JP7249238B2 - 直列多重電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直列多重電力変換装置に関する。

特開２０１３－２５８８４１号公報（特許文献１）には、複数の変換器を直列に多重化した直列多重電力変換装置が開示されている。特許文献１では、交流側を変圧器で多重化する方法を採用している。この方法では、各変換器の交流電圧端子が各変圧器の二次巻線に接続されるとともに、各変圧器の一次巻線が直列接続されて電力系統に接続される。各変換器の交流出力電圧が直列合成された電圧が電力系統に出力される。

特開２０１３－２５８８４１号公報

直列多重電力変換装置は、複数の変換器の出力電圧を合成することで、装置全体の交流出力電圧波形に含まれる高調波成分を低減することができる。しかしながら、各変換器が発生する電力損失によって装置全体の電力損失が増えるため、直列多重電力変換装置の動作効率が低下することが懸念される。

各変換器が発生する電力損失を減らす対策としては、各変換器を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数を下げてスイッチング損失を抑える手法を採ることができる。しかしながら、スイッチング周波数を低くすると、交流出力電圧の波形を細かく変化させることができず、その波形を正弦波に近づけにくくなる。その結果、交流出力電圧に含まれる高調波成分の含有率が大きくなってしまう。

この発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、直列多重電力変換装置において、高い動作効率を実現しつつ、交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減することである。

この発明のある局面に従う直列多重電力変換装置は、交流電力系統に連携される。直列多重電力変換装置は、一次巻線が交流電力系統に直列に多重接続されるＮ台（Ｎは２以上の整数）の変圧器と、Ｎ台の変圧器の二次巻線にそれぞれ接続され、交流電力および直流電力の間で双方向の電力変換を行なう第１段～第Ｎ段の変換器と、交流電圧指令値に一致するように、各段の変換器の交流出力電圧のＰＷＭ制御を行なう制御装置とを備える。各段の変換器は、第１相アームおよび第２相アームを有する単相フルブリッジ回路を有する。第１相アームおよび第２相アームの各々は３レベル回路により構成される。各段の変換器のＰＷＭ制御において、制御装置は、交流電圧指令値の４倍の周波数を有する第１搬送波および第２搬送波を有し、交流電圧指令値と第１搬送波との比較により第１相アームの制御指令を生成するとともに、交流電圧指令値の極性を反転させた電圧と第２搬送波との比較により第２相アームの制御指令を生成するように構成される。第１段～第Ｎ段の変換器にそれぞれ対応する第１～第Ｎの第１搬送波は、第Ｎ～第１の順番に隣り合う第１搬送波の間に第１の位相差が設定される。第１段～第Ｎ段の変換器にそれぞれ対応する第１～第Ｎの第２搬送波は、第１～第Ｎの順番に隣り合う第２搬送波の間に第１の位相差が設定される。第Ｎ＋１－Ｉ段の変換器（Ｉは１以上Ｎ以下の整数）に対応する第Ｎ＋１－Ｉの第１搬送波は、第Ｉ段の変換器に対応する第Ｉの第２搬送波との間、および第Ｉ＋１段の変換器に対応する第Ｉ＋１の第２搬送波との間に第２の位相差が設定される。第１の位相差は２π／Ｎに等しく、第２の位相差はπ／Ｎに等しい。

この発明によれば、直列多重電力変換装置において、高い動作効率を実現しつつ、交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができる。

実施の形態に係る直列多重電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した変換器の具体的な回路構成を示す図である。 単相フルブリッジ３レベル回路の構成を示す図である。 比較例に係る２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 ４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御が奏する効果を説明する図である。 実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 図１に示した制御装置のうちの４段直列多重変換器の制御に関する部分を示す回路ブロック図である。 図９に示したＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図である。 図１０に示した搬送波発生器の構成例を示すブロック図である。 図１０に示した第１段制御部の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る３段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 実施の形態に係る５段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

（直列多重電力変換装置の主回路構成）
図１は、実施の形態に係る直列多重電力変換装置１の主回路構成を示す概略ブロック図である。直列多重電力変換装置１は、代表的には、非同期交流系統または異周波数交流系統の電力授受に用いられるＢＴＢ（Back to Back）システムに適用される。直列多重電力変換装置１は、たとえば、５０－６０Ｈｚ周波数変換装置である。

図１を参照して、直列多重電力変換装置１は、交流周波数が互いに異なる電力系統２および電力系統３の間に接続される。電力系統２，３の各々は複数の相（たとえば三相）を有する。直列多重電力変換装置１は、交流電圧検出器１２，５２と、電流検出器１３，５３と、直流電圧検出器１４と、電力変換部１０と、制御装置１１とを備える。

交流電圧検出器１２は、電力系統２の交流電圧を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。電流検出器１３は、電力系統２を流れる電流を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。交流電圧検出器５２は、電力系統３の交流電圧を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。電流検出器５３は、電力系統３を流れる電流を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１へ出力する。

電力変換部１０は、電力系統２および電力系統３の間に接続される。具体的には、電力変換部１０は、一方の電力系統２に変圧器２１～２４を介して連系され、他方の電力系統３に変圧器６１～６４を介して連系される。電力変換部１０は、変圧器２１～２４と、変換器２５～２８と、直流母線１５～１７と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、変換器６５～６８と、変圧器６１～６４とを含む。直流母線１５～１７および平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は各変換器の直流回路を構成する。

変圧器２１～２４の一次巻線は電力系統２に接続される。変圧器２１～２４の各々の一次巻線は、各相直列接続されて星型結線されている。これにより、変換器２５～２８の各々の交流出力電圧を各相直列合成した電圧が電力系統２に出力される。変圧器２１～２４の各相二次巻線の一方端３３には、変換器２５～２８の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変圧器２１～２４の各相二次巻線の他方端３４には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に接続された別の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変換器２５～２８は多相フルブリッジ回路を構成している。

例えば、変圧器２１の各相二次巻線の一方端３３には、直流正母線１５および直流負母線１７間の直流電圧を各相交流電圧に変換する変換器２５の電力変換回路が接続される。変圧器２１の各相二次巻線の他方端３４には、直流正母線１５および直流負母線１７間の直流電圧を各相交流電圧に変換する電力変換回路が接続される。各相二次巻線に接続される２つの電力変換回路の直流回路は共通である。

変換器２５～２８の各々は、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-Off thyristor）またはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの自己消弧型素子を用いた電力変換器で構成されている。本実施の形態では、変換器２５～２８はいずれも３レベル回路として構成される。変換器２５～２８の各々の３つの直流電圧端子は、直流正母線１５、直流中性点母線１６および直流負母線１７にそれぞれ接続される。

平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、直流正母線１５および直流負母線１７の間に直列に接続され、直流正母線１５および直流負母線１７の間の電圧を平滑化する。平滑コンデンサＣ１およびＣ２の接続点には直流中性点母線１６が接続される。

