JP4015795B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力と直流電力の変換を行う電力変換装置に係り、特に、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減するとともに、電力変換効率を向上することが可能な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置としては、特開平１０−６６３４３号公報等に記載されたようなＰＷＭ制御方式の交直電力変換装置がある。
図１３はその概要を示したもので、１は交流電源、３は自励式電圧形変換器、４−１、４−２は平滑コンデンサ、５は負荷、１０はＰＷＭ制御器である。自励式電圧型変換器３はＮＰＣ（中性点クランプ）回路となっている。
ＰＷＭ制御方式の交直電力変換装置では、一般に三角波比較による正弦波ＰＷＭ制御が行われるが、ＰＷＭ制御の変調周波数（三角波キャリア周波数）を交流電源周波数に対して高く設定することにより、交流電源側の入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することが可能である。
図１４はその動作波形の一例であり、正弦波信号ＳＩＮ、三角波キャリア信号ＴＲＩ、ＴＲ２、自励式電圧形変換器のＵ相のスイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｘ１、Ｓｘ２に与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２、Ｇｘ１、Ｇｘ２と、変換器の交流側Ｕ相電圧波形Ｖｓｕを示す。尚、ここでは平滑コンデンサの電圧をＶＤとしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（交直電力変換装置）では、交流電源側の入力電流波形に含まれる高調波成分が大きい場合には、交流系統電圧を歪ませる原因となり、同じ交流系統に接続された他の電気機器に悪影響を及ぼす場合がある。このため、電源高調波の少ない交直電力変換装置が求められている。
図１３に示した交直電力変換装置では、ＰＷＭ制御を行っているが、一般にＰＷＭ制御方式の交直電力変換器では、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減するために、ＰＷＭ制御の変調周波数を高める必要がある。
このため、必然的にスイッチング素子のスイッチング周波数を高める必要があるが、スイッチング素子には素子の特性に応じたスイッチング周波数の上限値があり、特に、大容量電力変換装置に多く用いられているＧＴＯサイリスタ素子の上限周波数では十分な高調波低減効果が得られない場合があった。さらに、スイッチング周波数を高めることはスイッチング素子に発生するスイッチング損失の増大を招き、電力変換装置としての電力変換効率を低下させることにつながっていた。
そこで、本発明は、交直電力変換装置のスイッチング周波数を高めることなく交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することができる方式を実現し、電力変換効率向上と電源高調波低減の両立が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、１次側が交流電源に直列接続され、２次側電圧の位相が６０度／ｎずつシフトしたｎ個の変圧器と、この変圧器の各々の２次側に交流側が接続されたｎ個の自励式電圧形変換器と、この自励式電圧形変換器の各々に与えられるスイッチング信号の位相が６０度／ｎずつシフトする以外は同じパルスパターンで且つ高調波成分が少なくなるような固定パルスパターンを発生するパルスパターン発生器と、前記交流電源から供給される有効電流値と有効電流基準値の偏差から、前記自励式電圧形変換器の各々に与えられるスイッチング信号の固定パルスパターンを発生するための交流電源電圧に対する位相角基準値を演算して、前記固定パルスパターンに出力する有効電流制御器とを備えたことを特徴とする。従って、各自励式電圧形変換器の交流入力端における直列多重効果により、スイッチング素子のスイッチング周波数を高めることなく交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することができる。また、自励式電圧形変換器に与えられるスイッチング信号のパルスパターンを高調波成分が少なくなるような固定パルスパターンとしているので、高調波低減効果の向上を図ることができる。さらに、各自励式電圧変換器に与えられるスイッチング信号のパルスパターンを固定パルスパターンとした場合でも、固定パルスパターンを発生する位相角を制御することにより、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流を所望の値に制御することを可能とする。
また、請求項２記載の発明は、多段に分割された直流電圧を交流電圧に変換する多レベル電圧形インバータを負荷とすることを特徴とする。従って、多段に分割された直流電圧を交流電圧に変換する多レベル電圧形インバータの直流電源用として適当である。
