JP6867816B2

JP6867816B2 - 変換装置

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Publication number: JP6867816B2
Application number: JP2017012075A
Authority: JP
Inventors: 塩田　広; 広塩田; 霜村　英二; 英二霜村; 後藤　博; 博後藤
Original assignee: Toshiba Industrial Products and Systems Corp
Current assignee: Toshiba Industrial Products and Systems Corp
Priority date: 2017-01-26
Filing date: 2017-01-26
Publication date: 2021-05-12
Anticipated expiration: 2037-01-26
Also published as: JP2018121464A

Description

本発明の実施形態は、変換装置に関する。

今後、例えば電気自動車への非接触給電などの高周波分野を中心として単相インバータの需要が拡大することが予想されている。単相インバータに供給される直流電圧を三相の交流電圧から生成する場合には三相コンバータが必要となり、これら三相コンバータおよび単相インバータにより、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置が構成されることになる。

このような構成において、高調波による誘導障害や電波障害などが問題となることが懸念される。現状、このような高調波による問題に対し、種々の対策が考案されつつあるが、それらの対策のほとんどはフィルタの作用により高調波電圧を除去する、といったものであった。フィルタの作用により、周波数の比較的低い高調波（例えば、５次や７次の高調波など）をも除去しようとすると、フィルタを構成する回路素子が大きくなり、その結果、装置の大型化やコストの増加を招く、などの問題が生じる。

特開２０１１−０３６０６３号公報特開２０１３−１５８０６４号公報

そこで、装置の大型化やコストの増加を抑制しつつ、高調波による問題の発生を抑制することができる変換装置を提供する。

本実施形態の変換装置は、交流電源から出力される三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置であって、三相の交流電圧が入力される複数の変圧器と、それら複数の変圧器から出力される交流を直流に変換する複数のコンバータと、それら複数のコンバータから出力される直流電圧が入力される複数の単相フルブリッジ回路と、を備える。複数の変圧器のうち少なくとも２つは、互いに出力電圧の電圧値が異なる。複数の変圧器のうち少なくとも２つは、互いに出力電圧の位相が異なる。複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも２つは、互いに供給される直流電圧の電圧値が異なる。複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも２つは、互いに点弧位相が異なる。複数の単相フルブリッジ回路の各出力が多段に直列接続されている。直列接続された各出力の両端から単相の交流電圧が出力される。前記複数の単相フルブリッジ回路は、第１フルブリッジ回路、第２フルブリッジ回路、第３フルブリッジ回路および第４フルブリッジ回路であり、前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路に供給される前記直流電圧の電圧値は、第１電圧値であり、前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路に供給される前記直流電圧の電圧値は、前記第１電圧値とは異なる第２電圧値であり、前記第１フルブリッジ回路と前記第２フルブリッジ回路の前記点弧位相は互いに異なる点弧位相であり、前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路の前記点弧位相は同一の点弧位相である。この場合、前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路のそれぞれに対応する前記変圧器の線間電圧Ｅac1と前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路のそれぞれに対応する前記変圧器の線間電圧Ｅac2とが次式「Ｅac1：Ｅac2＝１：３ ^１／２／２」の関係を満たすようにするとともに、前記線間電圧Ｅac1と前記線間電圧Ｅac2とが３０°の位相差を有するようになっている。また、この場合、前記第１フルブリッジ回路の点弧位相を基準とすると、前記第２フルブリッジ回路の点弧位相を６０°遅らせるとともに、前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路の点弧位相を３０°遅らせるようになっている。

一実施形態に係る変換装置を含む非接触給電装置の構成を模式的に示す図変圧器の出力側の線間電圧を模式的に示す図変圧器の出力側の相電流を模式的に示す図各インバータ部から出力される電圧の波形を模式的に示す図単相インバータの各部の電圧波形と、トランスの二次側に現れる電圧および電流の波形とを模式的に示す図

以下、一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示す変換装置１は、三相から単相への変換を行う装置であり、例えば商用電源である交流電源２から出力される三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する。変換装置１は、トランス３およびローパスフィルタ４（以下、ＬＰＦ４と呼ぶ）とともに非接触給電装置５を構成している。非接触給電装置５は、例えば電気自動車への非接触給電を行う用途に用いられる。

変換装置１は、交流電源２から出力される三相の交流電圧が入力される変圧器６〜９と、変圧器６〜９から出力される交流を直流に変換するコンバータ１０〜１３と、コンバータ１０〜１３から出力される直流電圧を単相の交流電圧に変換する単相インバータ１４とを備えている。