直流電圧検出器１４は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧および平滑コンデンサＣ２の端子間電圧を検出し、検出値を示す信号を制御装置１１に出力する。

変換器６５～６８の各々は、変換器２５～２８と同様、ＧＣＴまたはＩＧＢＴ等の自己消弧型素子を用いた電力変換器で構成されている。変換器６５～６８はいずれも３レベル回路として構成される。変換器６５～６８の各々の３つの直流電圧端子は、直流正母線１５、直流中性点母線１６および直流負母線１７にそれぞれ接続される。

変換器６５～６８の交流端子は変圧器６１～６４の二次巻線にそれぞれ接続されている。具体的には、変圧器６１～６４の二次巻線の各相の一方端６９には、変換器６５～６８の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変圧器６１～６４の二次巻線の各相の他方端７０には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に接続された別の各相電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続される。変換器６５～６８の各々は多相フルブリッジ回路を構成している。

変圧器６１～６４の一次巻線は電力系統３に接続されている。変圧器６１～６４の各々の一次巻線は、各相直列接続されて星型結線されている。これにより、変換器６５～６８の各々の交流出力電圧を各相直列合成した電圧が電力系統３に出力される。

このように、電力変換部１０は、変換器２５～２８の直流端子と変換器６５～６８の直流端子とを直流母線１５～１７を介して接続した構成となっている。なお、図１の例では、変換器２５～２８の直流端子を共通の直流回路に接続した構成としているが、変換器２５～２８の直流端子を互いに独立した直流回路に接続する構成としてもよい。同様に、変換器６５～６８の直流端子を互いに独立した直流回路に接続する構成としてもよい。

電力変換部１０は、一方の電力系統２（または電力系統３）から他方の電力系統３（または電力系統２）へ電力を融通する。具体的には、電力系統２から電力系統３へ電力を融通する場合、変換器２５～２８は、変圧器２１～２４からそれぞれ供給される交流電圧を所望の直流電圧に変換し、変換した直流電圧を直流母線１５～１７を介して変換器６５～６８へ供給する。変換器６５～６８は、変換器２５～２８から直流母線１５～１７を介して供給される直流電圧を所望の交流電圧にそれぞれ変換する。変圧器６１～６４は、変換器６５～６８の各々の交流出力電圧を直列合成した電圧を電力系統３に出力する。

また、電力系統３から電力系統２へ電力を融通する場合には、変換器６５～６８は、変圧器６１～６４からそれぞれ供給される交流電圧を所望の直流電圧に変換し、変換した直流電圧を直流母線１５～１７を介して変換器２５～２８へ供給する。変換器２５～２８は、変換器６５～６８から直流母線１５～１７を介して供給される直流電圧を所望の交流電圧にそれぞれ変換する。変圧器２１～２４は、変換器２５～２８の各々の交流出力電圧を直列合成した電圧を電力系統２に出力する。

ここで、本願明細書では、交流側が変圧器２１～２４で直列に多重化されている４台の変換器２５～２８を互いに区別するために、変換器２８を「第１段変換器２８」と称し、変換器２７を「第２段変換器２７」と称し、変換器２６を「第３段変換器２６」と称し、変換器２５を「第４段変換器２５」と称する場合がある。また、変換器２５～２８全体を「４段直列多重変換器２０」と称する場合がある。

また、交流側が変圧器６１～６４で直列に多重化されている４台の変換器６５～６８を互いに区別するために、変換器６８を「第１段変換器６８」と称し、変換器６７を「第２段変換器６７」と称し、変換器６６を「第３段変換器６６」と称し、変換器６５を「第４段変換器６５」と称する場合がある。また、変換器６５～６８全体を「４段直列多重変換器６０」と称する場合がある。

なお、４段直列多重変換器２０，６０の各々において、第１段変換器から第４段変換器は直列多重接続されていればよく、特にこの並び順に限定されることはない。

（変換器の回路構成）
図２は、図１に示した変換器２５～２８および変換器６５～６８の具体的な回路構成を示す図である。変換器２５～２８および変換器６５～６８は回路構成が同じであるため、図２では代表的に変換器２５の回路構成を説明する。

図２を参照して、変換器２５は、３レベル回路として構成され、スイッチング素子Ｓ１Ｒ～Ｓ８Ｒ，Ｓ１Ｓ～Ｓ８Ｓ，Ｓ１Ｔ～Ｓ８Ｔと、ダイオードＤ１Ｒ～Ｄ１２Ｒ，Ｄ１Ｓ～Ｄ１２Ｓ，Ｄ１Ｔ～Ｄ１２Ｔとを有する。スイッチング素子は、例えばＧＣＴであるが、自己消弧型のスイッチング素子であれば、これに限定されるものではない。

ここで、変換器２５の各相の構成を総括的に説明するため、符号Ｒ，Ｓ，Ｔをまとめて符号「ｋ」と示す。スイッチング素子Ｓ１ｋのアノードは、直流正母線１５に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ２ｋのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ２ｋのカソードはｋ相二次巻線の一方端３３に接続される。スイッチング素子Ｓ３ｋのアノードはｋ相二次巻線の一方端３３に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ４ｋのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ４ｋのカソードは直流負母線１７に接続される。ダイオードＤ１ｋ～Ｄ４ｋは、スイッチング素子Ｓ１ｘ～Ｓ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ９ｋのカソードはスイッチング素子Ｓ１ｋおよびＳ２ｋの接続点に接続され、そのアノードは直流中性点母線１６に接続される。ダイオードＤ１０ｋのカソードは直流中性点母線１６に接続され、そのアノードはスイッチング素子Ｓ３ｋおよびＳ４ｋの接続点に接続される。

スイッチング素子Ｓ５ｋのアノードは、直流正母線１５に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ６ｋのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ６ｋのカソードはｋ相二次巻線の他方端３４に接続される。スイッチング素子Ｓ７ｋのアノードはｋ相二次巻線の他方端３４に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｓ８ｋのアノードに接続される。スイッチング素子Ｓ８ｋのカソードは直流負母線１７に接続される。ダイオードＤ５ｋ～Ｄ８ｋは、スイッチング素子Ｓ５ｋ～Ｓ８ｋにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１１ｋのカソードはスイッチング素子Ｓ５ｋおよびＳ６ｋの接続点に接続され、そのアノードは直流中性点母線１６に接続される。ダイオードＤ１２ｋのカソードは直流中性点母線１６に接続され、そのアノードはスイッチング素子Ｓ７ｋおよびＳ８ｋの接続点に接続される。ダイオードＤ１ｋ～Ｄ４ｋ，Ｄ５ｋ～Ｄ８ｋは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ９ｋ～Ｄ１２ｋはクランプダイオードとして機能する。