また、請求項３記載の発明は、複数の電力変換装置を前記交流電源に並列接続し、共通の負荷に直流電力を供給することを特徴とする。従って、複数の電力変換装置を交流電源に並列接続し、共通の負荷に直流電力を供給することにより、電力変換装置としての容量を拡大することができる。
【０００５】
更に、請求項４記載の発明は、交流電源から供給される無効電流値から、位相角基準補償値を出力するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタから出力される位相角基準補償値と前記有効電流制御器から出力される位相角基準値を加算して出力する加算器とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
従って、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流が振動的になることを防ぎ、安定に制御することを可能とする。
また更に、請求項５記載の発明は、電力変換装置の直流側電圧である直流電圧値と直流電圧基準値の偏差から、有効電流基準値を演算出力する直流電圧制御器を備えたことを特徴とする。従って、電力変換装置の直流側電圧を所望の値に制御することを可能とする。
更に、請求項６記載の発明は、交流電源から供給される無効電流値と無効電流基準値の偏差から直流電圧基準補償値を演算出力する無効電流制御器と、この無効電流制御器から出力される直流電圧基準補償値と直流電圧基準値を加算して出力する加算器とを具備したことを特徴とする。従って、交流電源から電力変換装置に供給される無効電流を所望の値に制御することを可能とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明するが、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
（第１の実施の形態）
以下、本発明の第１の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図１は、本実施の形態である電力変換装置の構成図である。ここでは一例として多重数ｎ＝２としている。
図１において、１は交流電源、２−１、２−２は変圧器、３−１、３−２は自励式電圧形変換器、４−１、４−２は平滑コンデンサ、５は負荷、１１はパルスパターン発生器である。
変圧器２−１、２−２は、１次側が交流電源１に直列接続され、２次側電圧の位相が２−２に対して２−１では３０度進んでいる。自励式電圧形変換器３−１、３−２の交流側端子は、変圧器２−１、２−２の２次側にそれぞれ接続される。
平滑コンデンサ４−１、４−２は、自励式電圧形変換器３−１、３−２の直流側端子にそれぞれ接続された上で互いに直列接続され、両端が直流母線Ｐ、Ｎに接続される。負荷５は、直流母線Ｐ、Ｎ間に接続され、電圧形インバータ等である。
パルスパターン発生器１１は、自励式電圧形変換器に与えられるスイッチング信号のパルスパターンを発生する。自励式電圧形変換器３−１および３−２に与えられるパルスパターンは、パターンとしては同じであるが、その位相は自励式電圧形変換器３−２に与えられるパルスパターンに対して３−１では３０度進んだものとなる。
【０００８】
図２は、各自励式電圧形変換器のＵ相およびＶ相のスイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｕ２、Ｓｖ２に与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２と、各変圧器の２次側線間電圧波形Ｖｕｖ１、Ｖｕｖ２および交流電源接続点での変圧器１次側緑間電圧波形Ｖｓｕｖの一例を示したものである。
尚、ここでは平滑コンデンサの電圧をＶＤとしている。
図２によれば、スイッチング周波数を交流電源周波数と同じとした場合でも、電力変換器の交流側線間電圧波形Ｖｓｕｖが正弦波状になることがわかる。交流入力電流波形に含まれる高調波成分は、変換器交流電圧Ｖｓｕｖに含まれる高調波成分によって決まるため、変換器交流電圧Ｖｓｕｖが正弦波状であれば、交流入力電流波形も正弦波状となり含有高調波を低減することが可能となる。
従って、本実施の形態によれば、スイッチング周波数を高めることなく、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することができる。
（第２の実施の形態）
以下、本発明の第２の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図３に示すように、本実施の形態では、第１の実施の形態と比較して、自励式電圧形変換器３−３、３−４がＮＰＣ（中性点クランプ）回路になっている点が異なる。
【０００９】
本実施の形態のように、多重接続される変換器は自励式電圧形変換器であれば種類は特に限定しない。
（第３の実施の形態）
以下、本発明の第３の実施の形態について、図面を用いて説明する。
本実施の形態では、一例として多重数ｎ＝２としている。
図４に示すように、本実施の形態においては、第１の実施の形態と比較して、平滑コンデンサ４が各自励式電圧形変換器に対し共通になっている点が異なる。