変圧器６〜９は、三相交流を入出力とする三相の電源トランスである。変圧器６、７は、一次側がＹ結線されるとともに二次側がΔ結線された「Ｙ−Δ」結線方式となっている。変圧器８、９は、一次側および二次側がともにＹ結線された「Ｙ−Ｙ」結線方式となっている。

変圧器６、７の変成比（巻数比）は「１：１」となっている。変圧器８、９の変成比（巻数比）は「１：３^1/2／２」となっている。なお、以下の説明においては、「３^1/2」を「√３」とも表す。変圧器６〜９の三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力は、それぞれコンバータ１０〜１３に入力されている。

このような構成により、変圧器６、７のＵ相−Ｖ相の線間電圧、Ｖ相−Ｗ相の線間電圧およびＷ相−Ｕ相の線間電圧（以下、これらをまとめて線間電圧Ｅac1と称す）と、変圧器８、９のＵ相−Ｖ相の線間電圧、Ｖ相−Ｗ相の線間電圧およびＷ相−Ｕ相の線間電圧（以下、これらをまとめて線間電圧Ｅac2と称す）とは、下記（１）式の関係となる。
Ｅac1：Ｅac2＝１：√３／２ …（１）

このように、本実施形態では、変圧器６、７と変圧器８、９とは、互いに出力電圧（線間電圧）の電圧値が異なっている。また、図２に示すように、変圧器６、７の線間電圧Ｅac1と変圧器８、９の線間電圧Ｅac2とは、３０°の位相差がある。つまり、本実施形態では、変圧器６、７と変圧器８、９とは、互いに出力電圧（線間電圧）の位相が異なっている。

また、上記構成により、変圧器６、７の線電流Ｉac1と、変圧器８、９の線電流Ｉac2とは、下記（２）式の関係となる。
Ｉac1：Ｉac2＝１：２／√３ …（２）

さらに、図３に示すように、変圧器６、７の線電流Ｉac1と変圧器８、９の線電流Ｉac2とは、３０°の位相差がある。なお、図３において「Ｓ１、Ｓ２、…Ｓ６」という符号が付された各期間は、コンバータ１０〜１３を構成する６つのスイッチＳ１〜Ｓ６（後述する）のうち、その符号に対応したスイッチがオンしている期間を表している。

コンバータ１０〜１３は、いずれも三相の交流を直流に変換するものであり、互いに同一の回路構成となっている。そのため、ここでは、コンバータ１０の構成について説明を行い、コンバータ１１〜１３の各構成については、コンバータ１０と同様の符号を付し、その説明を省略する。

コンバータ１０は、整流回路１５、直流リアクトル１６およびコンデンサ１７を備えている。整流回路１５は、６つのスイッチＳ１〜Ｓ６が三相フルブリッジの形態となるように接続された構成であり、変圧器６から出力される三相の交流を全波整流する。スイッチＳ１〜Ｓ６としては、例えばパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いることができる。スイッチＳ１〜Ｓ６のオンオフは、スイッチ制御部１８により制御される。

整流回路１５の出力電源線１９、２０間には、スイッチＳ１、Ｓ２の直列回路、スイッチＳ３、Ｓ４の直列回路およびスイッチＳ５、Ｓ６の直列回路がそれぞれ接続されている。スイッチＳ１、Ｓ２の相互接続ノードＮｕは、変圧器６のＵ相の出力端子に接続されている。スイッチＳ３、Ｓ４の相互接続ノードＮｖは、変圧器６のＶ相の出力端子に接続されている。スイッチＳ５、Ｓ６の相互接続ノードＮｗは、変圧器６のＵ相の出力端子に接続されている。

直流リアクトル１６の一方の端子は出力電源線１９に接続され、その他方の端子はコンデンサ１７を介して出力電源線２０に接続されている。これら直流リアクトル１６およびコンデンサ１７により、整流回路１５から出力される脈動のある直流電圧が平滑化される。コンデンサ１７の端子間電圧、つまりコンバータ１０から出力される直流電圧は、単相インバータ１４に供給される。

上記構成において、コンバータ１０、１１から出力される直流電圧の電圧値（第１電圧値Ｅdc1）と、コンバータ１２、１３から出力される直流電圧の電圧値（第２電圧値Ｅdc2）との関係は、変圧器６、７の線間電圧Ｅac1と変圧器８、９の線間電圧Ｅac2との関係と同様の関係、つまり下記（３）式の関係となる。
Ｅdc1：Ｅdc2＝１：√３／２ …（３）

