において、交流出力電圧は、第１段変換器２８から第３段変換器２６の台形形状の単一パルス電圧を積み上げたものに、第４段変換器２５の交流出力電圧をさらに足したものとなる。

言い換えれば、第１段変換器２８から第３段変換器２６の単一パルス電圧を積み上げることで、Ｖｄ×３の高さを有する台形形状の土台が形成される。この土台は、０，Ｖｄ／２，Ｖｄ，Ｖｄ×３／２，Ｖｄ×２，Ｖｄ×５／２，Ｖｄ×３の７値をとる。そして、この土台の上に第４段変換器２５の複数パルス電圧を載せることによって、交流出力電圧の値はさらに、Ｖｄ×３，Ｖｄ×７／２，Ｖｄ×４の３値をとることになる。

図６に示すように、交流電圧指令値Ｖｘ＊は、電気角０°〜１８０°の区間において、電圧値が０からＶｄ×３まで単調増加する区間Ｉと、電圧値がＶｄ×３以上Ｖｄ×４以下の範囲内で変動する区間ＩＩと、電圧値がＶｄ×３から０まで単調減少する区間ＩＩＩとに大きく区分することができる。４段直列多重変換器２０の交流出力電圧は、このうちの区間Ｉおよび区間ＩＩＩが第１段変換器２８から第３段変換器２６の単一パルス電圧で形成され、区間ＩＩにおける電圧値の起伏が第４段変換器２５の複数のパルス電圧で形成される。

以上のように、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧のＰＷＭ制御において、第１段変換器２８から第３段変換器２６には単一パルスモードを適用し、かつ、第４段変換器２５には多パルスモードを適用することで、各段変換器に多パルスモードを適用する場合に比べて、第１段変換器２８から第３段変換器２６のスイッチング素子に発生する電力損失（スイッチング損失）を低減することができる。

また、第１段変換器２８から第３段変換器２６に単一パルスモードを適用したことで、高さがＶｄ×３の台形形状の土台を３台の変換器の出力電圧で形成することができる。各段変換器を多パルスモードで制御することによって同じ高さの土台を形成する場合には、４台以上の変換器を多重化することが必要となる。これに対し、本実施の形態では、より少ない台数の変換器で足りるため、交流電圧指令値Ｖｘ＊に一致した交流電圧を出力するために必要となる変換器の段数を減らすことができる。これは、直列多重変換器２０の電圧利用率を向上させるものであり、直列多重変換器２０の装置体格の小型化、軽量化およびコスト低減に寄与し得る。

また、第４段変換器２５に多パルスモード適用したことで、土台に載せられる交流出力電圧の波形を交流電圧指令値Ｖｘ＊に近づけることができる。したがって、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧に含まれる高調波成分の含有率を、交流電圧指令値Ｖｘ＊の高調波成分の含有率と同等レベルに近づけることができる。

この結果、本実施の形態に係るＰＷＭ制御によれば、直列多重電力変換装置１全体として、交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減しつつ、高い動作効率および電圧利用率を実現することができる。

なお、実施の形態１では４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御について説明したが、本実施の形態に係るＰＷＭ制御は、第１段から第Ｍ段（Ｍは２以上の整数）の変換器からなるＭ段直列多重変換器に一般的に適用することができる。この場合、制御装置１１は、第１段から第（Ｍ−１）段の変換器を単一パルスモードによって制御するとともに、第Ｍ段の変換器を多パルスモードによって制御する。交流電圧指令値Ｖｘ＊の電気角０°〜１８０°の区間において、Ｍ段直列多重変換器の交流出力電圧は、第１段から第（Ｍ−１）段の変換器の台形形状の単一パルス電圧を積み上げることで、Ｖｄ×（Ｍ−１）の高さを有する土台が形成される。そして、この土台に第Ｍ段の変換器の複数パルス電圧が載せられることで、交流出力電圧は、Ｖｄ×（Ｍ−１），Ｖｄ×（Ｍ−１）＋Ｖｄ／２，Ｖｄ×Ｍの３値をとることになる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、上述した実施の形態１で示したＰＷＭ制御に用いられる交流電圧指令値Ｖｘ＊の生成方法について説明する。以下の説明では、搬送波ＣＷ１，ＣＷ２は、図４および図６の例に倣って、交流電圧指令値Ｖｘ＊の１６倍の周波数を有するものとする。

搬送波ＣＷ１，ＣＷ２が交流電圧指令値Ｖｘ＊の１６倍の周波数を有する場合、図４に示すように、交流電圧指令値Ｖｘ＊の電気角０°〜１８０°の区間には合計８パルスの搬送波が含まれることになる。すなわち、電気角０°〜１８０°の区間には８キャリア周期が含まれている。

本実施の形態では、この８キャリア周期のうちの最初の１．５キャリア周期（１．５パルス分）を区間Ｉに割り当て、最後の１．５キャリア周期（１．５パルス分）を区間ＩＩＩに割り当て、これらの中間の５キャリア周期（５パルス分）を区間ＩＩに割り当てる。すなわち、区間Ｉは電気角０°〜３３．７５°の区間に相当し、区間ＩＩは３３．７５°〜１４６．２５°の区間に相当し、区間ＩＩＩは１４６．２５°〜１８０°の区間に相当する。