すなわち、スイッチング素子Ｓ１ｋ～Ｓ４ｋおよびダイオードＤ１ｋ～Ｄ４ｋ，Ｄ９ｋ，Ｄ１０ｋによって１つの電力変換回路が構成されており、スイッチング素子Ｓ２ｋおよびＳ３ｋの接続点が交流端子として、変圧器のｋ相の二次巻線の一方端３３に接続される。また、スイッチング素子Ｓ５ｋ～Ｓ８ｋおよびダイオードＤ５ｋ～Ｄ８ｋ，Ｄ１１ｋ，Ｄ１２ｋによって別の電力変換回路が構成されており、スイッチング素子Ｓ６ｋおよびＳ７ｋの接続点が交流端子として、変圧器のｋ相の二次巻線の他方端３４に接続される。したがって、ｋ相の二次巻線の両端には２つの電力変換回路の交流端子がそれぞれ接続されており、この２つの電力変換回路によって単相フルブリッジ３レベル回路が構成される。

そして、電力系統２，３が三相である場合、合計６つの電力変換回路が直流母線１５および直流母線１７の間に並列に接続される。言い換えれば、３つの単相フルブリッジ３レベル回路が直流母線１５および直流母線１７の間に並列に接続される。

図１に戻って、制御装置１１は、変換器２５～２８および変換器６５～６８の動作を制御する。本実施の形態では、制御装置１１は、各変換器を構成するスイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用する。制御装置１１は、交流電圧検出器１２，５２、電流検出器１３，５３および直流電圧検出器１４からの信号等を受けて、ＰＷＭ制御を実行する。制御装置１１は、ＰＷＭ制御によって、変換器２５～２８を制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ１～ＧＣ４を生成し、その生成したゲートパルス信号ＧＣ１～ＧＣ４を変換器２５～２８にそれぞれ出力する。また、制御装置１１は、ＰＷＭ制御によって、変換器６５～６８を制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ５～ＧＣ８を生成し、その生成したゲートパルス信号ＧＣ５～ＧＣ８を変換器６５～６８にそれぞれ出力する。

（２パルスＰＷＭ制御）
次に、制御装置１１における４段直列多重変換器２０，６０のＰＷＭ制御について説明する。

本実施の形態では、４段直列多重変換器における各変換器のＰＷＭ制御に「２パルスＰＷＭ制御」を適用する。本願明細書において、２パルスＰＷＭ制御とは、交流電圧指令値の半周期（電気角０°～１８０°の区間または電気角１８０°～３６０°の区間）において最大２個のパルス電圧を出力するように、変換器の制御指令を生成する制御である。

＜比較例に係る２パルスＰＷＭ制御＞
最初に、本実施の形態に係る２パルスＰＷＭ制御の比較例として、図３に示す単相フルブリッジ３レベル回路を用いて、一般的な２パルスＰＷＭ制御を説明する。

図３を参照して、単相フルブリッジ３レベル回路は、直流正母線１５および直流負母線１７の間に並列に接続される、ｕ相の電力変換回路（以下、「ｕ相アーム」とも称する）と、ｘ相の電力変換回路（以下、「ｘ相アーム」とも称する）とを有する。ｕ相アームの交流端子ｕ（スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の接続点）はｕ相の二次巻線の一方端３３に接続され、ｘ相アームの交流端子ｘ（スイッチング素子Ｓ６およびＳ７の接続点）はｘ相の二次巻線の他方端３４に接続される。

図４は、比較例に係る２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図４は、電圧指令値とスイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフ関係を示している。図中のＶｕはｕ相アームの交流端子ｕにおける出力電圧であり、Ｖｘはｘ相アームの交流端子ｘにおける出力電圧であり、線間出力電圧Ｖｕｘ（ｕ相電圧Ｖｕとｘ相電圧Ｖｘとの差分）は変換器の交流出力電圧に対応する。

ＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊（線間電圧指令値）と搬送波Ｃａ，Ｃｂとの高低が比較され、その比較結果に基づいて、ｕ相アームのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフの組み合わせが決定される。また、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃａ，Ｃｂとの高低が比較され、その比較結果に基づいて、ｖ相アームのスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。

搬送波Ｃａ，Ｃｂは、たとえば三角波信号である。搬送波Ｃａは、各相アームの上側グループのスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７）のスイッチングに用いられる。搬送波Ｃａを「上側用搬送波」とも称する。搬送波Ｃａは最大値が＋Ｖｄであり、最小値が０である。

搬送波Ｃｂは、各相アームの下側グループのスイッチング素子（Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８）のスイッチングに用いられる。搬送波Ｃｂは「下側用搬送波」とも称する。搬送波Ｃｂは最大値が０であり、最小値が－Ｖｄである。なお、Ｖｄは直流正母線１５および直流負母線１７間の直流電圧に対応する。上側搬送波Ｃａと下側搬送波Ｃｂとは、周波数および位相は同じである。搬送波Ｃａ，Ｃｂは、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の４倍の周波数を有している。

ｕ相アームのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃａ，Ｃｂとの振幅が交差するタイミングでオンオフされる。具体的には、ｕ相アームでは、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の極性が正のときに、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃａとが交差するタイミングでスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のスイッチングが行なわれ、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の極性が負のときに、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｂとが交差するタイミングでスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のスイッチングが行なわれる。

ｘ相アームのスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８は、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃａ，Ｃｂとの振幅が交差するタイミングでオンオフされる。具体的には、ｘ相アームでは、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊の極性が正のときに、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃａとが交差するタイミングでスイッチング素子Ｓ５，Ｓ７のスイッチングが行なわれ、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊の極性が負のときに、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｂとが交差するタイミングでスイッチング素子Ｓ６，Ｓ８のスイッチングが行なわれる。

これにより、図４に示すように、出力電圧Ｖｕ，Ｖｘの各々は±Ｖｄ／２，０の３値をとり、線間出力電圧Ｖｕｘは±Ｖｄ，±Ｖｄ／２，０の５値をとる。

図４から明らかなように、ＰＷＭ制御では、１キャリア周期（搬送波１パルスの周期）間の４つのスイッチング素子のうちの２つが１回ずつオンオフし、残りの２つがオンオフしないため、スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数が、搬送波Ｃａ，Ｃｂの周波数の１／２となる。なお、２パルスＰＷＭ制御では、搬送波Ｃａ，Ｃｂの周波数が交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の周波数の４倍であるため、スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数が、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の周波数の２倍となる。

通常、ＰＷＭ制御では、搬送波の周波数を低くするほど、スイッチング素子１個当たりの平均スイッチング周波数が減少するため、スイッチング素子に発生する電力損失（スイッチング損失）を抑えることができる。したがって、変換器の動作効率を高めることができる。