また、コンバータ１０、１１の出力電流Ｉdc1とコンバータ１２、１３の出力電流Ｉdc2との関係は、変圧器６、７の線電流Ｉac1と変圧器８、９の線電流Ｉac2との関係と同様の関係、つまり下記（４）式の関係となる。
Ｉdc1：Ｉdc2＝１：２／√３ …（４）

単相インバータ１４は、複数のインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４を備えている。インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４は、いずれも単相フルブリッジ回路として構成されており、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。なお、本実施形態では、インバータ部ＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３、ＩＮＶ４は、それぞれ第１フルブリッジ回路、第２フルブリッジ回路、第３フルブリッジ回路、第４フルブリッジ回路に相当する。

インバータ部ＩＮＶ１には、コンバータ１０から電源線２１、２２を介して供給される第１電圧値Ｅdc1の直流電圧が入力されている。インバータ部ＩＮＶ１は、４つのスイッチＳ１１〜Ｓ１４を備えている。スイッチＳ１１〜Ｓ１４としては、例えばパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を用いることができる。

電源線２１、２２間には、スイッチＳ１１、Ｓ１２の直列回路およびスイッチＳ１３、Ｓ１４の直列回路が接続されている。スイッチＳ１１、Ｓ１２の相互接続ノードＮ１ａはインバータ部ＩＮＶ１の高電位側の出力ノードとなり、スイッチＳ１３、Ｓ１４の相互接続ノードＮ１ｂはインバータ部ＩＮＶ１の低電位側の出力ノードとなる。

インバータ部ＩＮＶ２には、コンバータ１１から電源線２３、２４を介して供給される第１電圧値Ｅdc1の直流電圧が入力されている。インバータ部ＩＮＶ２は、４つのスイッチＳ２１〜Ｓ２４を備えている。スイッチＳ２１〜Ｓ２４としては、スイッチＳ１１〜Ｓ１４と同様の構成を採用することができる。

電源線２３、２４間には、スイッチＳ２１、Ｓ２２の直列回路およびスイッチＳ２３、Ｓ２４の直列回路が接続されている。スイッチＳ２１、Ｓ２２の相互接続ノードＮ２ａはインバータ部ＩＮＶ２の高電位側の出力ノードとなり、スイッチＳ２３、Ｓ２４の相互接続ノードＮ２ｂはインバータ部ＩＮＶ２の低電位側の出力ノードとなる。

インバータ部ＩＮＶ３には、コンバータ１２から電源線２５、２６を介して供給される第２電圧値Ｅdc2の直流電圧が入力されている。インバータ部ＩＮＶ３は、４つのスイッチＳ３１〜Ｓ３４を備えている。スイッチＳ３１〜Ｓ３４としては、スイッチＳ１１〜Ｓ１４などと同様の構成を採用することができる。

電源線２５、２６間には、スイッチＳ３１、Ｓ３２の直列回路およびスイッチＳ３３、Ｓ３４の直列回路が接続されている。スイッチＳ３１、Ｓ３２の相互接続ノードＮ３ａはインバータ部ＩＮＶ３の高電位側の出力ノードとなり、スイッチＳ３３、Ｓ３４の相互接続ノードＮ３ｂはインバータ部ＩＮＶ３の低電位側の出力ノードとなる。

インバータ部ＩＮＶ４には、コンバータ１３から電源線２７、２８を介して供給される第２電圧値Ｅdc2の直流電圧が入力されている。インバータ部ＩＮＶ４は、４つのスイッチＳ４１〜Ｓ４４を備えている。スイッチＳ４１〜Ｓ４４としては、スイッチＳ１１〜Ｓ１４などと同様の構成を採用することができる。

電源線２７、２８間には、スイッチＳ４１、Ｓ４２の直列回路およびスイッチＳ４３、Ｓ４４の直列回路が接続されている。スイッチＳ４１、Ｓ４２の相互接続ノードＮ４ａはインバータ部ＩＮＶ４の高電位側の出力ノードとなり、スイッチＳ４３、Ｓ４４の相互接続ノードＮ４ｂはインバータ部ＩＮＶ４の低電位側の出力ノードとなる。

このように、インバータ部ＩＮＶ１およびＩＮＶ２と、インバータ部ＩＮＶ３およびＩＮＶ４とは、互いに供給される直流電圧の電圧値が異なっている。具体的には、インバータ部ＩＮＶ１およびＩＮＶ２に供給される直流電圧の電圧値である第１電圧値Ｅdc１と、インバータ部ＩＮＶ３およびＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値である第２電圧値Ｅdc2とは、上記した（３）式の関係となっている。