３次高調波は、電気角３３．７５°および１４６．２５°において、交流電圧指令値Ｖｘ＊がＶｄ×３となるように重畳される。例えば、電力系統２の交流電圧が公称定格電圧（系統電圧１ｐ．ｕ．、変換器無負荷）である場合、３次高調波の重畳比率（基本波成分に対する３次高調波の振幅の比率）は、約１９％となる。

３次高調波の重畳比率は、電力系統２の交流電圧の振幅値に応じて変化させることができる。例えば、電力系統２が周波数６０Ｈｚでの定常運転時であって、最大電圧である場合、３次高調波の重畳比率を約１２％とすることで、電気角３３．７５°および１４６．２５°での交流電圧指令値Ｖｘ＊をＶｄ×３とすることができる。また、電力系統２の交流電圧が最小電圧（系統電圧０．９ｐ．ｕ．，変換器無負荷）である場合、３次高調波の重畳比率を約２７％とすることで、電気角３３．７５°および１４６．２５°での交流電圧指令値Ｖｘ＊をＶｄ×３とすることができる。

このように３次高調波の重畳比率は、電力系統２の交流電圧が大きいほど小さくなる。電力系統２の交流電圧の振幅値に応じて予め３次高調波の重畳比率を算出し、得られた交流電圧の振幅値と３次高調波の重畳比率との関係をテーブル化しておくことができる。

本実施の形態によれば、区間Ｉおよび区間ＩＩＩを合わせた３キャリア周期間において、第１段変換器２８から第３段変換器２６に１キャリア周期（１パルス分）ずつ割り当てられ、１キャリア周期間にいずれかの変換器の４つのスイッチング素子のうち２つが１回ずつオンオフすることになる。

また、区間ＩＩでは、５キャリア周期間に第４段変換器２５の４つのスイッチング素子のうち２つが５回ずつオンオフすることになる。したがって、第４段変換器２５は、交流電圧指令値Ｖｘ＊の電気角０°〜１８０°の区間において５キャリア周期間（５パルス分）に５つのパルス電圧を出力するように、５パルスモードで制御されることになる。

この結果、４段直列多重変換器２０全体で見た場合、８キャリア周期間に、１キャリア周期ごとに４台の変換器２５〜２８のいずれかの４つのスイッチング素子のうちの２つが１回ずつオンオフされることとなる。これは、４段直列多重変換器２０全体に多パルスモード（図６では、８パルスモード）が適用されている場合の動作と実質的に等価であるとみなすことができる。したがって、多パルスモードによる制御の利点である、交流出力電圧に含まれる高調波成分の含有率の低減という効果を得ることができる。

なお、上述した交流電圧指令値Ｖｘ＊の生成方法を、Ｍ段直列多重変換器のＰＷＭ制御に適用した場合には、搬送波が交流電圧指令値Ｖｘの２Ｎ倍（Ｎは２以上の整数）の周波数を有するとき、区間Ｉは電気角０°〜１８０×（Ｍ−１）／２Ｎ°の区間となり、区間ＩＩは電気角１８０×（Ｍ−１）／２Ｎ°〜１８０×｛１−（Ｍ−１）／２Ｎ｝°の区間となり、区間ＩＩＩは１８０×｛１−（Ｍ−１）／２Ｎ｝°〜１８０°の区間となる。第Ｍ段の変換器は、区間ＩＩにおいて、多パルスモードによって制御される。第Ｍ段の変換器は、この区間ＩＩに｛Ｎ−（Ｍ−１）｝個のパルス電圧を出力する｛Ｎ−（Ｍ−１｝パルスモードで制御される。

［実施の形態３］
上述した実施の形態１および２では、電力系統２の交流電圧が公称定格電圧（１ｐ．ｕ．）である場合の４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御について説明した。実施の形態３では、電力系統２の事故発生等によって系統電圧が公称定格電圧よりも低下している状態での４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御について説明する。

図７から図９に示すように、制御装置１１は、電力系統２の電圧低下度合いに応じて、４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御を変化させる。図７は、系統電圧が公称定格電圧の約５／８まで低下した場合の４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図８は、系統電圧が公称定格電圧の約３／８まで低下した場合の４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図９は、系統電圧が公称定格電圧の約１／１０まで低下した場合の４段直列多重変換器２０のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。なお、図７から図９のいずれにも、ｘ相の交流電圧指令値Ｖｘ＊および第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧の半周期（電気角０°〜１８０°の区間）の波形が示されている。図中の破線は系統電圧の波形を示している。

まず、図７を参照して、系統電圧が公称定格電圧の約５／８に低下している場合には、交流電圧指令値Ｖｘ＊は、系統電圧に３次高調波成分を重畳することで、図７に示すような波形となる。図７の例では、３次高調波成分の重畳比率は約３８％である。

制御装置１１は、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧が交流電圧指令値Ｖｘ＊に一致するように、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々の交流出力電圧をＰＷＭ制御する。具体的には、制御装置１１は、第１段変換器２８、第２段変換器２７および第３段変換器２６の各々を単一パルスモードによって制御するとともに、第４段変換器２５を多パルスモード（図７では５パルスモード）によって制御する。