しかしながら、その一方で、搬送波の周波数を低くすると、交流出力電圧の波形を細かく変化させることができず、その波形を正弦波に近づけにくくなる。その結果、交流出力電圧に含まれる高調波成分の含有率が大きくなってしまう。このような現象は、図３の変換器を直列多重接続した直列多重変換器においても現れる。

図５は、４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図５（Ａ）には、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の半周期（電気角０°～１８０°の区間）の波形が示されている。交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の極性は正である。

図５（Ａ）にはさらに、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の波形が示されている。搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１は、４段直列多重変換器２０における第１段変換器２８の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２は、第２段変換器２７の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３は、第３段変換器２６の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ４，Ｃｘ４は、第４段変換器２５の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４は、図４の搬送波Ｃａ，Ｃｂと振幅および周波数が同じである。

詳細には、搬送波Ｃｕ１は、第１段変換器２８のｕ相アームのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のスイッチングに用いられる。搬送波Ｃｕ１は、上側用搬送波（図４の搬送波Ｃａ）に相当する。搬送波Ｃｘ１は、第１段変換器２８のｘ相アームのスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８のスイッチングに用いられる。搬送波Ｃｘ１は、下側用搬送波（図４の搬送波Ｃｂ）に相当する。ただし、図５（Ａ）では、負の極性の交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｘ１との比較を、正の極性の交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ１との比較と重ね合わせて示すために、搬送波Ｃｘ１を正負反転させている。これにより、搬送波Ｃｘ１は、搬送波Ｃｕ１に対して１／２キャリア周期分（すなわち、π）だけ位相がずれた波形となっている。

搬送波Ｃｕ２は第２段変換器２７の上側用搬送波（搬送波Ｃａ）に相当し、搬送波Ｃｘ２は第２段変換器２７の下側用搬送波（搬送波Ｃｂ）に相当する。搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１と同様に、搬送波Ｃｘ２は、搬送波Ｃｕ２に対して１／２キャリア周期分だけ位相がずれた波形となっている。

搬送波Ｃｕ３は第３段変換器２６の上側用搬送波（搬送波Ｃａ）に相当し、搬送波Ｃｘ３は第３段変換器２６の下側用搬送波（搬送波Ｃｂ）に相当する。搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１と同様に、搬送波Ｃｘ３は、搬送波Ｃｕ３に対して１／２キャリア周期分だけ位相がずれた波形となっている。

搬送波Ｃｕ４は第４段変換器２５の上側用搬送波（搬送波Ｃａ）に相当し、搬送波Ｃｘ４は第４段変換器２５の下側用搬送波（搬送波Ｃｂ）に相当する。搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１と同様に、搬送波Ｃｘ４は、搬送波Ｃｕ４に対して１／２キャリア周期分だけ位相がずれた波形となっている。

さらに、４つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４の間には、位相差が設けられている。図５（Ａ）の例では、Ｃｕ４→Ｃｕ３→Ｃｕ２→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期の１／２を４等分したもの（すなわち、π／４）に等しい。これによると、８つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の間には、Ｃｘ４→Ｃｘ３→Ｃｘ２→Ｃｘ１→Ｃｕ４→Ｃｕ３→Ｃｕ２→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差π／４が設けられている。

４段直列多重変換器２０の２パルスＰＷＭ制御では、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々において、図４に示した２パルスＰＷＭ制御が行なわれる。具体的には、第１段変換器２５の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。なお、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｘ１との比較結果に基づいたスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８のオンオフの組み合わせは、図４に示した交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊と下側搬送波Ｃｂとの比較によるスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８の組み合わせと実質的に同じである。

第１段変換器２５の２パルスＰＷＭ制御と同様に、第２段変換器２６の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第３段変換器２７の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第４段変換器２８の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ４，Ｃｘ４との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。

図５（Ｂ）には、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々におけるｕ相アームの出力電圧Ｖｕおよびｘ相アームの出力電圧Ｖｘの波形が示されている。第１段変換器２８の出力電圧Ｖｕ１，Ｖｘ１、第２段変換器２７の出力電圧Ｖｕ２，Ｖｘ２、第３段変換器２６の出力電圧Ｖｕ３，Ｖｘ３および、第４段変換器２５の出力電圧Ｖｕ４，Ｖｘ４の各々は、０，±Ｖｄ／２の３値をとる。図５（Ｂ）では各出力電圧を絶対値で表している。

４段直列多重変換器２０の交流出力電圧Ｖｕｘは、第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧Ｖｕ１～Ｖｕ４，Ｖｘ１～Ｖｘ４を直列合成したものとなる。図５（Ｃ）には、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧Ｖｕｘの波形が示されている。図５（Ｃ）に示すように、電気角０°～１８０°の区間において、交流出力電圧は、第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧を積み上げたものとなる。

なお、比較例では、第１段変換器２８から第４段変換器２５の間で、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４の位相をそれぞれπ／４ずらしたことにより、かつ、搬送波Ｃｘ１～Ｃｘ４の位相をそれぞれπ／４ずらしたことにより、電気角０°～１８０°の区間において、交流出力電圧Ｖｕｘは、０，Ｖｄ／２，Ｖｄ，３Ｖｄ／２，２Ｖｄ，５Ｖｄ／２，３Ｖｄ，７Ｖｄ／２，４Ｖｄのいずれかとなる。

しかしながら、図４で説明したように、２パルスＰＷＭ制御では、各段の変換器の出力電圧に高調波成分が含まれる。そのため、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧Ｖｕｘにおいても、４台の変換器の高調波成分を合成した高調波成分が含まれることになる。

本実施の形態は、このような問題を解決するために、４段直列多重変換器の交流出力電圧における高調波成分の含有率を低減することを可能とする２パルスＰＷＭ制御を提案するものである。

＜本実施の形態に係る２パルスＰＷＭ制御＞
以下、本実施の形態に係る４段直列多重変換器２０の２パルスＰＷＭ制御について説明する。

図６は、本実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図であって、図５と対比される図である。図６（Ａ）には、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の半周期（電気角０°～１８０°の区間）の波形が示されている。

図６（Ａ）にはさらに、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の波形が示されている。図５と同様に、搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１は、４段直列多重変換器２０における第１段変換器２８の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２は、第２段変換器２７の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。また、搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３は、第３段変換器２６の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ４，Ｃｘ４は、第４段変換器２５の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４は、図５の搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４と振幅および周波数がそれぞれ同じである。

ただし、本実施の形態では、図５の比較例とは、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の位相差が異なる。具体的には、４つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４の間には、Ｃｕ４→Ｃｕ３→Ｃｕ２→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期を４等分したもの（すなわち、２π／４＝π／２）に等しい。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４は「第１搬送波」の一実施例に対応する。

また、４つの搬送波Ｃｘ１～Ｃｘ４の間には、Ｃｘ１→Ｃｘ２→Ｃｘ３→Ｃｘ４の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期を４等分したもの（すなわち、２π／４＝π／２）に等しい。搬送波Ｃｘ１～Ｃｘ４は「第２搬送波」の一実施例に対応する。