スイッチ制御部１８は、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の各スイッチのオンオフを制御する。各スイッチのオンオフの詳細なタイミングは後述するが、インバータ部ＩＮＶ１とインバータ部ＩＮＶ２の点弧位相は、互いに異なる点弧位相となる。また、インバータ部ＩＮＶ３とインバータ部ＩＮＶ４の点弧位相は、同一の点弧位相となる。また、インバータ部ＩＮＶ１とインバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４の点弧位相は、互いに異なる点弧位相となる。また、インバータ部ＩＮＶ２とインバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４の点弧位相は、互いに異なる点弧位相となる。

上記構成において、インバータ部ＩＮＶ１の低電位側の出力ノードＮ１ｂは、インバータ部ＩＮＶ２の高電位側の出力ノードＮ２ａに接続されている。また、インバータ部ＩＮＶ２の低電位側の出力ノードＮ２ｂは、インバータ部ＩＮＶ３の高電位側の出力ノードＮ３ａに接続されている。また、インバータ部ＩＮＶ３の低電位側の出力ノードＮ３ｂは、インバータ部ＩＮＶ４の高電位側の出力ノードＮ４ａに接続されている。

そして、インバータ部ＩＮＶ１の高電位側の出力ノードＮ１ａと、インバータ部ＩＮＶ４の低電位側の出力ノードＮ４ｂとの間から出力される交流電圧が、トランス３の一次側巻線３ａに印加される。つまり、上記構成の単相インバータ１４では、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の各出力が多段で直列接続され、その直列接続された各出力の両端から交流電圧が出力されるようになっている。

単相インバータ１から出力される単相の交流電圧は、トランス３の一次側巻線３ａに印加される。本実施形態では、トランス３の変圧比は、例えば「１：１」となっている。トランス３の二次側巻線３ｂから出力される交流電圧Ｅhfは、ＬＰＦ４に入力されている。ＬＰＦ４は、例えばインダクタおよびキャパシタからなるＬ型やπ型のＬＣフィルタとして構成されている。

ＬＰＦ４は、交流電圧Ｅhfに含まれる高調波の最低次数以上の成分を阻止するように設計されている。なお、この場合、詳細は後述するが、交流電圧Ｅhfに含まれる高調波の最低次数は「１１」である。そのため、本実施形態では、ＬＰＦ４は、交流電圧Ｅhfに含まれる１１次以上の高調波成分を阻止するように設計されている。ＬＰＦ４の出力電圧は、給電対象の負荷（図示略）に供給される。

次に、上記構成の作用について図４および図５も参照して説明する。なお、図４および図５では、単相インバータ１４から出力される交流電圧の１周期の開始時点を０°とし、その終了時点を３６０°として示している。また、図５における縦軸は、各電圧を電圧Ｅdc1で除算したもの、つまり電圧Ｅdc1で正規化した各電圧を示している。

［１］インバータ部ＩＮＶ１の動作
交流電圧の１周期において、インバータ部ＩＮＶ１のスイッチＳ１１〜Ｓ１４のオンオフは、次のように制御される。すなわち、０°〜１２０°では、スイッチＳ１１、Ｓ１４がオンされるとともにスイッチＳ１２、Ｓ１３がオフされる。また、１２０°〜１８０°および３００°〜３６０°では全てのスイッチＳ１１〜Ｓ１４がオフされる。また、１８０°〜３００°では、スイッチＳ１１、Ｓ１４がオフされるとともにスイッチＳ１２、Ｓ１３がオンされる。

スイッチＳ１１〜Ｓ１４が上述したように制御されることにより、インバータ部ＩＮＶ１の出力ノードＮ１ａ、Ｎ１ｂ間には、図４（ａ）に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部ＩＮＶ１から出力される交流電圧は、０°〜１２０°では＋Ｅdc1となり、１２０°〜１８０°では０となり、１８０°〜３００°では−Ｅdc1となり、３００°〜３６０°では０となる。

［２］インバータ部ＩＮＶ２の動作
交流電圧の１周期において、インバータ部ＩＮＶ２のスイッチＳ２１〜Ｓ２４のオンオフは、次のように制御される。すなわち、０°〜６０°および１８０°〜２４０°では全てのスイッチＳ２１〜Ｓ２４がオフされる。また、６０°〜１８０°では、スイッチＳ２１、Ｓ２４がオンされるとともにスイッチＳ２２、Ｓ２３がオフされる。また、２４０°〜３６０°では、スイッチＳ２１、Ｓ２４がオフされるとともにスイッチＳ２２、Ｓ２３がオンされる。