ただし、制御装置１１は、第１段変換器２８および第２段変換器２７については、電気角０°〜１８０°の区間において単一のパルス電圧を出力するように制御する一方で、第３段変換器２６については、１キャリア周期間にのみパルス電圧を出力するように制御する。

第３段変換器２６の制御は、区間Ｉにおける電気角２２．５°〜３３．７５°の区間（０．５キャリア周期分）と、区間ＩＩＩにおける電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間（０．５キャリア周期分）とにおいて行なわれる。これらの区間では、交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。また、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。ただし、この比較には、交流電圧指令値ＶｘからＶｄ×２を減じたものが用いられるとともに、交流電圧指令値−ＶｘにＶｄ×２を足したものが用いられる。このＶｄ×２は第１段変換器２８および第２段変換器２７の交流出力電圧の合成電圧に値する。これによると、電気角２２．５°〜３３．７５°の区間および電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間の各々において、第３段変換器２６は１パルス電圧を出力する。

本実施の形態では、単一パルスモードのうち、交流電圧指令値Ｖｘ＊の半周期（電気角０°〜１８０°の区間または電気角１８０°〜３６０°の区間）において単一のパルス電圧を出力するように変換器の制御指令を生成する制御モードを「単一長パルスモード」と称する。その一方で、交流電圧指令値Ｖｘ＊の半周期のうちの１キャリア周期間のみにおいてパルス電圧を出力するように変換器の制御指令を生成する制御モードを「単一短パルスモード」と称する。単一短パルスモードでは、図７中に斜線で示すように、区間Ｉおよび区間ＩＩＩの各々において、０．５キャリア周期につき１パルス電圧が出力されるため、交流電圧指令値Ｖｘ＊の半周期において２パルス電圧が出力されることになる。

図７の例では、第１段変換器２８および第２段変換器２７を単一長パルスモードによって制御し、第３段変換器２６を単一短パルスモードによって制御し、第４段変換器２５を多パルスモードによって制御することで、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧は、第１段変換器２８および第２段変換器２７の単一パルス電圧を積み上げたものに、第３段変換器２６および第４段変換器２５の複数パルス電圧を足したものとなる。

次に、図８を参照して、系統電圧が公称定格電圧の約３／８に低下している場合には、交流電圧指令値Ｖｘ＊は、系統電圧に３次高調波成分を重畳することで、図８に示すような波形となる。図８の例では、３次高調波成分の重畳比率は約３８％である。

制御装置１１は、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧が交流電圧指令値Ｖｘ＊に一致するように、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々の交流出力電圧をＰＷＭ制御する。具体的には、制御装置１１は、第１段変換器２８を単一長パルスモードによって制御し、第２段変換器２７および第３段変換器２６の各々を単一短パルスモードによって制御し、第４段変換器２５を多パルスモード（図８では５パルスモード）によって制御する。

図８では、図７と比較して、第２段変換器２７の制御が単一長パルスモードから単一短パルスモードに切り替えられている点が異なる。第２段変換器２７の制御は、区間Ｉにおける電気角１１．２５°〜２２．５°の区間（０．５キャリア周期分）と、区間ＩＩＩにおける電気角１５７．５°〜１６８．７５°の区間（０．５キャリア周期分）とにおいて行なわれる。これらの区間では、交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。また、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。ただし、この比較には、交流電圧指令値ＶｘからＶｄを減じたものが用いられるとともに、交流電圧指令値−ＶｘにＶｄを足したものが用いられる。このＶｄは第１段変換器２８の交流出力電圧に値する。これによると、図８中に斜線で示すように、電気角１１．２５°〜２２．５°の区間および電気角１５７．５°〜１６８．７５°の区間の各々において、第２段変換器２７は１パルス電圧を出力する。

第３段変換器２６の制御は、図７と同様に、区間Ｉにおける電気角２２．５°〜３３．７５°の区間（０．５キャリア周期分）と、区間ＩＩＩにおける電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間（０．５キャリア周期分）とにおいて行なわれる。図８中に斜線で示すように、電気角２２．５°〜３３．７５°の区間および電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間の各々において、第３段変換器２６は１パルス電圧を出力する。

第１段変換器２８を単一長パルスモードによって制御し、第２段変換器２７および第３段変換器２６を単一短パルスモードによって制御し、第４段変換器２５を多パルスモードによって制御することで、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧は、第１段変換器２８の単一パルス電圧に、第２段変換器２７から第４段変換器２５の複数パルス電圧を足したものとなる。

次に、図９を参照して、系統電圧が公称定格電圧の約１／１０に低下している場合には、系統電圧に３次高調波成分を重畳しないため、交流電圧指令値Ｖｘ＊は図９に示すような波形となる。

制御装置１１は、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧が交流電圧指令値Ｖｘ＊に一致するように、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々の交流出力電圧をＰＷＭ制御する。具体的には、制御装置１１は、第１段変換器２８、第２段変換器２７および第３段変換器２６の各々を単一短パルスモードによって制御し、第４段変換器２５を多パルスモード（図９では５パルスモード）によって制御する。