さらに、搬送波Ｃｕ４は、搬送波Ｃｘ１および搬送波Ｃｘ２の各々との間にπ／４の位相差を有する。搬送波Ｃｕ３は、搬送波Ｃｘ２および搬送波Ｃｘ３の各々との間にπ／４の位相差を有する。搬送波Ｃｕ２は、搬送波Ｃｘ３および搬送波Ｃｘ４の各々との間にπ／４の位相差を有する。搬送波Ｃｕ１は、搬送波Ｃｘ４および搬送波Ｃｘ１の各々との間にπ／４の位相差を有する。

これによると、８つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の間には、Ｃｘ１→Ｃｕ４→Ｃｘ２→Ｃｕ３→Ｃｘ３→Ｃｕ２→Ｃｘ４→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差π／４が設けられている。

４段直列多重変換器２０の２パルスＰＷＭ制御では、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々において、図４に示した２パルスＰＷＭ制御が行なわれる。具体的には、第１段変換器２５の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第２段変換器２６の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第３段変換器２７の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第４段変換器２８の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ４，Ｃｘ４との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。

図６（Ｂ）には、第１段変換器２８から第４段変換器２５の各々におけるｕ相アームの出力電圧Ｖｕおよびｘ相アームの出力電圧Ｖｘの波形が示されている。第１段変換器２８の出力電圧Ｖｕ１，Ｖｘ１、第２段変換器２７の出力電圧Ｖｕ２，Ｖｘ２、第３段変換器２６の出力電圧Ｖｕ３，Ｖｘ３および、第４段変換器２５の出力電圧Ｖｕ４，Ｖｘ４の各々は、０，±Ｖｄ／２の３値をとる。図６（Ｂ）では各出力電圧を絶対値で表している。

４段直列多重変換器２０の交流出力電圧Ｖｕｘは、第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧Ｖｕ１～Ｖｕ４，Ｖｘ１～Ｖｘ４を直列合成したものとなる。図６（Ｃ）には、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧Ｖｕｘの波形が示されている。図６（Ｃ）に示すように、電気角０°～１８０°の区間において、交流出力電圧は、第１段変換器２８から第４段変換器２５の交流出力電圧を積み上げたものとなる。

本実施の形態においても、図５（Ｃ）の比較例と同様に、電気角０°～１８０°の区間において、交流出力電圧Ｖｕｘは、０，Ｖｄ／２，Ｖｄ，３Ｖｄ／２，２Ｖｄ，５Ｖｄ／２，３Ｖｄ，７Ｖｄ／２，４Ｖｄのいずれかとなる。

ただし、本実施の形態では、８つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の間に図６（Ａ）に示す位相差を設けたことにより、比較例に比べて、４段直列多重変換器２０の交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができる。図７を用いて、本実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御が奏する効果について説明する。

図７（Ａ）は、比較例に係る４段直列多重変換器の交流出力電圧Ｖｕｘの波形であり、図５（Ｃ）の波形と同じものである。図７（Ｂ）は、本実施の形態に係る４段直列多重変換器の交流出力電圧Ｖｕｘの波形であり、図６（Ｃ）の波形と同じものである。

図７（Ｃ）は、図７（Ａ）の交流出力電圧および図７（Ｂ）の交流出力電圧の各々に含まれる高調波成分を解析した結果を示す図である。図７（Ｃ）の縦軸は交流出力電圧における高調波成分の含有率（％）を示し、横軸は高調波成分の次数を示す。図７（Ｄ）は、図７（Ｃ）のグラフを部分的に拡大したものである。

図７（Ｃ）および図７（Ｄ）では、比較例における含有率が黒塗りまたは斜線で示され、本実施の形態における含有率が白塗りで示されている。図７（Ｃ）によると、比較例および本実施の形態のいずれにおいても、３次、５次、７次、・・・４９次の高調波成分が観察される。なお、高調波成分の含有率は３次高調波が最も大きい。

比較例と本実施の形態とを比較すると、本実施の形態は、比較例に比べて３次高調波の含有率が小さいことが分かる。５次高調波および７次高調波においても、３次高調波と同様に、本実施の形態のほうが比較例よりも含有率が小さくなっている。

このように本実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御によれば、比較例に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御と比較して、高調波成分の含有率を低減することができる。

図８は、本実施の形態に係る４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図８には、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の１周期（電気角０°～３６０°）の区間）の波形が示されている。図８の例では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊は、正弦波の交流電圧指令値に３次高調波成分を重畳させたものである。このようにすると、線間電圧ｎ基本波振幅を搬送波の振幅よりも大きくすることができるため、電圧利用率を改善することができる。

図８において、電気角０°～１８０°の区間における交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と８つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４との関係は図６で示した通りである。すなわち、８つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の間には、Ｃｘ１→Ｃｕ４→Ｃｘ２→Ｃｕ３→Ｃｘ３→Ｃｕ２→Ｃｘ４→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差π／４が設けられている。正の極性の交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕとが一致するタイミングで、各段の変換器におけるｕ相のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のスイッチングが行なわれる。正の極線の交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｘとが一致するタイミングで、各段の変換器におけるｘ相のスイッチング素子Ｓ６，Ｓ８のスイッチングが行なわれる。

電気角１８０°～３６０°の区間においても、８つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の間には、Ｃｘ１→Ｃｕ４→Ｃｘ２→Ｃｕ３→Ｃｘ３→Ｃｕ２→Ｃｘ４→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差π／４が設けられている。

ここで、本実施の形態では、搬送波Ｃｕ１において、上側搬送波と下側搬送波との間に１／２キャリア周期分（すなわち、π）位相差を設けている。図４に示したように、単相フルブリッジ３レベル回路のＰＷＭ制御では、通常、上側搬送波Ｃａと下側搬送波Ｃｂとは同位相としている。これに対し、本実施の形態では、上側搬送波と下側搬送波とを逆位相とする。搬送波Ｃｕ２～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の各々においても、上側搬送波と下側搬送波とを逆位相とする。

（制御装置の制御構造）
次に、本実施の形態に係る直列多重電力変換装置１における制御装置１１の制御構造を説明する。

図９は、図１に示した制御装置１１のうちの４段直列多重変換器２０の制御に関する部分を示す回路ブロック図である。

図９を参照して、制御装置１１は、減算器１１０，１１２、電流制御部１１４、２相／３相変換部１１６、３ｆ重畳演算部１１８、加算器１２０，１２２，１２４，１３２、ＰＷＭ制御部１２６、乗算器１２８，１３０、および平方根１３４を含む。