スイッチＳ２１〜Ｓ２４が上述したように制御されることにより、インバータ部ＩＮＶ２の出力ノードＮ２ａ、Ｎ２ｂ間には、図４（ｂ）に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部ＩＮＶ２から出力される交流電圧は、０°〜６０°では０となり、６０°〜１８０°では＋Ｅdc1となり、１８０°〜２４０°では０となり、２４０°〜３６０°では−Ｅdc1となる。

［３］インバータ部ＩＮＶ３の動作
交流電圧の１周期において、インバータ部ＩＮＶ３のスイッチＳ３１〜Ｓ３４のオンオフは、次のように制御される。すなわち、０°〜３０°および１５０°〜２１０°では全てのスイッチＳ３１〜Ｓ３４がオフされる。また、３０°〜１５０°では、スイッチＳ３１、Ｓ３４がオンされるとともにスイッチＳ３２、Ｓ３３がオフされる。また、２１０°〜３３０°では、スイッチＳ３１、Ｓ３４がオフされるとともにスイッチＳ３２、Ｓ３３がオンされる。

スイッチＳ３１〜Ｓ３４が上述したように制御されることにより、インバータ部ＩＮＶ３の出力ノードＮ３ａ、Ｎ３ｂ間には、図４（ｃ）に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部ＩＮＶ３から出力される交流電圧は、０°〜３０°では０となり、３０°〜１５０°では＋Ｅdc2となり、１５０°〜２１０°では０となり、２１０°〜３３０°では−Ｅdc2となり、３３０°〜３６０°では０となる。

［４］インバータ部ＩＮＶ４の動作
交流電圧の１周期において、インバータ部ＩＮＶ４のスイッチＳ４１〜Ｓ４４のオンオフは、次のように制御される。すなわち、０°〜３０°および１５０°〜２１０°では全てのスイッチＳ４１〜Ｓ４４がオフされる。また、３０°〜１５０°では、スイッチＳ４１、Ｓ４４がオンされるとともにスイッチＳ４２、Ｓ４３がオフされる。また、２１０°〜３３０°では、スイッチＳ４１、Ｓ４４がオフされるとともにスイッチＳ４２、Ｓ４３がオンされる。

スイッチＳ４１〜Ｓ４４が上述したように制御されることにより、インバータ部ＩＮＶ４の出力ノードＮ４ａ、Ｎ４ｂ間には、図４（ｄ）に示すような交流電圧が現れる。すなわち、インバータ部ＩＮＶ４から出力される交流電圧は、０°〜３０°では０となり、３０°〜１５０°では＋Ｅdc2となり、１５０°〜２１０°では０となり、２１０°〜３３０°では−Ｅdc2となり、３３０°〜３６０°では０となる。

［５］全体の動作
インバータ部ＩＮＶ１、ＩＮＶ２が上述したような動作を行うことにより、ノードＮ１ａ、Ｎ２ｂ間に図５（ａ）に示すような電圧が現れる。すなわち、ノードＮ１ａ、Ｎ２ｂ間の電圧Ｅhf1は、０°〜６０°では１となり、６０°〜１２０°では２となり、１２０°〜１８０°では１となり、１８０°〜２４０°では−１となり、２４０°〜３００°では−２となり、３００°〜３６０°では−１となる。

また、インバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４が上述したような動作を行うことにより、ノードＮ３ａ、Ｎ４ｂ間に図５（ｂ）に示すような電圧が現れる。すなわち、ノードＮ３ａ、Ｎ４ｂ間の電圧Ｅhf2は、０°〜３０°では０となり、３０°〜１５０°では√３となり、１５０°〜２１０°では０となり、２１０°〜３３０°では−√３となり、３３０°〜３６０°では０となる。

なお、この場合、電圧Ｅhf1の実効値と電圧Ｅhf2の実効値とは、下記（５）式に示すように互いに等しい値となる。
Ｅhf1：Ｅhf2＝１：１ …（５）
単相インバータ１４から出力される交流電圧、ひいてはトランス３の二次側巻線３ｂから出力される交流電圧Ｅhfは、図５（ｃ）に示すように、電圧Ｅhf1と電圧Ｅhf2が合成された階段状の波形となる。すなわち、交流電圧Ｅhfは、０°〜３０°では１となり、３０°〜６０°では１＋√３となり、６０°〜１２０°では２＋√３となり、１２０°〜１５０°では１＋√３となり、１５０°〜１８０°では１となる。また、交流電圧Ｅhfは、１８０°〜２１０°では−１となり、２１０°〜２４０°では−１＋√３となり、２４０°〜３００°では−２＋√３となり、３００°〜３３０°では−１＋√３となり、３３０°〜３６０°では１となる。