図９では、図８と比較して、第１段変換器２８の制御が単一長パルスモードから単一短パルスモードに切り替えられている点が異なる。第１段変換器２８の制御は、区間Ｉにおける電気角０°〜１１．２５°の区間（０．５キャリア周期分）と、区間ＩＩＩにおける電気角１６８．７５°〜１８０°の区間（０．５キャリア周期分）とにおいて行なわれる。これらの区間では、交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ４ｘのオンオフの組合せが決定される。また、交流電圧指令値−Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１，ＣＷ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ５ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフの組合せが決定される。これによると、図９中に斜線で示すように、電気角０°〜１１．２５°の区間および電気角１６８．７５°〜１８０°の区間の各々において、第１段変換器２８は１パルス電圧を出力する。

第２段変換器２７の制御は、図８と同様に、区間Ｉにおける電気角１１．２５°〜２２．５°の区間（０．５キャリア周期分）と、区間ＩＩＩにおける電気角１５７．５°〜１６８．７５°の区間（０．５キャリア周期分）とにおいて行なわれる。図９中に斜線で示すように、電気角１１．２５°〜２２．５°の区間および電気角１５７．５°〜１６８．７５°の区間の各々において、第２段変換器２７は１パルス電圧を出力する。

第３段変換器２６の制御は、図７および図８と同様に、区間Ｉにおける電気角２２．５°〜３３．７５°の区間（０．５キャリア周期分）と、区間ＩＩＩにおける電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間（０．５キャリア周期分）とにおいて行なわれる。図８中に斜線で示すように、電気角２２．５°〜３３．７５°の区間および電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間の各々において、第３段変換器２６は１パルス電圧を出力する。

第１段変換器２８から第３段変換器２６を単一短パルスモードによって制御し、第４段変換器２５を多パルスモードによって制御することで、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧は、０．５キャリア周期ごとに出力される１パルス電圧によって、合計１６個のパルス電圧で形成されることになる。

図９から明らかなように、４段直列多重変換器２０全体の交流出力電圧の波形は、４段直列多重変換器２０全体に多パルスモード（図９では、８パルスモード）が適用されている場合の動作と実質的に同じとなる。したがって、多パルスモードによる制御の利点である、高調波成分の含有率の低減という効果を得ることができる。

なお、第１段変換器２８から第３段変換器２６の各々においては、単一長パルスモードを単一短パルスモードよりも優先的に実行するものとする。具体的には、図１０に示すように、交流電圧指令値Ｖｘ＊が０から増加して閾値電圧Ｖｔｈに一致するタイミングが、交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１とが一致するタイミングよりも早いときには、単一長パルスモードが実行される。

一方、系統電圧が低下し、交流電圧指令値Ｖｘ＊が閾値電圧Ｖｔｈに一致するタイミングよりも交流電圧指令値Ｖｘ＊と搬送波ＣＷ１とが一致するタイミングが早くなると、変換器の制御は単一長パルスモードから単一短パルスモードに切り替えられる。その結果、図７から図９に示すように、電圧低下の度合いが大きくなるに従って、第３段変換器２６から第１段変換器２８まで順番に、単一長パルスモードから単一短パルスモードに切り替えられることになる。

これによると、系統電圧の低下時においても、４段直列多重変換器２０全体としては多パルスモードによって制御することができるため、交流出力電圧における高調波の含有率を低減することができる。

［実施の形態４］
実施の形態４では、本実施の形態に従う直列多重電力変換装置１における制御装置１１の制御構造について説明する。

図１１は、図１に示した制御装置１１のうちの４段直列多重変換器２０の制御に関す部分を示す回路ブロック図である。

図１１において、制御装置１１は、減算器１１０，１１２、電流制御部１１４、２相／３相変換部１１６、３ｆ重畳演算部１１８、加算器１２０，１２２，１２４，１３２、ＰＷＭ制御部１２６、乗算器１２８，１３０、および平方根１３４を含む。

ｄ軸電流帰還値Ｉｄおよびｑ軸電流帰還値Ｉｑは、電流検出器１３（図１）により検出された電力系統２を流れる交流電流のｄ軸成分およびｑ軸成分であり、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの検出値を３相／２相変換して得られたものである。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、交流電流指令のｄ軸成分およびｑ軸成分であり、三相の電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊を３相／２相変換して得られたものである。

減算器１１０は、ｄ軸電流帰還値Ｉｄとｄ軸電流指令Ｉｄ＊との偏差Δｄ（＝Ｉｄ−Ｉｄ＊）を算出する。減算器１１２は、ｑ軸電流帰還値Ｉｑとｑ軸電流指令Ｉｑ＊との偏差Δｑ（＝Ｉｑ−Ｉｑ＊）を算出する。

電流制御部１１４は、偏差Δｄ，Δｑの各々が０となるようにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを生成する。電流制御部１１４は、例えば偏差Δｄ，Δｑを比例制御または比例積分制御に従って増幅することによりｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成する。

２相／３相変換部１１６は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を２相／３相変換することにより、三相の交流電圧指令値（Ｒ相電圧指令値ＶＲ♯、Ｓ相電圧指令値ＶＳ♯、Ｔ相電圧指令値ＶＴ♯）を生成する。