ｄ軸電流帰還値Ｉｄおよびｑ軸電流帰還値Ｉｑは、電流検出器１３（図１）により検出された電力系統２を流れる交流電流のｄ軸成分およびｑ軸成分であり、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの検出値を３相／２相変換して得られたものである。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、交流電流指令のｄ軸成分およびｑ軸成分であり、三相の電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊を３相／２相変換して得られたものである。

減算器１１０は、ｄ軸電流帰還値Ｉｄとｄ軸電流指令Ｉｄ＊との偏差Δｄ（＝Ｉｄ－Ｉｄ＊）を算出する。減算器１１２は、ｑ軸電流帰還値Ｉｑとｑ軸電流指令Ｉｑ＊との偏差Δｑ（＝Ｉｑ－Ｉｑ＊）を算出する。

電流制御部１１４は、偏差Δｄ，Δｑの各々が０となるようにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを生成する。電流制御部１１４は、例えば偏差Δｄ，Δｑを比例制御または比例積分制御に従って増幅することによりｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成する。

２相／３相変換部１１６は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を２相／３相変換することにより、三相の交流電圧指令値（Ｒ相電圧指令値ＶＲ♯、Ｓ相電圧指令値ＶＳ♯、Ｔ相電圧指令値ＶＴ♯）を生成する。

３ｆ重畳演算部１１８は、交流電圧指令値ＶＲ♯，ＶＳ♯，ＶＴ♯の各々に重畳する３次高調波成分の重畳比率を算出する。３ｆ重畳演算部１１８は、電流制御部１１４により生成されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に基づいて、３次高調波成分の重畳比率を算出し、算出した重畳比率に基づいて、各相の３次高調波成分を生成する。具体的には、３ｆ重畳演算部１１８は、予め交流電圧の振幅値に応じた好適な３次高調波の重畳比率を算出しておき、得られた交流電圧の振幅値と３次高調波の重畳比率との関係をテーブル化しておくことができる。

加算器１２０は、Ｒ相電圧指令値ＶＲ♯とＲ相の３次高調波成分とを加算して、Ｒ相電圧指令値ＶＲ＊を生成する。加算器１２２は、Ｓ相電圧指令値ＶＳ♯とＳ相の３次高調波成分とを加算して、Ｓ相電圧指令値ＶＳ＊を生成する。加算器１２４は、Ｔ相電圧指令値ＶＴ♯とＴ相の３次高調波成分とを加算して、Ｔ相電圧指令値ＶＴ＊を生成する。

乗算器１２８は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊の二乗値Ｖｄ＊^２を算出する。乗算器１３０は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の二乗値Ｖｑ＊^２を算出する。加算器１３２は、ｄ軸電圧指令の二乗値Ｖｄ＊^２とｑ軸電圧指令の二乗値Ｖｑ＊^２とを加算する。平方根１３４は、加算器１３２の加算結果の平方根（＝（Ｖｄ＊^２＋Ｖｑ＊^２）^１／２）を算出することにより、交流電圧指令値Ｖ♯の基本波の振幅を算出する。

ＰＷＭ制御部１２６は、交流電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に基づいて、４段直列多重変換器２０を制御するためのゲートパルス信号ＧＣ１～ＧＣ４（図１）を生成する。ＰＷＭ制御部１２６は、線間電圧の振幅に基づいてゲートパルス信号ＧＣ１～ＧＣ４を生成する。

図１０は、図９に示したＰＷＭ制御部１２６の構成を示すブロック図である。図１０を参照して、ＰＷＭ制御部１２６は、第１段制御部１４１、第２段制御部１４２、第３段制御部１４３、第４段制御部１４４、および搬送波発生器１４５を含む。

搬送波発生器１４５は、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４を生成する。搬送波はたとえば三角波信号である。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の２倍の周波数を有している。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ４，Ｃｘ１～Ｃｘ４の間には、図６に示した位相差が設けられている。

第１段制御部１４１は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊に基づいて、第１段変換器２８におけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ１を生成する。

第２段制御部１４２は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊に基づいて、第２段変換器２７におけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ２を生成する。

第３段制御部１４３は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊に基づいて、第３段変換器２６におけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ３を生成する。

第４段制御部１４４は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊に基づいて、第４段変換器２５におけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフを制御するための制御指令であるゲートパルス信号ＧＣ４を生成する。

図１１は、図１０に示した搬送波発生器１４５の構成例を示すブロック図である。図１１を参照して、搬送波発生器１４５は、三角波発生器１５０と、位相遅延部１５１～１５７と、反転器１６１～１６８を有する。

三角波発生器１５０は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の４倍の周波数を有する三角波を発生する。

位相遅延部１５１～１５７は、入力信号を位相Δθだけ遅延して出力するように構成される。４段直列多重変換器２０の場合、各位相遅延部における位相遅延量Δθはπ／４に設定されている。なお、ｎ台を直列多重接続したｎ段直列多重変換器の場合には、位相遅延量Δθはπ／ｎに設定される。

反転器１６１～１６８は、入力信号の符号を反転して出力するように構成される。

図１１の構成例では、三角波発生器１５０にて生成された三角波は第１段変換器２８のｘ相アームの上側搬送波Ｃｘ１となり、反転器１６１により上側搬送波Ｃｘ１の符号を反転させたものがｘ相アームの下側搬送波Ｃｘ１となる。

上側搬送波Ｃｘ１を位相遅延部１５１により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第４段変換器２５のｕ相アームの上側搬送波Ｃｕ４となり、反転器１６２により上側搬送波Ｃｘ４の符号を反転させたものがｘ相アームの下側搬送波Ｃｕ４となる。

上側搬送波Ｃｕ４を位相遅延部１５２により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第２段変換器２７のｘ相アームの上側搬送波Ｃｘ２となり、反転器１６３により上側搬送波Ｃｘ２の符号を反転させたものがｘ相アームの下側搬送波Ｃｘ２となる。

上側搬送波Ｃｘ２を位相遅延部１５３により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第３段変換器２６のｕ相アームの上側搬送波Ｃｕ３となり、反転器１６４により上側搬送波Ｃｕ３の符号を反転させたものがｘ相アームの下側搬送波Ｃｘ３となる。

上側搬送波Ｃｕ３を位相遅延部１５４により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第３段変換器２６のｘ相アームの上側搬送波Ｃｘ３となり、反転器１６５により上側搬送波Ｃｘ３の符号を反転させたものがｘ相アームの下側搬送波Ｃｘ３となる。

上側搬送波Ｃｘ３を位相遅延部１５５により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第２段変換器２７のｕ相アームの上側搬送波Ｃｕ２となり、反転器１６６により上側搬送波Ｃｕ２の符号を反転させたものがｕ相アームの下側搬送波Ｃｕ２となる。

上側搬送波Ｃｕ２を位相遅延部１５６により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第４段変換器２５のｘ相アームの上側搬送波Ｃｘ４となり、反転器１６７により上側搬送波Ｃｘ４の符号を反転させたものがｘ相アームの下側搬送波Ｃｘ４となる。