また、トランス３の二次側巻線３ｂに流れる電流Ｉhfは、ＬＰＦ４の作用により、交流電圧Ｅhfの波形を鈍らせた波形となる。すなわち、電流Ｉhfは、図５（ｃ）に示すような正弦波状の波形となる。

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
一般的な単相インバータから出力される電圧は、矩形波状の波形となる。このような矩形波状の出力電圧には、非常に多くの高調波成分が含まれている。そのような高調波電圧を除去するためには、低次数の高調波をも除去する仕様のフィルタが必要であり、装置の大型化やコストの増加などの問題が発生する。そこで、本実施形態の単相インバータ１は、一般的な単相インバータと同様の構成の４つのインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４を備え、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のうち少なくとも２つについて互いに供給される直流電圧の電圧値を異ならせるとともに、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のうち少なくとも２つについて互いに点弧位相を異ならせている。そして、４つのインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の各出力が多段で直列接続されており、その直列接続された各出力の両端から交流電圧が出力される。

このような構成の単相インバータ１から出力される交流電圧は、図４（ａ）〜（ｄ）に示したインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の各出力電圧を組み合わせて得られる波形であり、図５（ｃ）に示したような階段状の波形となる。このような階段状の電圧波形は、矩形波状の電圧波形に比べ、正弦波に近い波形となっているため、これに含まれる高調波成分が少なくなる。したがって、ＬＰＦ４としては、矩形波状の電圧に含まれる高調波成分を除去するためのフィルタに比べ、小型且つ安価なものを用いることができる。したがって、本実施形態によれば、装置の大型化やコストの増加を抑制しつつ、高調波による問題の発生を抑制することができるという効果が得られる。

単相インバータ１４から出力される交流電圧の高調波成分を低減する効果は、その電圧波形のパルス数ｐを増加するほど顕著に得られる。なお、パルス数ｐは、交流電圧の１周期中に同時に生じることのない転流の数に相当する。交流電圧に含まれる高調波の次数ｎは、下記（６）式により表される。ただし、ｍは正の整数である。
ｎ＝ｐ×ｍ±１ …（６）

また、交流電圧に含まれる高調波の発生量Ｅｎは、基本波の大きさを１とすると、下記（７）式により表される。
Ｅｎ＝１／ｎ …（７）

上記（７）式から明らかなように、パルス数ｐが１２の場合、交流電圧に含まれる高調波の次数ｎは、「１１、１３、２３、２５、…」となり、５次および７次の高調波は含まれない。また、上記（３）式から明らかなように、５次、７次の高調波の発生量Ｉｎは、それより高次の高調波の発生量Ｅｎに比べると大きい。

そこで、本実施形態では、パルス数ｐが１２となるように、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値およびインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の点弧位相が設定されている。具体的には、本実施形態では、インバータ部ＩＮＶ１、ＩＮＶ２に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc1とインバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc2を、上記（３）式を満たすように設定している。

また、本実施形態では、インバータ部ＩＮＶ１の点弧位相を基準とすると、インバータ部ＩＮＶ２の点弧位相を６０°遅らせるとともに、インバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４の点弧位相を３０°遅らせるようにしている。これにより、単相インバータ１４から出力される交流電圧のパルス数ｐが１２となり、その交流電圧には５次および７次の高調波が含まれない。そのため、単相インバータ１４から出力される交流電圧に含まれる高調波の最低次数は１１次となり、ＬＰＦ４としては、１１次の高調波成分を阻止することができるものであればよく、５次、７次の高調波成分を阻止できるフィルタに比べ、小型且つ安価なものを用いることができる。

単相インバータ１４は、一般的な単相インバータと同様の構成をなす４つのインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４を備えているが、それらを直列多段に接続することで所望する出力を得る構成となっているため、各インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の容量は、単相インバータ１４と同程度の出力を得ることができる一般的な単相インバータの容量の１／４程度でよい。したがって、本実施形態によれば、従来の一般的な単相インバータに対し、装置の大型化やコストの大幅な増加を招くことなく、上述した高調波を低減する効果が得られる。