３ｆ重畳演算部１１８は、交流電圧指令値ＶＲ♯，ＶＳ♯，ＶＴ♯の各々に重畳する３次高調波成分の重畳比率を算出する。３ｆ重畳演算部１１８は、電流制御部１１４により生成されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に基づいて、３次高調波成分の重畳比率を算出し、算出した重畳比率に基づいて、各相の３次高調波成分を生成する。具体的には、実施の形態２で説明したように、３ｆ重畳演算部１１８は、交流電圧指令値Ｖｘ＊の電気角３３．７５°および１４６．２５°において交流電圧指令値Ｖｘ＊がＶｄ×３となるように、３次高調波の重畳比率を算出する。なお、３ｆ重畳演算部１１８は、予め交流電圧の振幅値に応じて３次高調波の重畳比率を算出しておき、得られた交流電圧の振幅値と３次高調波の重畳比率との関係をテーブル化しておくことができる。

加算器１２０は、Ｒ相電圧指令値ＶＲ♯とＲ相の３次高調波成分とを加算して、Ｒ相電圧指令値ＶＲ＊を生成する。加算器１２２は、Ｓ相電圧指令値ＶＳ♯とＳ相の３次高調波成分とを加算して、Ｓ相電圧指令値ＶＳ＊を生成する。加算器１２４は、Ｔ相電圧指令値ＶＴ♯とＴ相の３次高調波成分とを加算して、Ｔ相電圧指令値ＶＴ＊を生成する。

乗算器１２８は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊の二乗値Ｖｄ＊^２を算出する。乗算器１３０は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の二乗値Ｖｑ＊^２を算出する。加算器１３２は、ｄ軸電圧指令の二乗値Ｖｄ＊^２とｑ軸電圧指令の二乗値Ｖｑ＊^２とを加算する。平方根１３４は、加算器１３２の加算結果の平方根（＝（Ｖｄ＊^２＋Ｖｑ＊^２）^１／２）を算出することにより、交流電圧指令値Ｖ♯の基本波の振幅を算出する。

ＰＷＭ制御部１２６は、交流電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に基づいて、４段直列多重変換器２０を制御するためのゲートパルス信号ＧＣ１〜ＧＣ４（図１）を生成する。ＰＷＭ制御部１２６は、線間電圧の振幅に基づいてゲートパルス信号ＧＣ１〜ＧＣ４を生成する。

図１２は、図１１に示したＰＷＭ制御部１２６の構成を示すブロック図である。図１２を参照して、ＰＷＭ制御部１２６は、第１段制御部１４１、第２段制御部１４２、第３段制御部１４３、第４段制御部１４４、および搬送波生成器１３５を含む。

搬送波生成器１３５は、搬送波ＣＷ１，ＣＷ２として三角波信号を生成する。搬送波ＣＷ１は、図４に示されるように、最大値が＋Ｖｄであり、最小値が０である。搬送波ＣＷ２は、最大値が０であり、最小値は−Ｖｄである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２の周波数および位相は同じである。搬送波ＣＷ１，ＣＷ２は、交流電圧指令値Ｖｘ＊の２Ｎ倍（例えばＮ＝８）の周波数を有しており、交流電圧指令値Ｖｘ＊に同期した信号である。

第１段制御部１４１は、交流電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）に基づいて、第１段変換器２８におけるスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ１を生成する。

第２段制御部１４２は、交流電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）に基づいて、第２段変換器２７におけるスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ２を生成する。

第３段制御部１４３は、交流電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）に基づいて、第３段変換器２６におけるスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ３を生成する。

第４段制御部１４４は、交流電圧指令値Ｖｘ＊（ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊）に基づいて、第４段変換器２５におけるスイッチング素子Ｓ１ｘ〜Ｓ８ｘのオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ４を生成する。

図１３は、図１２に示した第４段制御部１４４の構成例を示すブロック図である。図１３を参照して、第４段制御部１４４は、減算器１５０、乗算器１５２、比較器ＣＯＭ１〜ＣＯＭ４、および反転器Ｉ１〜Ｉ４を含む。

減算器１５０は、交流電圧指令値Ｖｘ＊からＶｄ×３を減算する。Ｖｄ×３は第１段変換器２８から第３段の変換器２６の交流出力電圧の合成電圧に値する。

乗算器１５２は、交流電圧指令値Ｖｘ＊からＶｄ×３を減じたもの（＝Ｖｘ＊−Ｖｄ×３）に−１を乗じる。乗算器１５２の乗算値は、交流電圧指令値−Ｖｘ＊にＶｄ×３を加算した者に値する。

比較器ＣＯＭ１は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値Ｖｘ＊−Ｖｄ×３を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ１は、交流電圧指令値Ｖｘ＊−Ｖｄ×３および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ１の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ１ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ１は、比較器ＣＯＭ１の出力信号を反転する。反転器Ｉ１の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ３ｘのゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ２は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値Ｖｘ＊−Ｖｄ×３を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ２は、交流電圧指令値Ｖｘ＊−Ｖｄ×３および搬送波ＣＷ２の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ２の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ２ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ２は、比較器ＣＯＭ２の出力信号を反転する。反転器Ｉ２の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ４ｘのゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ３は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値−Ｖｘ＊＋Ｖｄ×３を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ１を受ける。比較器ＣＯＭ１は、交流電圧指令値−Ｖｘ＊＋Ｖｄ×３および搬送波ＣＷ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ３の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ５ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ３は、比較器ＣＯＭ３の出力信号を反転する。反転器Ｉ３の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ７ｘのゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ４は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値−Ｖｘ＊＋Ｖｄ×３を受け、反転入力端子（−端子）に搬送波ＣＷ２を受ける。比較器ＣＯＭ４は、交流電圧指令値−Ｖｘ＊＋Ｖｄ×３および搬送波ＣＷ２の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ４の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ６ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ４は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を反転する。反転器Ｉ４の出力信号は、第４段変換器２５のスイッチング素子Ｓ８ｘのゲートパルス信号となる。