上側搬送波Ｃｘ４を位相遅延部１５７により位相Δθ（＝π／４）遅延させたものが第１段変換器２８のｕ相アームの上側搬送波Ｃｕ２となり、反転器１６８により上側搬送波Ｃｕ１の符号を反転させたものがｕ相アームの下側搬送波Ｃｕ１となる。

図１２は、図１０に示した第１段制御部１４１の構成例を示すブロック図である。図１１を参照して、第１段制御部１４１は、乗算器１６０、比較器ＣＯＭ１～ＣＯＭ４、および反転器Ｉ１～Ｉ４を含む。

乗算器１６０は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊に「－１」を乗じる。乗算器１６０の乗算値は、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊に値する。

比較器ＣＯＭ１は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値Ｖｕｘ＊を受け、反転入力端子（－端子）に上側搬送波Ｃｕ１を受ける。比較器ＣＯＭ１は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊および上側搬送波Ｃｕ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ１の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ１のゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ１は、比較器ＣＯＭ１の出力信号を反転する。反転器Ｉ１の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ３のゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ２は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値Ｖｕｘ＊を受け、反転入力端子（－端子）に下側搬送波Ｃｕ１を受ける。比較器ＣＯＭ２は、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊および下側搬送波Ｃｕ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ２の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ２のゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ２は、比較器ＣＯＭ２の出力信号を反転する。反転器Ｉ２の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ４のゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ３は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊を受け、反転入力端子（－端子）に上側搬送波Ｃｘ１を受ける。比較器ＣＯＭ１は、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊および上側搬送波Ｃｘ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ３の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ５のゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ３は、比較器ＣＯＭ３の出力信号を反転する。反転器Ｉ３の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ７のゲートパルス信号となる。

比較器ＣＯＭ４は、非反転入力端子（＋端子）に交流電圧指令値－Ｖｘ＊を受け、反転入力端子（－端子）に下側搬送波Ｃｘ１を受ける。比較器ＣＯＭ４は、交流電圧指令値－Ｖｕｘ＊および下側搬送波Ｃｘ１の高低を比較し、比較結果を示す信号を出力する。比較器ＣＯＭ４の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ６のゲートパルス信号となる。

反転器Ｉ４は、比較器ＣＯＭ４の出力信号を反転する。反転器Ｉ４の出力信号は、第１段変換器２８のスイッチング素子Ｓ８のゲートパルス信号となる。

（その他の構成例）
上述した実施の形態では、４段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御について説明したが、４以外の段数の直列多重変換器に対しても、本実施の形態に係る２パルスＰＷＭ制御を適用することができる。

（１）３段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御
図１３は、３段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図１３には、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の半周期（電気角０°～１８０°の区間）の波形が示されている。

図１３にはさらに、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ３，Ｃｘ１～Ｃｘ３の波形が示されている。搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１は、３段直列多重変換器における第１段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２は、第２段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３は、第３段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ３，Ｃｘ１～Ｃｘ３は、図５の搬送波Ｃｕ，Ｃｘと振幅および周波数がそれぞれ同じである。

３段直列多重変換器においては、３つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ３の間には、Ｃｕ３→Ｃｕ２→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期を３等分したもの（すなわち、２π／３）に等しい。

また、３つの搬送波Ｃｘ１～Ｃｘ３の間には、Ｃｘ１→Ｃｘ２→Ｃｘ３の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期を３等分したもの（すなわち、２π／３）に等しい。

さらに、搬送波Ｃｕ３は、搬送波Ｃｘ１および搬送波Ｃｘ２の各々との間にπ／３の位相差を有する。搬送波Ｃｕ２は、搬送波Ｃｘ２および搬送波Ｃｘ３の各々との間にπ／３の位相差を有する。搬送波Ｃｕ１は、搬送波Ｃｘ３および搬送波Ｃｘ１の各々との間にπ／３の位相差を有する。

これによると、６つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ３，Ｃｘ１～Ｃｘ３の間には、Ｃｘ１→Ｃｕ３→Ｃｘ２→Ｃｕ２→Ｃｘ３→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差π／３が設けられている。

さらに、図示は省略するが、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ３，Ｃｘ１～Ｃｘ３の各々において、上側搬送波と下側搬送波とを逆位相とする。

３段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御では、第１段変換器から第３段変換器の各々において、図４に示した２パルスＰＷＭ制御が行なわれる。具体的には、第１段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第２段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第３段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。

（２）５段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御
図１４は、５段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図１４には、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊の半周期（電気角０°～１８０°の区間）の波形が示されている。

図１４にはさらに、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ５，Ｃｘ１～Ｃｘ５の波形が示されている。搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１は、５段直列多重変換器における第１段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２は、第２段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３は、第３段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ４，Ｃｘ４は、第４段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波であり、搬送波Ｃｕ５，Ｃｘ５は、第５段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ５，Ｃｘ１～Ｃｘ５は、図５の搬送波Ｃｕ，Ｃｘと振幅および周波数がそれぞれ同じである。

５段直列多重変換器においては、５つの搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ５の間には、Ｃｕ５→Ｃｕ４→Ｃｕ３→Ｃｕ２→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期を５等分したもの（すなわち、２π／５）に等しい。

また、５つの搬送波Ｃｘ１～Ｃｘ５の間には、Ｃｘ１→Ｃｘ２→Ｃｘ３→Ｃｘ４→Ｃｘ５の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期を５等分したもの（すなわち、２π／５）に等しい。

さらに、搬送波Ｃｕ５は、搬送波Ｃｘ１および搬送波Ｃｘ２の各々との間にπ／５の位相差を有する。搬送波Ｃｕ４は、搬送波Ｃｘ２および搬送波Ｃｘ３の各々との間にπ／５の位相差を有する。搬送波Ｃｕ３は、搬送波Ｃｘ３および搬送波Ｃｘ４の各々との間にπ／５の位相差を有する。搬送波Ｃｕ２は、搬送波Ｃｘ４および搬送波Ｃｘ５の各々との間にπ／５の位相差を有する。搬送波Ｃｕ１は、搬送波Ｃｘ５および搬送波Ｃｘ１の各々との間にπ／５の位相差を有する。

これによると、１０個の搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ５，Ｃｘ１～Ｃｘ５の間には、Ｃｘ１→Ｃｕ５→Ｃｘ２→Ｃｕ４→Ｃｘ３→Ｃｕ３→Ｃｘ４→Ｃｕ２→Ｃｘ５→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差π／５が設けられている。