尚、本実施の形態によれば、第１の実施の形態同様、スイッチング周波数を高めることなく、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することができる。
（第４の実施の形態）
以下、本発明の第４の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図５に示すように、本実施の形態では、多重数ｎ＝２とし、負荷として３レベル電圧形インバータ（ＮＰＣインバータ）を接続している。従って、多重数を増やすことにより、さらに多レベルのインバータにも適用することができる。
（第５の実施の形態）
以下、本発明の第５の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図６に示すように、本実施の形態では、多重数ｎ＝２の電力変換装置を交流電源に並列に接続し、直流側で平滑コンデンサを直列接続して負荷に直流電力を供給することにより電力変換装置としての容量を拡大することができる。
【００１０】
（第６の実施の形態）
以下、本発明の第６の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図７に示すように、本実施の形態では、第１の実施の形態と比較して、パルスパターン発生器が固定パルスパターン発生器１２になっている点が異なる。
従って、本実施の形態において、固定パルスパターン発生器１２は、交流電源に同期した固定パルスパターンを交流電源電圧に対する任意の位相角基準値ａ＊に従って発生する。このとき、固定パルスパターンに含まれる特定の高調波成分が所望の値になるようなパターンに選ぶことにより、交流入力電流波形に含まれる特定の高調波成分を所望の値に抑制することが可能となる。
（第７の実施の形態）
以下、本発明の第７の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図８に示すように、本実施の形態では、有効電流制御器１３は、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流値Ｉｐと有効電流基準値Ｉｐ＊の偏差を基に比例積分制御を行い、固定パルスパターン発生器１２の発生する固定パルスパターンの交流電源電圧に対する位相角基準値ａ＊を求めて出力する。
次に、本実施の形態の制御動作を図９を用いて説明する。
図９は、ある瞬間における電圧・電流ベクトル図を示すもので、Ｖ１は固定パルスパターンの基本波成分によって決まる変圧器１次側電圧ベクトル（電力変換器交流側電圧）、Ｉｓは交流入力電流ベクトル、Ｖｓは交流電源電圧ベクトル、ＶＬは電力変換器の交流側に設置するリアクトル又は交流系統インダクタンスＬｓに印加される電圧ベクトルである。各電圧ベクトルは次式を満足している。
【００１１】
【数１】
ＶＬ＝Ｖｓ−Ｖ１
また、交流入力電流ベクトルＩｓは次式となる。
【００１２】
【数２】
Ｉｓ＝ＶＬ／ｊＷｓＬｓ
但し、Ｗｓ：交流電源周波数
この状態から、電力変換器に与えられる固定パルスパターンの交流電源電圧に対する位相角をａからａ´まで増加させた場合を考えると、インダクタンスＬｓに印加される電圧ベクトルは次式のようになる。
【００１３】
【数３】
Ｖ´Ｌ＝Ｖｓ−Ｖ´１
また、交流入力電流ベクトルは次式となる。
【００１４】
【数４】
Ｉ´ｓ＝Ｖ´Ｌ／ｊＷｓＬｓ
以上より、固定パルスパターンの交流電源電圧に対する位相角を増加させることにより交流入力電流が増加し、これに含まれる有効電流成分も増加することになる。逆に、位相角を減少させることにより、有効電流成分を減少することもできる。
本実施の形態によれば、自励式電圧形変換器に与えられるスイツチング信号を固定パルスパターンとした場合でも、その交流電源電圧に対する位相角を変化することにより交流電源から電力変換装置に供給される有効電流を所望の値に制御することが可能となる。
（第８の実施の形態）
以下、本発明の第８の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図１０に示すように、本実施の形態において、ハイパスフィルタ１４は、交流電源から電力変換装置に供給される無効電流値ＩＱから直流成分を除去することにより、無効電流に含まれる振動成分を検出し、これに適当な係数を乗算することにより、位相角基準補償値ｄａ＊を求めて出力する。
加算器１５は、位相角基準補償値ｄａ＊と位相角基準値ａ＊を加算して補償後の位相角基準値ａ＊＊を出力する。本実施の形態よれば、交流電源から電力変換装置に供給される有効電流を固定パルスパターンの位相角の変化により制御する場合に、有効電流の振動を抑制することが可能となる。
【００１５】
（第９の実施の形態）
以下、本発明の第９の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図１１に示すように、本実施の形態において、直流電圧制御器１５は、電力変換装置の直流側電圧である直流電圧値ＶＤと直流電圧基準値ＶＤ＊の偏差を基に比例積分制御を行い、有効電流基準値Ｉｐ＊を求めて出力する。
従って、本実施の形態によれば、電力変換装置の直流側電圧を所望の値に制御することが可能となる。
（第１０の実施の形態）