図１４は、図１２に示した第１段制御部１４１から第３段制御部１４３の構成例を示すブロック図である。図１４では、第１段制御部１４１から第３段制御部１４３の構成を総括的に説明するため、符号１，２，３をまとめて符号「ｉ」と示す。

図１４を参照して、第ｉ段制御部１４ｉは、単一長パルスモード制御部１６０と、単一短パルスモード制御部１６２と、スイッチ１６４と、モード切替部１６６とを含む。

単一長パルスモード制御部１６０は、単一長パルスモードを実行することにより、交流電圧指令値Ｖｘ＊に基づいてゲートパルス信号ＧＣｉを生成する。単一短パルスモード制御部１６２は、単一短パルスモードを実行することにより、交流電圧指令値Ｖｘ＊に基づいてゲートパルス信号ＧＣｉを生成する。

図１５は、図１４に示した単一長パルスモード制御部１６０の構成例を示すブロック図である。図１５を参照して、単一長パルスモード制御部１６０は、乗算器１７０、比較器ＣＯＭ１１〜ＣＯＭ１４、および反転器Ｉ１１〜Ｉ１４を含む。

乗算器１７０は、交流電圧指令値Ｖｘ＊に−１を乗じることにより、交流電圧指令値−Ｖｘ＊を算出する。

比較器ＣＯＭ１１は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（−端子）に第ｉ閾値電圧Ｖｔｈｉを受ける。比較器ＣＯＭ１１は、交流電圧指令値Ｖｘ＊および第ｉ閾値電圧Ｖｔｈｉの高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ１１の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ１ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ１１は、比較器ＣＯＭ１１の出力信号を反転する。反転器Ｉ１１の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ３ｘのゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ１２は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（−端子）に第ｉ閾値電圧／Ｖｔｈｉを受ける。／ＶｔｈｉはＶｔｈｉを−Ｖｄオフセットさせた電圧である。比較器ＣＯＭ１２は、交流電圧指令値Ｖｘ＊および第ｉ閾値電圧／Ｖｔｈｉの高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ１２の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ２ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ１２は、比較器ＣＯＭ１２の出力信号を反転する。反転器Ｉ１２の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ４ｘのゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ１３は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値−Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（−端子）に第ｉ閾値電圧Ｖｔｈｉを受ける。比較器ＣＯＭ１３は、交流電圧指令値−Ｖｘ＊および第ｉ閾値電圧Ｖｔｈｉの高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ１３の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ５ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ１３は、比較器ＣＯＭ１３の出力信号を反転する。反転器Ｉ１３の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ７ｘのゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ１４は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値−Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（−端子）に第ｉ閾値電圧／Ｖｔｈｉを受ける。比較器ＣＯＭ１４は、交流電圧指令値−Ｖｘ＊および第ｉ閾値電圧／Ｖｔｈｉの高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ１４の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ６ｘのゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ１４は、比較器ＣＯＭ１４の出力信号を反転する。反転器Ｉ１４の出力信号は、第ｉ段変換器のスイッチング素子Ｓ８ｘのゲートパルス信号となる。

図１６は、図１４に示した単一短パルスモード制御部１６２の構成例を示すブロック図である。図１６を参照して、単一短パルスモード制御部１６２は、図１３に示した第４段制御部１４４と同じ構成を有する。ただし、単一短パルスモード制御部１６２は、減算器１５０が交流電圧指令値Ｖｘ＊からＶｄ×（ｉ−１）を減算する点が第４段制御部１４４とは異なる。このＶｄ×（ｉ−１）は、第１段から第（ｉ−１）段の変換器の交流出力電圧の合成電圧に値する。

図１４に戻って、スイッチ１６４は、単一長パルスモード制御部１６０により生成されたゲートパルス信号ＧＣｉと、単一短パルスモード制御部１６２により生成されたゲートパルス信号ＧＣｉのうちの一方を選択して、第ｉ段変換器に出力するように構成される。

モード切替部１６６は、スイッチ１６４を用いて、単一長パルスモードおよび単一短パルスモードを切り替える。モード切替部１６６は、平方根１３４（図１１）により算出された交流電圧指令値Ｖ♯の基本波振幅（＝（Ｖｄ＊^２＋Ｖｑ＊^２）^１／２）に応じて、単一長パルスモードおよび単一短パルスモードを切り替える。

ここで、単一長パルスモードおよび単一短パルスモードを切り替えるための判定値は、第１段変換器２８、第２段変換器２７および第３段変換器２６の間で互いに異なるように設定される。

具体的には、第３段制御部１４３は、交流電圧指令値Ｖ♯の基本波振幅が公称定格電圧の５／８以上のときには単一長パルスモードを選択する一方で、基本波振幅が公称定格電圧の５／８未満のときには単一短パルスモードを選択する。

第２段制御部１４２は、基本波振幅が公称定格電圧の３／８以上のときには単一長パルスモードを選択する一方で、基本波振幅が公称定格電圧の３／８未満のときには単一短パルスモードを選択する。