高調波の低減効果を期待して、単相インバータ１４の各スイッチＳ１１〜Ｓ４４の駆動制御として、ＰＷＭ制御を採用することも考えられる。しかし、ＰＷＭ制御を用いた場合、スイッチングロスが増大するおそれがある。本実施形態の単相インバータ１４は、ＰＷＭ制御を用いていないため、スイッチングロスの増大を招くことなく、上述した高調波の低減効果を得ることができる。

本実施形態の変換装置１は、交流電源２から出力される三相の交流電圧から単相インバータ１４に供給する直流電圧を生成するための構成として、変圧器６〜９およびコンバータ１０〜１３を備えている。単相インバータ１４による上述した効果を得るためには、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のうち少なくとも２つについて互いに供給される直流電圧の電圧値を異ならせる必要がある。具体的には、インバータ部ＩＮＶ１、ＩＮＶ２に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc1と、インバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc2とが上記（３）式の関係を満たすようにする必要がある。

そこで、変圧器６〜９の結線方式および変成比などの仕様を上述したように設定することにより、変圧器６〜９のうち少なくとも２つについて互いに出力電圧の電圧値を異ならせるとともに、少なくとも２つについて互いに出力電圧の位相を異ならせている。具体的には、本実施形態では、変圧器６、７の線間電圧Ｅac1と変圧器８、９の線間電圧Ｅac2とが上記（１）式の関係を満たすようにするとともに、線間電圧Ｅac1と線間電圧Ｅac2とが３０°の位相差を有するようにしている。

このようにすることで、コンバータ１０、１１から出力される直流電圧、つまりインバータ部ＩＮＶ１、ＩＮＶ２に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc1と、コンバータ１２、１３から出力される直流電圧、つまりインバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc2とが上記（３）式の関係を満たすような値となる。

また、交流電源２に流れる電流に含まれる高調波の次数ｎは、下記（８）式により表される。
ｎ＝ｐ×ｍ±１ …（８）

さらに、交流電源２に流れる電流に含まれる高調波の発生量Ｉｎは、基本波の大きさを１とすると、下記（９）式により表される。
Ｉｎ＝１／ｎ …（９）

そこで、本実施形態では、パルス数ｐが１２となるように、変圧器６〜９の出力電圧（線間電圧Ｅac1、Ｅac2）の電圧値および移相が設定されている。このようにすれば、変圧器６〜９の一次側の合成電流は、従来の１２パルス整流回路と同様の波形となる。したがって、本実施形態によれば、変換装置１の出力側の高調波を低減するだけでなく、変換装置１の入力側における高調波についても低減することができる。

（その他の実施形態）
変換装置１は、上記実施形態で例示した電気自動車への非接触給電を行う用途に限らず、例えば誘導加熱など、様々な用途に用いることができる。つまり、本発明は、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置全般に適用することができる。したがって、トランス３、ＬＰＦ４などは、必要に応じて設ければよい。

上記実施形態では、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の各出力が多段で直列接続され、その直列接続された各出力の両端から得られる交流電圧がトランス３の一次側巻線３ａに印加される構成、つまりトランス３の一次側で多重化される構成を採用していたが、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の各出力を入力とする４つのトランスを設け、それら４つのトランスの各出力（二次側）を多段で直列接続する構成、つまりトランスの二次側で多重化される構成に変更してもよい。

インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値およびインバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の点弧位相は、上記実施形態で示したものに限らずともよく、単相インバータ１４から出力される交流電圧が所望する階段状の波形、ひいては交流電圧のパルス数が所望する数となるように適宜設定すればよい。すなわち、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のうち少なくとも２つに供給される直流電圧の電圧値が異なるように設定するとともに、インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のうち少なくとも２つの点弧位相が異なるように設定すればよい。

インバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４は、１つのインバータ部に置き換えることが可能である。ただし、置き換えられるインバータ部としては、インバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４の容量に比べて２倍の容量が必要となる。また、上記インバータ部に供給される直流電圧の電圧値としては、インバータ部ＩＮＶ３、ＩＮＶ４に供給される直流電圧の電圧値Ｅdc2の２倍の電圧値（＝√３）が必要となる。そのため、このような変更に対応するように、変圧器６〜９の結線方式や変成比などの仕様も、これに合わせて変更すればよい。

単相インバータ１は、４つの単相フルブリッジ回路（インバータ部ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４）を備え、その各出力が多段で直列接続された構成となっていたが、単相フルブリッジ回路の数は、２つ、３つまたは５つ以上でもよい。