さらに、図示は省略するが、搬送波Ｃｕ１～Ｃｕ５，Ｃｘ１～Ｃｘ５の各々において、上側搬送波と下側搬送波とを逆位相とする。

５段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御では、第１段変換器から第５段変換器の各々において、図４に示した２パルスＰＷＭ制御が行なわれる。具体的には、第１段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ１，Ｃｘ１との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第２段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ２，Ｃｘ２との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第３段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ３，Ｃｘ３との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第４段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ４，Ｃｘ４との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。第５段変換器の２パルスＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕｘ＊と搬送波Ｃｕ５，Ｃｘ５との高低が比較され、その比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のオンオフの組み合わせが決定される。

（３）Ｎ段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御
直列多重される変換器の段数をＮとした場合（Ｎは２以上の自然数）、本実施の形態に係るＮ段直列多重変換器の２パルスＰＷＭ制御は、以下のように表わすことができる。

２パルスＰＷＭ制御には、２Ｎ個の搬送波Ｃｕ１～ＣｕＮ，Ｃｘ１～ＣｘＮが用いられる。搬送波ＣｕＩ，ＣｘＩは、第Ｉ段変換器の２パルスＰＷＭ制御に用いられる搬送波である。ただし、Ｉは１以上Ｎ以下の整数である。搬送波ＣｕＩ，ＣｘＩは、図５の搬送波Ｃｕ，Ｃｘと振幅および周波数がそれぞれ同じである。

Ｎ段直列多重変換器においては、Ｎ個の搬送波Ｃｕ１～ＣｕＮ（第１搬送波）の間には、ＣｕＮ→ＣｕＮ－１→ＣｕＮ－２→・・・→Ｃｕ２→Ｃｕ１の順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられる。位相差は、１キャリア周期をＮ等分したもの（すなわち、２π／Ｎ）に等しい。

また、Ｎ個の搬送波Ｃｘ１～ＣｘＮ（第２搬送波）の間には、Ｃｘ１→Ｃｘ２→・・・→ＣｘＮ－２→ＣｘＮ－１→ＣｘＮの順に、隣り合う搬送波間で互いに等しい位相差が設けられている。位相差は、１キャリア周期をＮ等分したもの（すなわち、２π／Ｎ）に等しい。

さらに、第Ｎ＋１－Ｉ段変換器における搬送波ＣｕＮ＋１－Ｉは、第Ｉ段変換器の搬送波ＣｘＩおよび第Ｉ＋１段変換器の搬送波ＣｘＩ＋１の各々との間にπ／Ｎの位相差を有する。

さらに、図示は省略するが、搬送波Ｃｕ１～ＣｕＮ，Ｃｘ１～ＣｘＮの各々において、上側搬送波と下側搬送波とを逆位相とする。

このようにすると、Ｎ段直列多重変換器の交流出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができる。したがって、Ｎ段直列多重変換器の動作効率を高めつつ、高調波発生を抑制することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 直列多重電力変換装置、２，３ 電力系統、１０ 電力変換部、１１ 制御装置、１２，５２ 交流電圧検出器、１３，５３ 電流検出器、１４ 直流電圧検出器、１５ 直流正母線、１６ 直流中性点母線、１７ 直流負母線、２０，６０ ４段直列多重変換器、２１～２４，６１～６４ 変圧器、２５～２８，６５～６８ 変換器、１１０，１１２ 減算器、１１４ 電流制御部、１１６ ２相／３相変換部、１１８ ３ｆ重畳演算部、１２０，１２２，１２４，１３２ 加算器、１２６ ＰＷＭ制御部、１２８，１３０，１６０ 乗算器、１３４ 平方根、１４１ 第１段制御部、１４２ 第２段制御部、１４３ 第３段制御部、１４４ 第４段制御部、１４５ 搬送波発生器、１５０ 三角波発生器、１５１～１５７ 位相遅延部、１６１～１６８，Ｉ１～Ｉ４ 反転器、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＯＭ１～ＣＯＭ４ 比較器、Ｃａ 上側搬送波、Ｃｂ 下側搬送波、ＧＣ１～ＧＣ８ ゲートパルス信号、Ｃｕ，Ｃｕ１～Ｃｕ５，Ｃｘ，Ｃｘ１～Ｃｘ５ 搬送波。

Claims (2)

1. 交流電力系統に連携される直列多重電力変換装置であって、
   一次巻線が前記交流電力系統に直列に多重接続されるＮ台（Ｎは２以上の整数）の変圧器と、
   前記Ｎ台の変圧器の二次巻線にそれぞれ接続され、交流電力および直流電力の間で双方向の電力変換を行なう第１段～第Ｎ段の変換器と、
   交流電圧指令値に一致するように、各段の変換器の交流出力電圧のＰＷＭ制御を行なう制御装置とを備え、
   前記各段の変換器は、第１相アームおよび第２相アームを有する単相フルブリッジ回路を有し、前記第１相アームおよび前記第２相アームの各々は３レベル回路により構成され、
   前記各段の変換器の前記ＰＷＭ制御において、前記制御装置は、前記交流電圧指令値の４倍の周波数を有する第１搬送波および第２搬送波を有し、前記交流電圧指令値と前記第１搬送波との比較により前記第１相アームの制御指令を生成するとともに、前記交流電圧指令値の極性を反転させた電圧と前記第２搬送波との比較により前記第２相アームの制御指令を生成するように構成され、
   前記第１段～第Ｎ段の変換器にそれぞれ対応する第１～第Ｎの前記第１搬送波は、第Ｎ～第１の順番に隣り合う前記第１搬送波の間に第１の位相差が設定され、
   前記第１段～第Ｎ段の変換器にそれぞれ対応する第１～第Ｎの前記第２搬送波は、第１～第Ｎの順番に隣り合う前記第２搬送波の間に前記第１の位相差が設定され、
   第Ｎ＋１－Ｉ段の変換器（Ｉは１以上Ｎ－１以下の整数）に対応する第Ｎ＋１－Ｉの前記第１搬送波は、第Ｉ段の変換器に対応する第Ｉの前記第２搬送波との間、および第Ｉ＋１段の変換器に対応する第Ｉ＋１の前記第２搬送波との間に第２の位相差が設定され、
   前記第１段の変換器に対応する第１の前記第１搬送波は、前記第Ｎ段の変換器に対応する第Ｎの前記第２搬送波との間、および前記第１段の変換器に対応する第１の前記第２搬送波との間に前記第２の位相差が設定され、
   前記第１の位相差は２π／Ｎに等しく、前記第２の位相差はπ／Ｎに等しい、直列多重電力変換装置。
2. 前記第１相アームおよび前記第２相アームの各々は、直流正母線および直流負母線の間にこの順に直列接続される第１～第４のスイッチング素子を有し、
   前記第１搬送波および前記第２搬送波の各々は、前記第１および第３のスイッチング素子のスイッチングを制御するための上側搬送波と、前記第２および第４のスイッチング素子のスイッチングを制御するための下側搬送波とを含み、
   前記上側搬送波と前記下側搬送波とはπの位相差を有する、請求項１に記載の直列多重電力変換装置。

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