第１段制御部１４１は、基本波振幅が公称定格電圧の１／８以上のときには単一長パルスモードを選択する一方で、基本波振幅が公称定格電圧の１／８未満のときには単一短パルスモードを選択する。

なお、第３段制御部１４３は、単一短パルスモードを選択した場合には、電気角２２．５°〜３３．７５°の区間および電気角１４６．２５°〜１５７．５°の区間の各々において、１パルス電圧を出力するように第３段変換器２６のゲートパルス信号ＧＣ３を生成する。第２段制御部１４２は、単一短パルスモードを選択した場合には、電気角１１．２５°〜２２．５°の区間および電気角１５７．５°〜１６８．７５°の区間の各々において、１パルス電圧を出力するように第２段変換器２７のゲートパルス信号ＧＣ２を生成する。第１段制御部１４１は、単一短パルスモードを選択した場合には、電気角０°〜１１．２５°°の区間および電気角１６８．７５°〜１８０°の区間の各々において、１パルス電圧を出力するように第１段変換器２８のゲートパルス信号ＧＣ１を生成する。

これによると、系統電圧の低下時には、その電圧低下度合いに応じて、第１段変換器２８から第３段変換器２６の制御は単一長パルスモードから単一短パルスモードに切り替えられる。したがって、図７から図９で示したように、電圧低下の度合いが大きくなるに従って、第３段変換器２６から第１段変換器２８まで順番に、単一長パルスモードから単一短パルスモードに切り替えられることになる。これにより、系統電圧の低下時においても、４段直列多重変換器２０全体としては多パルスモードによって制御することができるため、交流出力電圧における高調波の含有率を低減することができる。

［実施の形態５］
上述した実施の形態１から４によれば、交流電圧指令値Ｖｘ＊の電気角３３．７５°〜１４６．２５°の区間ＩＩにおいて、第４段変換器２５のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のスイッチング素子は常にオンオフするが、３相のうち２相のスイッチング素子のみをオンオフさせることができる。

図１７は、定格出力時の４段直列多重変換器２０の動作波形図である。図１７では、４段直列多重変換器２０は最大電圧を出力している。この場合、３次高調波の重畳比率を約１２％とすることで、電気角３３．７５°および１４６．２５°において交流電圧指令値Ｖｘ＊がＶｄ×３とすることができる。

実施の形態５では、各相の交流電圧指令値Ｖｘ＊のうち、振幅が最大の相の電圧指令値をＶｄ×４と一致させて、残りの２相の電圧指令値を変換器の出力線間電圧を維持するように補正する。図１８は、このようにして各相の電圧指令値を発生させたときの４段直列多重変換器２０の動作波形図である。図１８において、一点鎖線は元の交流電圧指令値Ｖｘ＊である。

図１８に示すように、３相のうち振幅が最大の相の電圧指令値を、電気角６０°〜１２０°の区間においてＶｄ×４に固定する。この区間において、他の２相との線間電圧に影響がでないように、他の２相の電圧指令値を補正する。図１８では、電気角０°〜６０°の区間および電気角１２０°〜１８０°の区間の各々では、他の相の電圧指令値がＶｄ×４に固定されているため、電圧指令値が補正されている。このような変調方法は、二相変調と呼ばれる。

本実施の形態によれば、第４段変換器２５の単相フルブリッジ３レベル回路は、１周期当たり１２０°の期間スイッチングしないため、元の５パルスモードと比較してスイッチング素子のスイッチング回数が減少する。これにより、スイッチングによる変換器の損失を低減できる。したがって、４段直列多重変換器２０全体で動作効率をより一層高めることが可能となる。

［変更例］
なお、上述した実施の形態では、本発明の直列多重電力変換装置として、ＢＴＢシステムを例示したが、この構成に限られることはない。例えば、本発明の直列多重電力変換装置は、自励式ＳＶＣ（静止形無効電力補償装置）にも適用することができる。

また、上述した実施の形態では、直列多重変換器を構成する複数段の変換器を３レベル回路により構成する例を説明したが、各段の変換器を２レベル回路または４レベル以上のマルチレベル回路によって構成することも可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 直列多重電力変換装置、２，３ 電力系統、１０ 電力変換部、１１ 制御装置、１２，５２ 交流電圧検出器、１３，５３ 電流検出器、１４ 直流電圧検出器、１５ 直流正母線、１６ 直流中性点母線、１７ 直流負母線、２０，６０ ４段直列多重変換器、２５，６５ 第４段変換器、２６，６６ 第３段変換器、２７，６７ 第２段変換器、２８，６８ 第１段変換器、１１０，１１２，１５０ 減算器、１１４ 電流制御部、１１６ 二相／三相変換部、１１８ ３ｆ重畳演算部、１２０，１２２，１２４，１３２ 加算器、１２６ ＰＷＭ制御部、１２８，１３０，１５２，１７０ 乗算器、１３４ 平方根、１３５ 搬送波生成器、１４１ 第１段制御部、１４２ 第２段制御部、１４３ 第３段制御部、１４４ 第４段制御部、１６０ 単一長パルスモード制御部、１６２ 単一短パルスモード制御部、１６４ スイッチ、１６６ モード切替部、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＯＭ１〜ＣＯＭ４，ＣＯＭ１１〜ＣＯＭ１４ 比較器、ＣＷ１，ＣＷ２ 搬送波、ＧＣ１〜ＧＣ８ ゲートパルス信号、Ｉ１〜Ｉ４，Ｉ１１〜Ｉ１４ 反転器、Ｓ１Ｒ〜Ｓ８Ｒ，Ｓ１Ｓ〜Ｓ８Ｓ，Ｓ１Ｔ〜Ｓ８Ｔ スイッチング素子、Ｄ１Ｒ〜Ｄ１２Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ１２Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ１２Ｔ ダイオード。