変圧器６〜９の結線方式や変成比などの仕様は、上記実施形態で示したものに限らずともよく、単相インバータ１４に供給する直流電圧の電圧値Ｅdc1、Ｅdc2が所望する電圧値となるものであれば適宜変更可能である。例えば、変圧器６〜９の一次側をＹ結線からΔ結線に変更することが可能である。つまり、変圧器６、７を「Δ−Δ」結線方式にするとともに変圧器８、９を「Δ−Ｙ」結線方式にすることが可能である。
コンバータ１０〜１３の６つのスイッチＳ１〜Ｓ６は、ダイオードなどの整流素子に置き換えることが可能である。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これら実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は変換装置、２は交流電源、４はローパスフィルタ、６〜９は変圧器、１０〜１３はコンバータ、ＩＮＶ１はインバータ部（単相フルブリッジ回路、第１フルブリッジ回路）、ＩＮＶ２はインバータ部（単相フルブリッジ回路、第２フルブリッジ回路）、ＩＮＶ３はインバータ部（単相フルブリッジ回路、第３フルブリッジ回路）、ＩＮＶ４はインバータ部（単相フルブリッジ回路、第４フルブリッジ回路）を示す。

Claims

交流電源から出力される三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する変換装置であって、
前記三相の交流電圧が入力される複数の変圧器と、
前記複数の変圧器から出力される交流を直流に変換する複数のコンバータと、
前記複数のコンバータから出力される直流電圧が入力される複数の単相フルブリッジ回路と、
前記複数の変圧器のうち少なくとも２つは、互いに出力電圧の電圧値が異なり、
前記複数の変圧器のうち少なくとも２つは、互いに出力電圧の位相が異なり、
前記複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも２つは、互いに供給される前記直流電圧の電圧値が異なり、
前記複数の単相フルブリッジ回路のうち少なくとも２つは、互いに点弧位相が異なり、
前記複数の単相フルブリッジ回路の各出力が多段に直列接続され、
前記直列接続された各出力の両端から単相の交流電圧が出力され、
前記複数の単相フルブリッジ回路は、第１フルブリッジ回路、第２フルブリッジ回路、第３フルブリッジ回路および第４フルブリッジ回路であり、
前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路に供給される前記直流電圧の電圧値は、第１電圧値であり、
前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路に供給される前記直流電圧の電圧値は、前記第１電圧値とは異なる第２電圧値であり、
前記第１フルブリッジ回路と前記第２フルブリッジ回路の前記点弧位相は互いに異なる点弧位相であり、
前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路の前記点弧位相は同一の点弧位相であり、
前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路のそれぞれに対応する前記変圧器の線間電圧Ｅac1と前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路のそれぞれに対応する前記変圧器の線間電圧Ｅac2とが次式
Ｅac1：Ｅac2＝１：３ ^１／２／２
の関係を満たすようにするとともに、前記線間電圧Ｅac1と前記線間電圧Ｅac2とが３０°の位相差を有するようになっており、
前記第１フルブリッジ回路の点弧位相を基準とすると、前記第２フルブリッジ回路の点弧位相を６０°遅らせるとともに、前記第３フルブリッジ回路および前記第４フルブリッジ回路の点弧位相を３０°遅らせるようになっている変換装置。
高調波の次数をｎとし、パルス数をｐとし、正の整数をｍとすると、
前記交流電源に流れる電流に含まれる高調波の次数ｎが次式
ｎ＝ｐ×ｍ±１
を満たすように、且つ
基本波の大きさを１とすると、前記交流電源に流れる電流に含まれる高調波の発生量Ｉｎが次式
Ｉｎ＝１／ｎ
を満たすように、前記変圧器の出力電圧の電圧値および位相が設定される請求項１に記載の変換装置。
高調波の次数をｎとし、パルス数をｐとし、正の整数をｍとすると、
前記単相の交流電圧に含まれる高調波の次数ｎが次式
ｎ＝ｐ×ｍ±１
を満たすように、且つ
基本波の大きさを１とすると、前記単相の交流電圧に含まれる高調波の発生量Ｅｎが次式
Ｅｎ＝１／ｎ
を満たすように、前記直流電圧の電圧値および前記点弧位相が設定される請求項１または２に記載の変換装置。
さらに、前記単相の交流電圧に含まれる高調波の最低次数以上の成分を阻止するローパスフィルタを備える請求項１から３のいずれか一項に記載の変換装置。