以下、本発明の第１０の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図１２に示すように、本実施の形態において、無効電流制御器１６は、交流電源から電力変換装置に供給される無効電流値ＩＱと無効電流基準値ＩＱ＊の偏差を基に比例積分制御を行い、直流電圧基準補償値ｄＶＤ＊を求めて出力する。
加算器１６は、直流電圧基準補償値ｄＶＤ＊と直流電圧基準値ＶＤ＊を加算して補償後の直流電圧基準値ＶＤ＊＊を出力する。
従って、本実施の形態よれば、交流電源から電力変換装置に供給される無効電流を所望の値に制御することが可能となり、特に無効電流基準値ＩＱ＊＝０とした場合には交流電源力率を１に制御することができる。
【００１６】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、スイッチング周波数を高めることなく交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減することが可能となり、電力変換効率向上と電源高調波低減の両立が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す概要構成図。
【図２】 図１に示した本発明の第１の実施の形態の動作原理を説明するための波形図。
【図３】 本発明の第２の実施の形態を示す概要構成図。
【図４】 本発明の第３の実施の形態を示す概要構成図。
【図５】 本発明の第４の実施の形態を示す概要構成図。
【図６】 本発明の第５の実施の形態を示す概要構成図。
【図７】 本発明の第６の実施の形態を示す概要構成図。
【図８】 本発明の第７の実施の形態を示す概要構成図。
【図９】 図８に示した本発明の第７の実施の形態の動作原理を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図１０】 本発明の第８の実施の形態を示す概要構成図。
【図１１】 本発明の第９の実施の形態を示す概要構成図。
【図１２】 本発明の第１０の実施の形態を示す概要構成図。
【図１３】 従来の電力変換装置を示す概要構成図。
【図１４】 図１３に示した従来の電力変換装置の動作原理を説明するための波形図。
【符号の説明】
１……交流電源、２−１，２−２，２−３，２−４……変圧器
３，３−１，３−２，３−３，３−４……自励式電圧形変圧器
４，４−１，４−２，４−３，４−４……平滑コンデンサ
５……負荷、６……ＮＰＣインバータ、１０……ＰＷＭ制御器
１１，１１−１，１１−２……パルスパターン発生器
１２……固定パルスパターン発生器、１３……有効電流制御器
１４……ハイパスフィルタ、１５，１８……加算器
１６……直流電圧制御器、１７……無効電流制御器

Claims (6)

1. １次側が交流電源に直列接続され、２次側電圧の位相が６０度／ｎずつシフトしたｎ個の変圧器と、この変圧器の各々の２次側に交流側が接続されたｎ個の自励式電圧形変換器と、この自励式電圧形変換器の各々に与えられるスイッチング信号の位相が６０度／ｎずつシフトする以外は同じパルスパターンで且つ高調波成分が少なくなるような固定パルスパターンを発生するパルスパターン発生器と、前記交流電源から供給される有効電流値と有効電流基準値の偏差から、前記自励式電圧形変換器の各々に与えられるスイッチング信号の固定パルスパターンを発生するための交流電源電圧に対する位相角基準値を演算して、前記固定パルスパターンに出力する有効電流制御器とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
2. 多段に分割された直流電圧を交流電圧に変換する多レベル電圧形インバータを負荷とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 複数の電力変換装置を前記交流電源に並列接続し、共通の負荷に直流電力を供給することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記交流電源から供給される無効電流値から、位相角基準補償値を出力するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタから出力される位相角基準補償値と前記有効電流制御器から出力される位相角基準値を加算して出力する加算器とを具備したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 電力変換装置の直流側電圧である直流電圧値と直流電圧基準値の偏差から、有効電流基準値を演算出力する直流電圧制御器を具備したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 前記交流電源から供給される無効電流値と無効電流基準値の偏差から直流電圧基準補償値を演算出力する無効電流制御器と、この無効電流制御器から出力される直流電圧基準補償値と直流電圧基準値を加算して出力する加算器とを具備したことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。

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