Claims (6)

1. 交流電力系統に連系される直列多重電力変換装置であって、
   一次巻線が前記交流電力系統に直列に多重接続されるＭ台（Ｍは２以上の整数）の変圧器と、
   前記Ｍ台の変圧器の二次巻線にそれぞれ接続され、交流電力および直流電力の間で双方向の電力変換を行なう第１段から第Ｍ段の変換器と、
   各段の変換器の交流出力電圧を直列合成した電圧が交流電圧指令値に一致するように、前記各段の変換器の交流出力電圧のＰＷＭ制御を行なう制御装置とを備え、
   前記各段の変換器は、単相フルブリッジ回路により構成され、
   前記ＰＷＭ制御は、前記交流電圧指令値の半周期において複数のパルス電圧を出力するように変換器の制御指令を生成する多パルスモードと、上記半周期の区間において単一のパルス電圧を出力するように前記変換器の制御指令を生成する単一パルスモードとを有しており、
   前記制御装置は、前記第１段から第（Ｍ−１）段の変換器を前記単一パルスモードによって制御するとともに、前記第Ｍ段の変換器を前記多パルスモードによって制御し、
   前記多パルスモードは、前記交流電圧指令値の２Ｎ倍（Ｎは２以上の整数）の周波数を有する搬送波と前記交流電圧指令値との比較により前記制御指令を生成するように構成され、
   前記制御装置は、前記交流電圧指令値の電気角１８０×（Ｍ−１）／２Ｎ°以上１８０×｛１−（Ｍ−１）／２Ｎ｝°以下の区間において、前記第Ｍ段の変換器の前記多パルスモードによって制御する、直列多重電力変換装置。
2. 前記単一パルスモードは、前記交流電圧指令値と閾値電圧との比較により前記制御指令を生成するように構成され、
   前記制御装置は、前記第１段から第（Ｍ−１）段の変換器にそれぞれ対応して設定された、第１から第（Ｍ−１）の閾値電圧を有しており、
   前記各段の変換器の直流電圧をＶｄとした場合、第Ｉの閾値電圧（Ｉは２以上Ｍ−１以下の整数）は、前記第１の閾値電圧よりＶｄ×（Ｉ−１）だけ大きい電圧値に設定される、請求項１に記載の直列多重電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記交流電力系統の周波数を基本周波数とする正弦波に前記正弦波の３次高調波成分を重畳することによって前記交流電圧指令値を生成するように構成された電圧指令生成部を含み、
   前記電圧指令生成部は、前記各段の変換器の直流回路の電圧をＶｄとした場合、前記交流電圧指令値の電気角０°から１８０°の区間において、以下の
   （ａ）電気角０°以上１８０×（Ｍ−１）／２Ｎ°以下の区間において、電圧値が０から（Ｍ−１）×Ｖｄまで増加し、
   （ｂ）電気角１８０×（Ｍ−１）／２Ｎ°以上１８０×｛１−（Ｍ−１）／２Ｎ｝°以下の区間において、電圧値が（Ｍ−１）×Ｖｄ以上Ｍ×Ｖｄ以下の範囲で変化し、
   （ｃ）電気角１８０×｛１−（Ｍ−１）／２Ｎ｝°以上１８０°以下の区間において、電圧値が（Ｍ−１）×Ｖｄから０まで減少する、
   を満たすように、前記交流電圧指令値を生成する、請求項１または２に記載の直列多重電力変換装置。
4. 前記単一パルスモードは、前記交流電圧指令値と前記閾値電圧との比較により前記制御指令を生成する単一長パルスモードと、前記交流電圧指令値の電気角０°から１８０°の区間における１キャリア周期間のみに前記交流電圧指令値と前記搬送波との比較により前記制御指令を生成する単一短パルスモードとを有しており、
   前記制御装置は、前記単一長パルスモードを前記単一短パルスモードよりも優先的に実行する、請求項２に記載の直列多重電力変換装置。
5. 前記制御装置は、前記交流電圧指令値の振幅低下時において、前記第（Ｍ−１）段の変換器から前記第１段の変換器まで順番に、前記単一長パルスモードから前記単一短パルスモードに切り替える、請求項４に記載の直列多重電力変換装置。
6. 前記交流電力系統は三相交流系統であり、
   前記電圧指令生成部は、各相電圧の前記交流電圧指令値について、電気角６０°以上１２０°以下の区間における電圧値をＭ×Ｖｄに固定するとともに、電気角０°以上６０°以下の区間および電気角１２０°以上１８０°以下の区間における電圧値を他の２相の電圧との線間電圧を維持するように補正する、請求項３に記載の直列多重電力変換装置。

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